第6章數(shù)字信號的最佳接收

第6章數(shù)字信號的最佳接收6.1數(shù)字信號接收的統(tǒng)計表述

6.2最小平均風險準則（貝葉斯判決準則）

6.3最小錯誤概率準則

6.4最大輸出信噪比準則

6.5數(shù)字基帶系統(tǒng)的最佳化

6.1數(shù)字信號接收的統(tǒng)計表述

通信系統(tǒng)中信道特性不理想及信道噪聲的存在，直接影響接收系統(tǒng)的性能，而一個通信系統(tǒng)的質(zhì)量優(yōu)劣在很大程度上取決于接收系統(tǒng)的性能。1、研究的對象：研究從噪聲中如何最好地提取有用信號，且在某個準則下構成最佳接收機，使接收性能達到最佳，這就是最佳接收理論。2、研究的問題：最佳接收或信號接收最佳化的原理和數(shù)學模型6.1.1二元通信系統(tǒng)的假設檢測二元通信系統(tǒng)假設檢測的基本原理圖如圖6-1所示。

圖6-1二元通信系統(tǒng)假設檢測的基本原理圖

用H0和H1分別表示零假設和備擇假設，其意義分別表示s0(t)和s1(t)信號的存在，先驗概率分別為P(H0)和P(H1)。假設為H0時，接收信號為

y(t)=s0(t)+n(t)0≤t≤T

假設為H1時，接收信號為

y(t)=s1(t)+n(t)0≤t≤T

接收機的任務是根據(jù)(0~T)時間內(nèi)對y(t)的觀測數(shù)據(jù)和判決準則做出哪一個信號存在的判決。若判決為D1，表示假設H1的存在；若判決為D0，表示假設H0的存在。

6.1.2似然函數(shù)

若令s1(t)=

1，s0(t)=

-

1，在t

=

t0時刻進行一次觀察，則接收信號為假設為H1時，y(t0)=s1(t0)+n(t0)=1+n(t0)假設為H0時，y(t0)=s0(t0)+n(t0)=-1+n(t0)

n(t0)是均值為0，方差為的高斯隨機變量。所以，y(t0)也是一個高斯隨機變量，只是不同假設時，均值不同。

在假設為H1時，均值E{y(t0)}=1，條件概率密度函數(shù)為

(6-1)在假設為H0時，均值E{y(t0)}=-1，條件概率密度函數(shù)為

(6-2)

f(y/H1)和f(y/H0)

稱為似然函數(shù)。

在[0，T]時間內(nèi)對接收信號y(t)進行N次抽樣，稱為多次觀察，接收信號的N維空間矢量（觀測空間）用Y表示，則

(6-3)6.1.3虛報概率和漏報概率

二元假設所得的似然函數(shù)依然是高斯分布，對于一次觀測假定已找到判決點y0。圖6-2一次判決的似然函數(shù)及判決域根據(jù)兩種假設H1、H0及兩種檢驗結果D1、D0，接收判決必然存在四種可能情況：假設為H0，檢驗結果為D0，正確判決，條件概率為P(D0/H0)；假設為H0，檢驗結果為D1，錯誤判決，條件概率為P(D1/H0)；假設為H1，檢驗結果為D0，錯誤判決，條件概率為P(D0/H1)；假設為H1，檢驗結果為D1，正確判決，條件概率為P(D1/H1)。

四種條件概率可分別表示為

（6-4）

由此可見，二元檢測產(chǎn)生兩類錯誤，第一類錯誤是將H0判為D1，其條件概率用P(D1/H0)表示，通信中通常稱其為虛報概率；第二類錯誤是將H1判為D0，其條件概率用P(D0/H1)表示，稱其為漏報概率。

在雙擇一檢測問題中，通常有

P(D1/H1)=1-P(D0/H1)P(D1/H0)=1-P(D0/H0)上述兩類錯誤帶來的平均錯誤概率為

Pe=P(H0)P(D1/H0)+P(H1)P(D0/H1)

(6-5)因為P(H1)=1-P(H0)，所以Pe=P(H0)P(D1/H0)+[1-P(H0)]P(D0/H1)

(6-6)當H1和H0等概出現(xiàn)時，P(H1)=P(H0)=1/2，這時

(6-7)

6.1.4信號檢測模型

虛報概率P(D1/H0)和漏報概率P(D0/H1)分別為：圖6-3信號統(tǒng)計檢測模型

若按統(tǒng)計檢測中條件概率的變換來描述，那么這個過程可以看成是兩次概率空間的轉換。第一次轉換：發(fā)生在信道傳輸部分，它將原來一維概率的信號空間轉換成混合波形x(t)的N維概率空間，即

P(H0)→P(X/H0)（似然函數(shù)）

P(H1)→P(X/H1)（似然函數(shù)）這里X表示N維矢量，它就是整個隨機過程x(t)，以便與僅代表某一次觀測樣值的x=x(t0)相區(qū)別。第二次轉換：發(fā)生在接收機的判決部分，它將混合波形的N維概率空間轉換為判決結果的一維概率空間，即

P(X/H0)→P(D0/H0)P(X/H1)→P(D1/H1)

這里D0和D1與原來假設H0和H1一樣，都屬于一維概率空間。上述變換流程可用下圖信號檢測模型來表示。

這里接收機的質(zhì)量與判決區(qū)域z0或z1的劃分是否適當有很大關系，不同的判決準則則產(chǎn)生不同的劃分，其判決結果也不同。在實際中，一般根據(jù)不同的信號檢測系統(tǒng)靈活采用不同的判決準則。判決準則：在信號檢測模型中，觀測空間同存在著m個判決區(qū)域，含噪信號落在不同的判決區(qū)域內(nèi)會產(chǎn)生不同的判決結果，因此，判決區(qū)域的正確劃分是非常重要的。一般把判決區(qū)域的劃分原則稱為判決準則。其目的是獲得最大的正確檢測結果（按概率計），或者說以最小風險獲得最佳檢測結果。分析歸納上述信號檢測模型可概括為：三個概率空間和兩次概率轉換.

三個概率空間：m維信號空間、N維觀測空間、m維判決空間

兩次概率轉換：信號空間到觀測空間，即由m維原發(fā)信號轉換為N維含噪信號；觀測空間到判決空間，即由N維含噪信號轉換為m維判決結果。

各類判決準則:統(tǒng)計信號檢測中建立正確的判決準則，劃分好不同的判決區(qū)域是最重要的任務。而判決準則的選擇與檢測系統(tǒng)的具體要求有關，它取決于信號的統(tǒng)計特性，不同的代價函數(shù)以及最佳接收機組成原則等因素。

一、最小平均風險準則（Bayes準則） 二、安全平均風險準則（極大極小準則） 三、檢測概率最大準則（Neyman-Pearson準則） 四、錯誤概率最小準則（理想觀察者準則） 五、最大似然準則(ML準則)

六、最大后驗概率準則6.2最小平均風險準則（貝葉斯判決準則）

（6-10）

其中,P(DiHj)表示假設為Hj，判決為Di的聯(lián)合概率；Cij表示假設為Hj，判決為Di所付出的代價。在二選一檢測中，接收機每次作出的判決不管是正確的還是錯誤的，都要付出代價，并用Cij表示，其中i表示檢測結果，j表示原來的假設。檢測后的平均風險

可寫為應用貝葉斯公式P(DiHj)=P(Hj)P(Di/Hj)（6-11)代入式（6-10），得

（6-12）（6-13）

在一次觀測情況下，選擇判決點y0，則（6-14）

令dR/dy0=0，可以得到R=Rmin時的判決點，即y0=yB，yB

稱為貝葉斯門限。得，

λB稱為似然比門限。將y0=yB代入式（6-13）就可以得到最小平均風險。貝葉斯判決準則可以用似然比形式表示為

（6-15）

由于和都是正數(shù)，上式也可以用對數(shù)表示

(6-16)

N維觀測時的貝葉斯判決準則和一維觀測具有相似的結果，即

(6-17)或用對數(shù)表示為

(6-18)6.3最小錯誤概率準則

在數(shù)字通信系統(tǒng)中，我們期望錯誤接收的概率愈小愈好，因此采用最小錯誤概率準則是直觀的和合理的。當取貝葉斯判決準則中的C00=C11=0、C01=C10=1時，說明通信系統(tǒng)對正確判決無需付出代價，而錯誤的判決應付出的代價相同，亦即虛報概率和漏報概率所造成的后果是相同的。于是，系統(tǒng)的誤碼率應為

（6-19）

其中

（6-20）

最小錯誤概率準則應寫為

(6-21)或用對數(shù)表示為

(6-22)式中λ0稱為門限似然比。

6.3.1確知信號的最佳接收

1.最佳接收機結構

為了突出重點，對二進制確知信號和噪聲做以下假設：假設為H0時，y(t)=s0(t)+n(t)0≤t≤T假設為H1時，y(t)=s1(t)+n(t)0≤t≤T這里s0(t)和s1(t)可以是基帶信號，s0(t)=s0和s1(t)=s1均為常數(shù)；s0(t)和s1(t)也可以是頻帶信號，s0(t)和s1(t)均為已調(diào)信號。

噪聲n(t)為高斯白噪聲，均值為0，方差為，單邊功率譜密度為n0。

要建立的最佳接收機是在噪聲干擾下，以最小差錯概率準則，在觀察時間(0,T)內(nèi)，檢測判決信號的接收機。

對s0(t)和s1(t)抽樣N次，N次抽樣后的隨機變量仍然是方差為的高斯分布，但每次抽樣的均值不同，分別記作s0k和s1k，于是得到N次抽樣后的似然函數(shù)為

（6-23）

似然函數(shù)比為

（6-24）

為了對連續(xù)波進行檢測，在碼元周期T=N(Δt)保持不變的情況下，使抽樣間隔無窮小Δt→0，抽樣次數(shù)就會變成無窮大N→∞，同時信道帶寬B=1/2(Δt)→∞，這是理想信道情況。此時噪聲功率=n0B=n0/2(Δt)。于是得到各項的極限值將其代入式（6-24）并按式（6-22）取對數(shù)后可寫為

（6-25）

令

（6-26）

稱為判決門限電平。于是，式（6-24）可寫為（6-27）

對于2PSK和2FSK信號，當1、0等概出現(xiàn)時，門限似然比λ0=1，lnλ0=0。并且當1、0碼信號的能量相等時，

可見，對于等概等能量信號用最小概率準則判決時，其判決門限電平VT=0。圖6-4二進制確知信號最佳接收機結構

針對以上結果予以討論：

(1)從最佳接收機結構來看，它是由兩路相關器（包括乘法器和積分器）、相加器、比較器和判決器組成的，因此通常稱其為相關接收機。

(2)判決門限VT與信號s0(t)和s1(t)、噪聲n(t)、判決準則、先驗概率有關，當信號先驗等概率、等能量時，VT=0，接收機判決準則可簡化為

(6-28)其結構模型如圖6-5所示。(3)相關器可用匹配濾波器代替(將在6.4節(jié)介紹)。(4)判決時刻應選在T時刻，如果偏離此時刻，將直接影響判決效果，從而影響接收機最佳性能。

圖6-5二進制確知信號等概率、等能量時的最佳接收機結構模型

2.二進制確知信號最佳接收機性能

誤碼有兩種情況，一種是發(fā)送端發(fā)送s0(t)信號，被判決為s1(t)。此情況誤碼率用Ps1(s0)表示，它表示發(fā)送s0(t)條件下，判為出現(xiàn)s1(t)的概率。同理，當發(fā)送s1(t)信號，被判為s0(t)的誤碼率用Ps0(s1)表示，它表示發(fā)送s1(t)條件下，判為出現(xiàn)s0(t)的概率。Ps0(s1)和Ps1(s0)的分析推導過程相同，下面僅給出Ps0(s1)的推導過程。

當發(fā)送端發(fā)出s0(t)時，接收到的波形為y(t)=s0(t)+n(t)，設式(6-27)左邊為v1,則(6-29)式中， 是s1(t)、s0(t)信號能量，ρ是s0(t)和s1(t)的互相關系數(shù)，可表示為

(6-30)已假設噪聲的均值E{n(t)}=0，故

(6-31)均值對于高斯白噪聲

t=t′

t≠t′

故

(6-32)從而

(6-33)(6-34)化簡整理得

上式中

同理，若發(fā)送端發(fā)出s1(t),y(t)=s1(t)+n(t)，可求得Ps1(s0)為上式中

滿足式(6-27)且等能量的接收機平均誤碼率為

(6-35)下面對式(6-35)進行討論：

(1)Pe與信號的先驗概率P(s0)、P(s1)、信號的能量E和s0(t)與s1(t)的相關性有關，還與噪聲的功率譜密度n0有關，與s0(t)與s1(t)本身結構無關。

(6-36)

此時的Pe是最大的，也即先驗等概時的誤碼率大于先驗不等概時的誤碼率。

(2)當P(s0)/P(s1)=0或，即P(s0)=0,而P(s1)=1或P(s1)=0,而P(s0)=1時，由式(6-21)看出，幾將等于零，因為此時意味著接收端預先知道了發(fā)送的是什么，故不會有錯誤發(fā)生；

(3)當P(s0)=P(s1)時，，可求得

圖

6-6Pe與 關系曲線

3.幾種二進制確知信號的性能

從圖6-6可見，E增加或者n0減小都可使Pe減小，亦即改善接收質(zhì)量。另一個影響Pe的因素是互相關系數(shù)ρ，它代表信號s0(t)和s1(t)之間的相關程度，可定義為(6-37)其中，E為信號s0(t)和s1(t)的平均能量。1)2ASK信號設2ASK信號為

則可求得

先驗等概時的誤碼率表示式為式(6-36)，代入ρ、E得

(6-38)2)2FSK信號設2FSK信號為

(0≤t≤T)選擇概率為ω2-ω1=nπ/T，ω2+ω1=mπ/T，m、n為整數(shù)，可以求得(6-39)把ρ、E代入式(6-36)得(3)2PSK信號設2PSK信號為

s0(t)=Acosωcts1(t)=-Acosωct=-s0(t)(0≤t≤T)則可求得

把ρ、E代入式(6-36)得

(6-40)

(4)討論①由于erfc(·)是遞減函數(shù)，因此，就式(6-38)、(6-39)和(6-40)比較，抗噪聲性能最好的是ρ=-1的信號形式，被稱做二進制確知信號的最佳形式。②2ASK和2FSK信號的ρ=0，但2ASK信號的平均能量僅是2FSK的一半，因此，當2ASK非零碼和2FSK信號振幅相等時，2ASK的抗噪聲性能比2FSK的抗噪聲性能差3dB。

③在數(shù)字通信中，2PSK信號的ρ=-1，2FSK信號的ρ=0。因此，這兩種信號最佳接收時的錯誤概率Pe(2PSK)<Pe(2FSK)。由以上分析可見，在二進制確知信號的通信中，2PSK信號是最佳的信號形式之一，而2FSK信號次之，2ASK信號最差。但要注意，說2PSK信號形式是最佳的，并不意味著前面介紹的相應解調(diào)系統(tǒng)就是最佳的接收系統(tǒng)，因為在那里的解調(diào)系統(tǒng)并非按最佳接收機的結構設計的。

4實際接收機與最佳接收機比較

表6-1實際接收機與最佳接收機性能比較

在s(t)和n0相同的條件下，

對于實際接收機來說，平均信噪功率比r可表示為

(6-41)

其中，B是接收端帶通濾波器帶寬，噪聲功率N是噪聲在帶通濾波器通帶內(nèi)形成的功率。對于最佳接收機，由于E=ST，故E/n0可表示為

(6-42)

要使實際接收誤碼率等于最佳接收誤碼率，從表

6-1可見，必須要r=E/n0，也即B=1/T。1/T是基帶數(shù)字信號的重復頻率，對于矩形脈沖波形而言，1/T是頻譜的第一個零點。為了使實際接收機的帶通濾波器讓信號順利通過以便減少波形失真，一般需要讓第二個零點之內(nèi)的基帶信號頻譜成分通過，因此,帶通濾波器的帶寬B約為4/T。此時,為了獲得相同誤碼性能，實際接收系統(tǒng)的信噪比要比最佳接收系統(tǒng)的信噪比大。因此，只要是二元頻帶調(diào)制系統(tǒng)，總因頻帶利用率，即：，所以在相同輸入條件下，實際接收機的性能比最佳接收的差。

5多進制確知信號最佳接收機結構及性能

設先驗等概、等能量、相互正交的多進制信號為｛s1(t),s2(t)，…,sm(t)｝，則利用先驗等概的二進制確知信號最佳接收機的討論結果，有判為si

(i,j=1,2,…,m,i≠j)(6-43)由式(6-43)畫出最佳接收機模型如圖

6-7所示。

圖

6-7多進制確知信號的最佳接收機結構

在滿足式(6-43)條件下，先求出發(fā)si不錯的概率Pc，則平均誤碼率Pe=1-Pc?？梢宰C明上式中，Pe不僅與E/n0有關，還與進制數(shù)m有關，在相同Pe情況下，所需信號能量隨m的增大而減小。(6-44)6.3.2隨相信號的最佳接收機

設到達接收機兩個等可能出現(xiàn)的隨相信號為

s1(t,φ1)=A0cos(ω1t+φ1)s2(t,φ2)=A0cos(ω2t+φ2)

(6-45)

式中，ω1與ω2為兩個使信號滿足“正交”的載頻，φ1與φ2是每個信號的唯一參數(shù)，它們在觀測時間(0,T)內(nèi)的取值服從均勻分布。s1(t,φ1)與s2(t,φ2)的持續(xù)時間為(0,T)，且能量相等：

接收機接收到的波形y(t)為

s1(t,φ1)+n(t)s2(t,φ2)+n(t)y(t)=則根據(jù)最小差錯概率準則建立的二進制隨相信號最佳接收機為

M1＞M2,判為s1出現(xiàn)M1＜M2,判為s2出現(xiàn)(6-46)式中，

圖6-8二進制隨相信號的最佳接收機結構

二進制隨相信號的誤碼率Pe為

(6-47)

式中，h2=Eb/n0，Eb表示信號每比特能量。式(6-47)表明，等概率、等能量及相互正交的二進制隨相信號的最佳接收機誤碼率，僅與歸一化輸入信噪比(Eb/n0)有關。

2.多進制隨相信號的最佳接收機

設接收機輸入端有m個先驗等概率、互不相交及等能量的隨相信號s1(t,φ1)，s2(t,φ2)，…,sm(t,φm)。那么，在接收機輸入端收到的波形為仿照式(6-46)，可得最佳接收機為

Mi＞Mj,i、j=1,2,…,m，

但j≠i

判為si出現(xiàn)

(6-48)式中

按式(6-48)畫出的最佳接收機結構如圖

6-9所示。

圖

6-9多進制隨相信號的最佳接收機結構

圖6-5二進制確知信號等概率、等能量時的最佳接收機結構模型圖中最佳接收機中的相關器可用匹配濾波器代替，即最佳接收機的匹配濾波器形式。6.4最大輸出信噪比準則

最佳濾波器的設計準則：一、使濾波后的信號波形與發(fā)送信號之間的均方誤差最?。ňS納濾波器）；二、使濾波器的輸出信噪比在某一特定的時刻達到最大（匹配濾波器）。

6.4.1匹配濾波器符合最大信噪比準則的最佳線性濾波器稱為匹配濾波器。

（1）

接收端要事先明確知道，發(fā)送端以何種形狀的波形發(fā)送“1”，“0”碼或多元符號；（2）接收端針對各波形，分別提供與其相適配的接收電路，并且各接收電路惟一對應適配一種傳輸?shù)男盘柌ㄐ危苁馆敵鲂旁氡冗_到最大值，判決風險最小；（3）對于經(jīng)信道傳輸后的未知相位的已調(diào)波，有利于正確匹配接收。

為了實現(xiàn)接收輸出最大信噪比這一目標，匹配濾波器設計的基本條件為：

輸入：x(t)=s(t)+n(t)

噪聲n(t)為功率譜密度等于n0/2的白噪聲；信號s(t)S(ω)；

輸出：y(t)=so(t)+no(t)，線性濾波器的傳輸函數(shù)：h(t)H(ω)

圖

6-10線性濾波器方框圖

根據(jù)最大輸出信噪比準則，只要求出在某時刻t0的輸出信號功率|so(t0)|2和輸出噪聲功率No，并讓輸出信噪比ro=|so(t0)|2/No為最大，此時的H(ω)即為所需的匹配濾波器傳輸函數(shù)。求在上述最大輸出信噪比準則下的最佳線性濾波器的傳輸函數(shù)H(ω)。(6-49)

為了求得ro最大，可通過變分法或許瓦茲不等式來解決。許瓦茲不等式可表示為

只要滿足條件X(ω)=Y*(ω)，上式不等式變?yōu)榈仁健，F(xiàn)把此不等式用到式(6-49)中去，假設則在滿足H(ω)=k·S*(ω)e-jωt0條件時，式(6-49)可寫成(6-50)式中， 是信號s(t)的總能量。

從以上推導可見，只有當H(ω)=k·S*(ω)e-jωt0時，ro=romax，且romax=2E/n0。H(ω)=k·S*(ω)e-jωt0

就是匹配濾波器的傳輸函數(shù)。下面通過H(ω)的傅氏反變換，來研究匹配濾波器的沖擊響應h(t)。

當H(ω)=k·S*(ω)e-jωt0

時設s(t)為實函數(shù)，則S*(ω)=S(-ω)，因此

(6-51)上式表明，匹配濾波器的沖擊響應是輸入信號s(t)的鏡像信號s(-t)，在時間上再平移t0。匹配濾波器單位沖激響應原理為了獲得物理可實現(xiàn)的匹配濾波器，要求在t＜0

時，h(t)=0，故式(6-51)可寫為(6-52)即

(6-53)式(6-53)條件表明，物理可實現(xiàn)的匹配濾波器的輸入端信號s(t)必須在它輸出最大信噪比的時刻t0之前消失(等于零)，或者說物理可實現(xiàn)的h(t)，最大信噪比時刻應選在信號消失時刻之后的某一時刻。若設某信號s(t)的消失時刻為t1，則只有選t0≥t1時，h(t)才是物理可實現(xiàn)的，一般希望t0小些，故通常選擇t0=t1

。(6-54)可見，匹配濾波器的輸出信號波形是輸入信號的自相關函數(shù)k·Rs(t-t0)，當t=t0時，其值為輸入信號的總能量E。

信號的自相關定理我們已經(jīng)求得了H(ω)h(t)，那么信號s(t)通過h(t)，其輸出信號波形so(t)為總結以上關于匹配濾波器的討論，有以下結論：(1)最大信噪比準則下的匹配濾波器可表示為 ，其中t0為最大信噪比時刻，t0應選在信號結束時刻之后；(2)t0時刻的最大信噪比

；

(3)匹配濾波器輸出信號So(t)=k·Rs(t0-t)

。

【例6.1】輸入信號為單個矩形脈沖，求匹配濾波器的h(t)及so(t)。設單個矩形脈沖為其波形如圖6-11(a)所示。圖6-11(a)解：根據(jù)s(t)，可設t0=T，k=1,則可得信號的頻譜為：

沖擊響應為：

輸出信號so(t)為：

6.4.2匹配濾波器組成的最佳接收機

以二進制確知信號最佳接收機式(6-28)或圖6-5為例。(6-28)最佳接收機的判決準則圖6-5二進制確知信號等概率、等能量時的最佳接收機結構模型若y(t)通過s1(t)的匹配濾波器h(t)=s1(T-t)，輸出波形為設T-τ=t′，則

抽樣判決時刻選在t=T，則上式為

正好是y(t)通過s1(t)相關器輸出，因此匹配濾波器可代替相關器。圖6-12確知信號最佳接收機的匹配濾波器結構形式(a)二進制；(b)m進制

圖6-13隨相信號最佳接收機的匹配濾波器結構形式

6.5數(shù)字基帶系統(tǒng)的最佳化

6.5.1理想信道下的最佳基帶系統(tǒng)

理想信道是指C(ω)=1或常數(shù)的情況。實際中只要信道比信號帶寬大得多，就可以認為是理想信道。基帶傳輸系統(tǒng)的總傳輸特性為若C(ω)=1，則H(ω)=GT(ω)·GR(ω)，且滿足的無碼間串擾條件。

則在C(ω)=1情況下的最佳基帶系統(tǒng)主要討論的是在H(ω)=GT(ω)GR(ω)已確定情況下的GT(ω)和GR(ω)。在加性高斯白噪聲下，要使系統(tǒng)的錯誤概率最小，就要使GR(ω)滿足下式：(6-55)考慮到H(ω)=GT(ω)GR(ω)，可得聯(lián)合方程①

②

(6-56)上兩式中的①式抽樣時刻為t=0，而(2)式抽樣時刻為t=t0，統(tǒng)一①、②兩式的抽樣時刻為t=0，則可將②式延遲因子 去掉，得

(6-57)由此解得

由于GR(ω)的相移網(wǎng)絡可任意選擇，故選擇一個適當?shù)?/p>