第九章-高頻放大器設(shè)計

2023/2/41第9章高頻放大器設(shè)計張藝蒙西安電子科技大學(xué)微電子學(xué)院zhangyimeng@2023/2/42高頻放大器高頻小信號放大電路分為窄頻帶放大電路和寬頻帶放大電路兩大類。窄頻帶放大電路對中心頻率附近的微弱信號進(jìn)行不失真的放大,故不但需要有一定的電壓增益,而且需要有選頻能力。寬頻帶放大電路對較寬頻帶內(nèi)的微弱信號進(jìn)行不失真的放大,故要求放大電路的下限截止頻率很低(有些要求到零頻即直流),上限截止頻率很高2023/2/432023/2/44開路時間常數(shù)法開路時間常數(shù)（OCτs)也稱為“零值”時間常數(shù)。它適合于傳輸函數(shù)只包括極點，零點都在無窮大處，也就是一個只包含電阻、電源和m個電容的隨意的線性網(wǎng)絡(luò)，那么：

（1）計算面向每一第j個電容的等效電阻Rjo，計算時去掉所有其它電容（2）對每個電容求出積τjo=RjoCj(3)求所有m個這樣的“開路”時間常數(shù)和

(4)(1)開路時間常數(shù)法能指出限制帶寬的主要因素（元件）(2)估計的帶寬往往比較低，精確的計算需要模擬器(3)是高頻模型，低頻零點使計算不正確，因該去掉那些對增益增加沒有貢獻(xiàn)的耦合電容；（4)時間常數(shù)和極點不是一一對應(yīng)的。2023/2/45設(shè)計實例(3)如圖所示是一個具有兩個源跟隨器的共源-共柵放大器通過計算增益為-8。采用開路時間法計算得到的BW=2.1Grps（340MHz）模擬結(jié)果為540MHz。Rs=2KΩRL=1KΩVINM2CL=1pFM3VBIAS5VM43mA3mA采用兩級或多極放大2023/2/469.2利用零點增大帶寬

突破開路時間常數(shù)的所依賴的條件，擴展帶寬的思路：把零點或復(fù)數(shù)極點引入到傳遞函數(shù)中小心的構(gòu)造一個高階系統(tǒng)。。。

--并聯(lián)補償放大器。2023/2/47利用零點增大帶寬右圖是小信號模型，傳遞函數(shù)vout/iin就是RLC網(wǎng)絡(luò)的阻抗。電感擴展帶寬的原理RLC網(wǎng)絡(luò)的阻抗：除一個零點外，上式還有兩個極點（有可能是復(fù)數(shù)），不符合開路時間常數(shù)的方法。放大器增益=gmZ(s),下面研究后者和頻率間的函數(shù)關(guān)系。2023/2/48利用零點增大帶寬條件m歸一化后的帶寬歸一化后的峰值頻率響應(yīng)最大帶寬-1.41-1.851.19|Z|=R@ω=1/RC2-1.81.03最大平坦度的頻率響應(yīng)-2.41-1.721最佳群延遲-3.1-1.61無并聯(lián)情況∞11提出要求2023/2/49并聯(lián)補償：一個設(shè)計實例漏端等效電容為1.5pF,負(fù)載電阻為100Ω，設(shè)計一個1.5GHz的共源寬帶放大器作為一個相位調(diào)整信道模塊提高增益。如果沒有電感，則帶寬為1GHz。取m=3.1

則圖中帶寬估計為1.7GHz，而且功耗沒有增加，Q=0.52023/2/410采用零點來抵消極點來增大帶寬10:1探針頭模型，Rin=10MΩ，帶寬200MHz。零點成峰共源放大器2023/2/411二端口網(wǎng)路帶寬增大電路帶有并聯(lián)和串聯(lián)補償?shù)姆糯笃鳑]有L1時，只采用串聯(lián)補償時：L2=R2C/mm=2最大帶寬為m=3最大平坦群延遲且?guī)挒?.362023/2/412二端口網(wǎng)路帶寬增大電路并聯(lián)與雙串聯(lián)補償電路流入負(fù)載的電流由于L1的存在而被延遲，加速了負(fù)載電容的充電。最初一段器件只需對自己的輸出電容充電，因為L3延遲了電流到網(wǎng)絡(luò)的其他部分。網(wǎng)絡(luò)對電容的充電是串行的而不是并行的。增加延遲換取帶寬的提高。2023/2/413反饋反饋：正反饋、負(fù)反饋正反饋：振蕩（麥克風(fēng)與揚聲器）負(fù)反饋：穩(wěn)定（空調(diào)自動調(diào)溫器,高精度信號處理）本章只討論負(fù)反饋反饋的作用：降低增益靈敏度改變輸入/輸出阻抗擴展系統(tǒng)帶寬抑止非線性2023/2/414反饋X(s)：輸入信號Y(s)：輸出信號Y(s)/X(s)：閉環(huán)傳輸函數(shù)，閉環(huán)增益H(s)：前饋網(wǎng)絡(luò)；開環(huán)傳輸函數(shù)，開環(huán)增益G(s)：反饋網(wǎng)絡(luò)；若與頻率無關(guān)，可用代替H(s)×G(s)：環(huán)路增益：反饋系數(shù) 反饋放大器由前饋網(wǎng)絡(luò)；檢測輸出的方式；反饋網(wǎng)絡(luò)和產(chǎn)生反饋誤差的方式四部分組成。H(s)的輸入可以認(rèn)為是“虛地”2023/2/415反饋：閉環(huán)傳輸函數(shù)2023/2/416反饋的特性1：降低增益靈敏度βA稱為環(huán)路增益閉環(huán)增益和精度之間折中2023/2/417增益靈敏度降低的例子－簡單共源級與gmro1相比，這個增益的表達(dá)式是兩個電容之比，因此增益能更精確控制2023/2/418反饋的特性2：改變輸入/輸出阻抗2023/2/419負(fù)反饋改變阻抗的例子－共柵電路2023/2/420反饋的特性3：擴展帶寬2023/2/421帶寬擴展前后的波特圖擴展后擴展前帶寬的增大來源于反饋降低增益靈敏度的特性單極點系統(tǒng)增益與帶寬的乘積不隨反饋變化2023/2/422反饋的特性4：抑止非線性2023/2/4239.3并聯(lián)-串聯(lián)放大器不同于我們已經(jīng)學(xué)習(xí)的開環(huán)結(jié)構(gòu)，設(shè)計寬帶放大器的另一種方法是采用負(fù)反饋。并聯(lián)-串聯(lián)采用了并聯(lián)合串聯(lián)反饋的組合，其主要優(yōu)點是它的輸入輸出阻抗在一個很寬的頻率范圍內(nèi)比較恒定，且設(shè)計比較容易。2023/2/424并聯(lián)-串聯(lián)放大器低頻增益和輸入輸出電阻2023/2/425并聯(lián)-串聯(lián)放大器低頻增益和輸入輸出電阻Rin=Rout？設(shè)計時已知Av，首先得到RF然后計算R12023/2/426并聯(lián)-串聯(lián)放大器帶寬與輸入輸出阻抗2023/2/4279.4采用ft倍頻器增大帶寬減小輸入電容而不降低跨導(dǎo)，ft就會增加差分對是一個ft的倍頻器達(dá)靈頓對作為ft的倍頻器Battjes的ft的倍頻器2023/2/4289.5調(diào)諧放大器帶單個調(diào)諧負(fù)載的共源放大器不取決于中心頻率的增益帶寬積具有單個調(diào)諧負(fù)載的放大器2023/2/429調(diào)諧放大器2023/2/4309.6中和與單向化具有單個調(diào)諧負(fù)載的共源-共柵放大器具有單個調(diào)諧負(fù)載的源極耦合放大器經(jīng)過中和的共源放大器2023/2/431分布式放大器分布式放大器的原理。圖(a)為普通的集總放大器,RG為柵極偏置電阻,RD為負(fù)載電阻,W為MOS管的寬度。圖(b)為電感分布式放大器,將圖(a)中的MOS管分為三個等寬的小MOS管,每個小MOS管的寬度為原來MOS寬度的三分之一,三個小MOS之間用電感LO和LI連接在一起。在低頻時,電感LO和LI都可以看成短路,這時圖(b)和圖(a)的電路是等價的。但是,在高頻的時候,MOS管的柵極寄生電容和漏極寄生電容以及輸入輸出部分的電容都可以由電感LO和LI來吸收。我們稱電感LO和LI為人工傳輸線,那么這個放大器的帶寬就由人工傳輸線的截止頻率決定。這就是分布式放大器的工作原理。2023/2/432分布式放大器顯然,我們可以把該原理一般化,即將MOS管分為N個部分,N個部分間用電感連接。我們來計算分為N個部分時的帶寬。輸出傳輸線的特征阻抗是ZTLO,在低于截止頻率時是由電感LO

和漏極寄生電容CO/N決定的(每級管子的大小為原來的1/N)?？梢缘玫饺缦碌年P(guān)系:要求傳輸線阻抗和負(fù)載電阻RD

相匹配避免反射,我們發(fā)現(xiàn)電感LO=R2D·CO/N時滿足要求。輸出傳輸線的截止頻率可以表示為:可見,輸出截至頻率為普通集總放大器的2N倍。2023/2/433分布式放大器如果我們假定輸入傳輸線和輸出傳輸線是一樣的(即CI=CO,RG=RD,具有相同的截止頻率和相同的阻抗),這樣對輸入截止頻率也有相同的改善,則整個放大器的帶寬擴展了2N倍。在理論上,我們可以將放大器分為足夠多級(N->∞)來實現(xiàn)帶寬的無限擴展,但是在實際應(yīng)用中,級數(shù)一般被限定在4-7,主要是因為人工傳輸線存在損耗。2023/2/434分布式放大器用一小段傳輸線來代替電感,如圖所示。在這種情況下傳輸線的特征阻抗低于原來的值,主要是由于MOS管負(fù)載電容引起的?？梢?分布式放大器是一種有