第六章-數(shù)字基帶傳輸

第六章數(shù)字信號(hào)的基帶傳輸

1主要內(nèi)容1數(shù)字信號(hào)基帶傳輸?shù)母拍?數(shù)字基帶信號(hào)的傳輸碼型3數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性4基帶傳輸中的碼間串?dāng)_5無碼間干擾的基帶傳輸特性6部分響應(yīng)系統(tǒng)7無碼間干擾的基帶系統(tǒng)抗噪聲性能8眼圖9時(shí)域均衡21數(shù)字信號(hào)基帶傳輸?shù)母拍?/p>

數(shù)字信號(hào)基帶傳輸?shù)母拍?/p>

簡單說，基帶傳輸系統(tǒng)是指不使用調(diào)制和解調(diào)裝置而直接傳輸數(shù)字基帶信號(hào)的系統(tǒng)。即在發(fā)端，首先將源符號(hào)進(jìn)行信源編碼；之后根據(jù)信道狀況，選用一定碼型及波形代表各編碼符號(hào)，構(gòu)成數(shù)字基帶碼流；最后進(jìn)入基帶信道進(jìn)行數(shù)字傳輸。

信道信號(hào)形成器用來產(chǎn)生適合于信道傳輸?shù)幕鶐盘?hào)；信道可以是允許基帶信號(hào)通過的媒質(zhì)；接收濾波器是用來接收信號(hào)和盡可能排除信道噪聲和其他干擾的；抽樣判決器則是在噪聲背景下用來判定與再生基帶信號(hào)。

信道信號(hào)形成器信道接收濾波器抽樣判決器基帶脈沖輸入干擾基帶脈沖輸出圖數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)的基本結(jié)構(gòu)31數(shù)字信號(hào)基帶傳輸?shù)母拍睿ɡm(xù)）

數(shù)字頻帶傳輸系統(tǒng)

簡單說，包括了調(diào)制和解調(diào)過程的傳輸系統(tǒng)稱為頻帶傳輸系統(tǒng)。如圖調(diào)制器基帶脈沖輸入信道解調(diào)器干擾基帶脈沖輸出41數(shù)字信號(hào)基帶傳輸?shù)母拍?/p>

數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)

簡單說，基帶傳輸系統(tǒng)是指不使用調(diào)制和解調(diào)裝置而直接傳輸數(shù)字基帶信號(hào)的系統(tǒng)。即在發(fā)端，首先將源符號(hào)進(jìn)行信源編碼；之后根據(jù)信道狀況，選用一定碼型及波形代表各編碼符號(hào)，構(gòu)成數(shù)字基帶碼流；最后進(jìn)入基帶信道進(jìn)行數(shù)字傳輸。

影響數(shù)字基帶傳輸可靠性的主要原因

高斯白噪聲帶來的加性干擾

限帶傳輸引起的碼間干擾（ISI）52數(shù)字基帶信號(hào)的傳輸碼型

數(shù)字基帶信號(hào)

所謂數(shù)字基帶信號(hào)（簡稱基帶信號(hào)），就是消息代碼的電波形。

數(shù)字基帶信號(hào)的主要要求:

傳輸碼型的選擇：對(duì)各種代碼的要求，期望將原始信息符號(hào)編制成適合于傳輸用的碼型。常用碼型有：單極性NRZ（NonReturnZero）碼、雙極性（BNRZ）碼、單極性歸零（RZ）碼、雙極性歸零（BRZ）碼、差分碼、多電平碼、AMI、CMI、Miller碼、分相碼（Manchester）、HDB3碼等。

基帶脈沖波形的選擇：對(duì)所選碼型的電波形要求，期望電波形適宜于在信道中傳輸。根據(jù)實(shí)際需要，組成基帶信號(hào)的單個(gè)碼元波形可以是矩形，升余弦形，高斯形以及半余弦脈沖等多種。62數(shù)字基帶信號(hào)的傳輸碼型（續(xù)）

基帶信號(hào)傳輸碼型的選取原則

傳輸?shù)拇a型不應(yīng)含有直流分量，且低頻成分和過高的頻率成分也不宜太多（通過分析頻譜圖即可看出信號(hào)含有的頻率成分）為使收發(fā)同步，傳輸?shù)拇a型中應(yīng)含有時(shí)鐘信息

傳輸?shù)拇a型與信息源的統(tǒng)計(jì)特性無關(guān)傳輸碼應(yīng)具有一定的檢錯(cuò)、糾錯(cuò)能力碼型的轉(zhuǎn)換設(shè)備應(yīng)簡單易于實(shí)現(xiàn)良好的功率譜特性：所選碼型、波形序列的功率譜主瓣窄、收斂快，以節(jié)省傳輸帶寬、減少ISI；7

基帶傳輸碼型

單極性NRZ（NonReturnZero）碼、雙極性（BNRZ）碼、單極性歸零（RZ）碼、雙極性歸零（BRZ）碼、差分碼、多電平碼

+E00001111（a）單極性波形+E-E0001111（b）雙極性波形+E00001111（c）單極性歸零波形+E-E0001111（d）雙極性歸零波形+E-E0001111（e）差分波形1+E-E01（f）多電平波形+3E-3E010100111011002數(shù)字基帶信號(hào)的傳輸碼型（續(xù)）8

基帶傳輸常用碼型

1、AMI碼（傳號(hào)交替反轉(zhuǎn)碼）

編碼規(guī)則：代碼0（空號(hào)）仍變換為傳輸碼的0，而把代碼中的1（傳號(hào)）交替變換成傳輸碼的+1、-1、+1、-1、…。它為三電平序列，三元碼，偽三進(jìn)制，1B/1T碼。優(yōu)點(diǎn)：（1）“0”，“1”不等概時(shí)也無直流。（2）零頻附近的低頻分量小。（3）整流后即為RZ碼。缺點(diǎn)：連0碼多時(shí)，AMI整流后的RZ碼連0也多，不利于提取高質(zhì)量的位同步信號(hào)（位同步抖動(dòng)大）

舉例：消息代碼：10011000111…AMI碼：＋100–l＋1000-1+1-1…

100112數(shù)字基帶信號(hào)的傳輸碼型（續(xù)）9

2、HDB3碼（三階高密度雙極性碼）

編碼規(guī)則:把消息代碼變換成AMI碼、檢查AMI碼的連0串情況。當(dāng)沒有4個(gè)以上連0串時(shí)，則這時(shí)的AMI碼就是HDB3碼；

當(dāng)出現(xiàn)4個(gè)以上連0串時(shí)（1）四個(gè)連0用取代節(jié)000V或B00V代替。（2）非四個(gè)連0時(shí)編碼后不變，當(dāng)兩個(gè)相鄰“V”碼中間有奇數(shù)個(gè)1時(shí)有000V，為偶數(shù)個(gè)1時(shí)用B00V。（3）1，B的符號(hào)符合交換反轉(zhuǎn)原則（B符號(hào)的極性與前一非0符號(hào)的相反，V的符號(hào)與其前一非0符號(hào)同極性，相鄰V碼符號(hào)相反。譯碼規(guī)則：每一個(gè)破壞符號(hào)V總是與前一非0符號(hào)同極性（包括B在內(nèi)）。從收到的符號(hào)序列中可以容易地找到破壞點(diǎn)V，于是也斷定V符號(hào)及其前面的3個(gè)符號(hào)必是連0符號(hào)，從而恢復(fù)4個(gè)連0碼，再將所有-1變成+1后便得到原消息代碼。

HDB3碼的特點(diǎn)：保留了AMI碼的優(yōu)點(diǎn)，克服了AMI連0多的缺點(diǎn)。它是一，二，三次群的接口碼型，是CCITT推薦使用的碼之一2數(shù)字基帶信號(hào)的傳輸碼型（續(xù)）10

舉例HDB3碼編碼

例1：代碼：

100001000011000011

AMI碼：-10000+10000–l＋l

0000-1+1

-1

000-V+1000+V-1＋l000+V-1+1HDB3碼：-1000-V+1000+V-1＋l-B00-V＋1-1例2：

100000110000100000HDB3：

1000V0-11–B00–V1000V0

2數(shù)字基帶信號(hào)的傳輸碼型（續(xù)）112數(shù)字基帶信號(hào)的傳輸碼型（續(xù)）

3、Manchester碼（雙相碼）

雙相碼的特點(diǎn)是只使用兩個(gè)電平，不像前面的三種碼具有三個(gè)電平。這種碼既能提供足夠的定時(shí)分量，又無直流漂移，編碼過程簡單。但這種碼的帶寬要寬些。雙相碼適合于數(shù)據(jù)終端設(shè)備在短距離上的傳輸。如由Xerox、DEC、Intel公司共同開發(fā)的Ethernet網(wǎng)中采用數(shù)字雙相碼作為線路傳輸碼型。

4、CMI碼（傳號(hào)反轉(zhuǎn)碼）

其編碼規(guī)則為：“1”碼交替用“11”和“00”表示；“0”碼用“01”表示。這種碼型有較多的電平躍變，含有豐富的定時(shí)信息。該碼已被CCITT推薦為PCM四次群的接口碼型。在光纜傳輸系統(tǒng)中有時(shí)也用作線路傳輸碼型。122數(shù)字基帶信號(hào)的傳輸碼型（續(xù)）

5、nBmB碼這是一類分組碼，它把原信息碼流的n位二進(jìn)制碼作為一組，變換為m（m>n）位二進(jìn)制碼作為新的碼組，稱為nBmB碼。

由于m>n，故可以從中選擇一部分有利碼組作為可用碼組，其余為禁用碼組，以獲得好的特性。雙相碼、CMI碼就是1B2B碼。在光纖數(shù)字傳輸系統(tǒng)中，通常選擇m＝n＋l，取1B2B碼、2B3B碼以及5B6B碼等，其中5B6B碼已實(shí)用化，用作三次群和四次群線路傳輸碼。

133數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性（續(xù)）

基帶信號(hào)的時(shí)域表示（二進(jìn)制）

數(shù)字基帶信號(hào)可表示為式中，為碼元持續(xù)時(shí)間；代表二進(jìn)制符號(hào)的“0”，代表二進(jìn)制符號(hào)的“1”

數(shù)字基帶隨機(jī)脈沖序列又可表示為式中，為的穩(wěn)態(tài)波，它是以為周期的周期信號(hào)；為的交變波，它是隨機(jī)信號(hào)。143數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性（續(xù)）

基帶信號(hào)的時(shí)域表示（二進(jìn)制）

V(t)t

u(t)

tg2(t)t-Ts/2

Ts/2

g1(t)

t-Ts/2Ts/2s(t)

1001011t153數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性（續(xù)）

基帶信號(hào)的頻譜特性

基帶信號(hào)的雙邊功率譜密度表示為

隨機(jī)脈沖序列的功率譜密度可能包括兩個(gè)部分：連續(xù)譜（由交變波形成）和離散譜（由穩(wěn)態(tài)波形成）

為交變項(xiàng)中的各種連續(xù)譜，一定存在；是由穩(wěn)態(tài)項(xiàng)中的直流分量產(chǎn)生，零頻離散譜，不一定存在

是穩(wěn)態(tài)項(xiàng)中的頻率，為mfs的離散譜

注意離散譜的作用：存在離散譜時(shí)，可用窄帶濾波器得到位同步信號(hào)

163數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性（續(xù)）

幾種基帶信號(hào)的功率譜密度

1、單極性波形NRZ

G(f)

ps(f)-fs

fs

f

fs-fs00f當(dāng)p=1/2時(shí)，有直流，無離散譜mfs(m≠0)173數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性（續(xù)）

2、雙極性波形BNRZ當(dāng)p=1/2時(shí)無直流，p為任何值都無mfs離散譜

(m≠0)

183數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性（續(xù)）

3、單極性歸零波形RZs(f)f0G(f)2f4f0f193數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性（續(xù)）

4、雙極性歸零波形NRZ當(dāng)p=1/2時(shí)，無任何離散譜20

小結(jié)：數(shù)字基帶信號(hào)的功率譜特性

無論采用何種碼型，并以一定形狀波形表示，構(gòu)成的波形序列均屬于隨機(jī)信號(hào)。它們都有確定的自相關(guān)函數(shù)及相關(guān)功率

功率譜特性主要指主瓣寬度和譜滾降衰減速度。決定功率譜主要特性的參量為：碼型與波形結(jié)構(gòu)和形狀、1，0碼先驗(yàn)概率和比特傳輸速率

注意：通常為介紹原理，多利用方波波形，但從減少ISI角度看，方波不是最佳的。數(shù)字基帶信號(hào)的功率譜以為周期滾降衰減，衰減速度與波形形狀有關(guān)。有些碼型，如單極性歸零碼，占空比，其主瓣不等于傳輸速率，而是2倍關(guān)系。

f/fs10

0.5HDB3AMI低頻成分弱，功率集中在譜零點(diǎn)以內(nèi)

3數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性（續(xù)）21

3數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性（續(xù)）224基帶傳輸中的碼間干擾

舉例：基帶脈沖傳輸過程

234基帶傳輸中的碼間干擾

基帶脈沖傳輸與碼間干擾

設(shè)發(fā)送基帶信號(hào)為則發(fā)送濾波器產(chǎn)生的信號(hào)為發(fā)送濾波器至接收濾波器的傳輸特性為

圖基帶系統(tǒng)模型輸入符號(hào)序列判決輸出發(fā)送濾波器傳輸信道接收濾波器識(shí)別電路244基帶傳輸中的碼間干擾

則接收濾波器的輸出信號(hào)可表示為

式中,,為通過接收濾波器后的波形

在抽樣時(shí)刻,的抽樣值可以表示為

式中，右邊第一項(xiàng)是第k個(gè)碼元接收波形的抽樣值，它是確定信息的依據(jù)；第二項(xiàng)是接收信號(hào)中除第k個(gè)以外的所有其他波形在第k個(gè)抽樣時(shí)刻上的總和，稱為碼間干擾；第三項(xiàng)是加性高斯樣值。由此可見，為使基帶脈沖傳輸獲得足夠小誤碼率，必須最大限度減少碼間干擾和隨機(jī)噪聲的影響。

254基帶傳輸中的碼間干擾（續(xù)）

碼間干擾產(chǎn)生的原因

當(dāng)有限持續(xù)時(shí)間的基帶信號(hào)波形進(jìn)入有限信道帶寬中傳輸時(shí)，會(huì)在時(shí)間上形成拖尾信號(hào)，它的拖尾會(huì)在相鄰碼元的抽樣點(diǎn)上存在著殘留值，導(dǎo)致接收信號(hào)抽樣判決值受到多個(gè)（無數(shù)個(gè)?。┫噜徯盘?hào)拖尾干擾——稱為符號(hào)間干擾，是造成誤碼的主要因素。265無碼間干擾的基帶傳輸特性

無碼間干擾的時(shí)域條件

碼間干擾取決于基帶系統(tǒng)的傳輸特性

將發(fā)送、信道、接收三個(gè)傳遞特性綜合為“廣義信道”傳遞特性，其單位脈沖信號(hào)沖激響應(yīng)滿足下式此式表明在對(duì)接收信號(hào)抽樣值是該接收信號(hào)最大樣值，而與之相鄰的所有時(shí)刻的信號(hào)拖尾串?dāng)_于0。簡單說，就是本碼元判決時(shí)刻為最大值，其他抽樣點(diǎn)上均為零275無碼間干擾的基帶傳輸特性

無碼間干擾的頻域條件（奈奎斯特第一準(zhǔn)則）

當(dāng)基帶系統(tǒng)的總特性（廣義信道響應(yīng)頻譜）滿足下式

此式為我們檢驗(yàn)一個(gè)給定的系統(tǒng)特性是否會(huì)引起碼間干擾提供了一種準(zhǔn)則，該準(zhǔn)則稱為奈奎斯特第一準(zhǔn)則奈氏頻點(diǎn)285無碼間干擾的基帶傳輸特性（續(xù)）

無碼間干擾的理想傳輸—奈氏信道傳輸

當(dāng)廣義信道的響應(yīng)頻譜(理想低通)為：則抽樣后的譜序列，必為該理想矩形波的首尾相拼合而為常數(shù)值，即滿足無碼間干擾條件，如圖所示此時(shí)稱奈氏信道，實(shí)際傳輸無法實(shí)現(xiàn)。相關(guān)參數(shù)定義如下：

傳輸速率：稱為奈氏速率占用信道理想帶寬：稱為奈氏帶寬理想傳輸信道利用率：稱為奈氏極限利用率

0

0295無碼間干擾的基帶傳輸特性（續(xù)）

圖理想低通特性頻譜圖理想低通系統(tǒng)的沖激響應(yīng)305無碼間干擾的基帶傳輸特性（續(xù)）

315無碼間干擾的基帶傳輸特性（續(xù)）

輸入數(shù)據(jù)若以波特速率進(jìn)行傳送時(shí),則在抽樣時(shí)刻上的碼間干擾是不存在的；如果該系統(tǒng)用高于波特的碼元速率傳送時(shí)，將存在碼間干擾。如果該系統(tǒng)用低于波特的碼元速率傳送時(shí)，可能存在碼間干擾，可能不存在碼間干擾。理想低通濾波特性達(dá)到了系統(tǒng)有效性能的極限，但是這種特性不適合在是基帶系統(tǒng)中使用，原因是：實(shí)現(xiàn)困難；尾部衰減較慢（與成反比），定時(shí)有誤差，會(huì)引起很大的碼間干擾。325無碼間干擾的基帶傳輸特性（續(xù)）

無碼間干擾的實(shí)際傳輸—升余弦頻譜

實(shí)際中常用具有余弦滾降特性（以點(diǎn)為中心，“互補(bǔ)對(duì)稱”滾降”特性）的傳輸函數(shù)，此時(shí)廣義信道響應(yīng)頻譜為相應(yīng)的時(shí)域表達(dá)式為式中，（且）稱為滾降系數(shù)。書上p105給出了不同值時(shí)對(duì)應(yīng)的時(shí)域、頻域波形。

占用信道帶寬：信道利用率：，且當(dāng)時(shí)，是全升余弦頻譜，此時(shí)；當(dāng)時(shí)，則為理想的奈氏信道

335無碼間干擾的基帶傳輸特性（續(xù)）

圖全升余弦頻譜（）

可見，滿足無碼間干擾條件345無碼間干擾的基帶傳輸特性（續(xù)）

圖以點(diǎn)為中心“互補(bǔ)對(duì)稱”滾降”特性圖三種升余弦頻譜

圖升余弦系統(tǒng)的沖激響應(yīng)

35

“升余弦”—互補(bǔ)對(duì)稱滾降特性頻譜的特點(diǎn)

信道響應(yīng)頻譜具有“互補(bǔ)對(duì)稱滾降”特性，滾降系數(shù)范圍為的各種形式的統(tǒng)稱為“升余弦”（系列）。當(dāng)是純?nèi)嘞倚?/p>

通過選取值，可以靈活分配適當(dāng)信道帶寬，

越大（以傳輸帶寬為代價(jià)），響應(yīng)時(shí)間波形收斂愈快

5無碼間干擾的基帶傳輸特性（續(xù)）

366部分響應(yīng)系統(tǒng)（奈奎斯特第二準(zhǔn)則）

部分響應(yīng)系統(tǒng)提出的動(dòng)機(jī)

根據(jù)奈奎斯特第一準(zhǔn)則設(shè)計(jì)基帶系統(tǒng)時(shí)，可以達(dá)到極限頻帶利用率，但實(shí)際不可實(shí)現(xiàn)；且第一個(gè)零點(diǎn)以后的尾巴振蕩幅度大、收斂慢，從而對(duì)定時(shí)要求十分嚴(yán)格。若定時(shí)稍有偏差，則極易引起嚴(yán)重的碼間干擾。實(shí)際應(yīng)用中，常采用升余弦頻譜特性，雖然減少了尾巴的振蕩，對(duì)位定時(shí)也可放松些要求，但所需的頻帶寬度卻加寬了，因此帶寬利用率降低。于是提出了部分響應(yīng)系統(tǒng)的概念。其目標(biāo)：在消除符號(hào)間干擾前提下，速率為的波形序列，可由奈氏帶寬進(jìn)行信道傳輸。

實(shí)現(xiàn)部分響應(yīng)的方法

在發(fā)送端，人為加入一個(gè)已知的符號(hào)間“干擾”——采用相關(guān)電平編碼，形成“雙二進(jìn)制信號(hào)”；在接收端這種人為干擾以確定的方式判斷出來。376部分響應(yīng)系統(tǒng)（奈奎斯特第二準(zhǔn)則）（續(xù)）

奈奎斯特第二準(zhǔn)則

有控制地在某些碼元的抽樣時(shí)刻引入碼間干擾，而在其它碼元的抽樣時(shí)刻無碼間干擾，那么就能使頻帶利用率提高到理論上的最大值，同時(shí)又可以降低對(duì)定時(shí)精度的要求。通常把這種波形稱為部分響應(yīng)波形，利用部分響應(yīng)波形進(jìn)行傳送的基帶傳輸系統(tǒng)稱為部分響應(yīng)系統(tǒng)386部分響應(yīng)系統(tǒng)（奈奎斯特第二準(zhǔn)則）（續(xù)）

相關(guān)電平編碼——(第I類部分響應(yīng))

設(shè)發(fā)送編碼序列為，當(dāng)序列進(jìn)入圖示的編碼器，則輸出為

具有三電平值，即、0（當(dāng)時(shí)）或具有三電平值，即0、1、2（當(dāng)時(shí)）

這種由的二電平轉(zhuǎn)換為的三電平而導(dǎo)致的相鄰信號(hào)間的相關(guān)性——就是人為的將符號(hào)間干擾加入到發(fā)送信號(hào)的機(jī)制∑理想LPF＋＋圖相關(guān)電平編碼器396部分響應(yīng)系統(tǒng)（奈奎斯特第二準(zhǔn)則）（續(xù)）

第一類部分響應(yīng)

將兩個(gè)時(shí)間上相隔一個(gè)碼元時(shí)間的波形相加，如下圖(a）所示，則相加后的波形為其頻譜函數(shù)為：406部分響應(yīng)系統(tǒng)（奈奎斯特第二準(zhǔn)則）（續(xù)）415部分響應(yīng)系統(tǒng)（奈奎斯特第二準(zhǔn)則）（續(xù)）

第一類部分響應(yīng)

這樣，當(dāng)發(fā)送碼元時(shí)，接收波形在相應(yīng)抽樣時(shí)刻上獲得的值由確定。

在接收時(shí)，為了恢復(fù)，需要進(jìn)行

這種檢測方法的缺點(diǎn)一：一旦出現(xiàn)誤判決，則會(huì)產(chǎn)生誤碼擴(kuò)散現(xiàn)象。缺點(diǎn)二：參考位有錯(cuò)，解碼全非由于這時(shí)的“干擾”是確定的，故仍然可以每秒傳送個(gè)碼元。426部分響應(yīng)系統(tǒng)（奈奎斯特第二準(zhǔn)則）（續(xù)）

舉例1：相關(guān)電平編、解碼如：設(shè)為11101001，假定傳輸過程發(fā)生了錯(cuò)誤，則有：

輸入ka111010011-ka01110100發(fā)送端kC12211101'kC1222←1101'1-ka0111101-1接收端'ka1111←0←1←-1←2←436部分響應(yīng)系統(tǒng)（奈奎斯特第二準(zhǔn)則）（續(xù)）

舉例2：相關(guān)電平編、解碼

3-31-13–33-33-11

設(shè)置錯(cuò)

20-202000020

正確傳輸4

1-1–111–13–331-1正確

20-202020020

傳輸有錯(cuò)3

1-1-111-11–111–1

正確設(shè)2

0-202000020正確傳輸22

0-202000020

相關(guān)電平碼

11–1–111–11–111延遲一位

1–1–111–11–111-1原序列1發(fā)送3電平序列接收無錯(cuò)序列參考接收含錯(cuò)序列參考參考446部分響應(yīng)系統(tǒng)（奈奎斯特第二準(zhǔn)則）（續(xù)）

預(yù)編碼、相關(guān)電平編碼

概念：為了克服上述由源碼直接進(jìn)行相關(guān)電平編碼引起的部分響應(yīng)信號(hào)的嚴(yán)重缺點(diǎn)——誤碼擴(kuò)散和接收參考位不正確帶來的誤碼。常采用預(yù)編碼-相關(guān)電平編碼，即首先將變?yōu)椴罘执a，再進(jìn)行相關(guān)電平編碼。這是實(shí)用的第I類部分響應(yīng)。編、解碼步驟(設(shè))：

構(gòu)成差分碼雙二進(jìn)制碼接收端恢復(fù)源碼，判決規(guī)則為

預(yù)編碼-相關(guān)電平編碼的優(yōu)點(diǎn)：

在傳輸中，一旦發(fā)生差錯(cuò)，則解碼后只是該位有錯(cuò)，不會(huì)誤碼擴(kuò)散。解碼判決和參考位無關(guān)

456部分響應(yīng)系統(tǒng)（奈奎斯特第二準(zhǔn)則）（續(xù)）

舉例1：預(yù)編碼-相關(guān)電平編、解碼

如：設(shè)為11101001，假定傳輸過程不發(fā)生錯(cuò)誤，則有：

輸入ka1111010011-kb01011000kb10110001發(fā)送端kC11121001'kC11121001接收端2mod][kC11101001466部分響應(yīng)系統(tǒng)（奈奎斯特第二準(zhǔn)則）（續(xù)）輸入ka111010011-kb01011000kb10110001發(fā)送端kC11121001'kC112←21001接收端2mod][kC1100←01001

舉例2：預(yù)編碼-相關(guān)電平編、解碼如設(shè)為11101001，假定傳輸過程發(fā)生錯(cuò)誤，則有

47部分響應(yīng)系統(tǒng)（奈奎斯特第二準(zhǔn)則）（續(xù)）

第一類部分響應(yīng)編碼系統(tǒng)組成框圖

486部分響應(yīng)系統(tǒng)（奈奎斯特第二準(zhǔn)則）（續(xù)）

第四類部分響應(yīng)

讓兩個(gè)時(shí)間上相隔兩個(gè)碼元時(shí)間的波形相減。即

編、解碼步驟：

構(gòu)成差分碼雙二進(jìn)制碼接收端判決規(guī)則為

其頻譜為496部分響應(yīng)系統(tǒng)（奈奎斯特第二準(zhǔn)則）（續(xù)）

部分響應(yīng)的一般原理

部分響應(yīng)波形的一般表示式為其中，為N個(gè)沖激響應(yīng)波形的加權(quán)系數(shù)，其取值可為正、負(fù)整數(shù)（包括取0值）。的頻譜函數(shù)為506部分響應(yīng)系統(tǒng)（奈奎斯特第二準(zhǔn)則）（續(xù)）

部分響應(yīng)的一般原理

設(shè)輸入數(shù)據(jù)序列為，相應(yīng)的相關(guān)編碼電平為，則其“預(yù)編碼—相關(guān)編碼—模2判決”過程為預(yù)編碼運(yùn)算公式為

相關(guān)編碼的運(yùn)算公式為

對(duì)作模L運(yùn)算可得輸入數(shù)據(jù)，即

516部分響應(yīng)系統(tǒng)（奈奎斯特第二準(zhǔn)則）（續(xù)）

部分響應(yīng)的說明

采用預(yù)編碼形式的部分響應(yīng)不存在錯(cuò)誤傳播問題，而且接收端的譯碼也十分簡單

采用部分響應(yīng)波形，能實(shí)現(xiàn)2波特／赫的頻帶利用率，而且通常它的“尾巴”衰減大和收斂快，還可實(shí)現(xiàn)基帶頻譜結(jié)構(gòu)的變化。常見的部分響應(yīng)波形有五類，如下表所示。在同樣輸入信噪比條件下，部分響應(yīng)系統(tǒng)的抗噪聲性能將比零類響應(yīng)系統(tǒng)的要差（有效性的提高、可靠性下降）。526部分響應(yīng)系統(tǒng)（奈奎斯特第二準(zhǔn)則）（續(xù)）

五類部分響應(yīng)波形的比較

537無碼間干擾的基帶系統(tǒng)抗噪聲性能

舉例：有噪聲、無噪聲時(shí)接收判決電路的輸入波形

547無碼間干擾的基帶系統(tǒng)抗噪聲性能（續(xù)）

影響基帶傳輸系統(tǒng)誤碼率的主要因素

碼型、波形信道性能（帶寬、傳輸性能）接收方式判決采用的門限值（閾值）

雙極性不歸零基帶信號(hào)的誤碼率計(jì)算設(shè)基帶傳輸系統(tǒng)無碼間干擾，信道噪聲是均值為零、方差為的高斯白噪聲。此時(shí)系統(tǒng)的平均誤碼率為式中，是發(fā)“1”，“0”的概率；是將“1”錯(cuò)判為“0”的概率；是將“0”錯(cuò)判為“1”的概率

557無碼間干擾的基帶系統(tǒng)抗噪聲性能（續(xù)）

雙極性不歸零基帶信號(hào)的誤碼率計(jì)算

1、確定抽樣判決器輸入端信號(hào)的統(tǒng)計(jì)特性抽樣判決時(shí)刻，抽樣值為傳號(hào)抽樣值和空號(hào)抽樣值服從高斯分布：d(t)tA-AAs(t)ttnR(t)56

2、給出傳號(hào)、空號(hào)錯(cuò)誤概率表達(dá)式

3、給出平均誤碼率表達(dá)式

4、求最佳門限為使，求極值則最佳判決門限電平為當(dāng)

7無碼間干擾的基帶系統(tǒng)抗噪聲性能（續(xù)）

57

5、計(jì)算雙極性非歸零序列的誤碼率

將已知條件A及代入，可得具體值可見誤碼率與信噪比有關(guān)，隨著信噪比的增加，誤碼率下降7無碼間干擾的基帶系統(tǒng)抗噪聲性能（續(xù)）

587無碼間干擾的基帶系統(tǒng)抗噪聲性能（續(xù)）

單極性不歸零基帶信號(hào)的誤碼率計(jì)算

抽樣判決時(shí)刻，抽樣值為

傳號(hào)抽樣值和空號(hào)抽樣值服從高斯分布：單極性基帶波形的最佳門限電平為當(dāng)，此時(shí)系統(tǒng)誤碼率為597無碼間干擾的基帶系統(tǒng)抗噪聲性能（續(xù)）

三元碼的誤碼率計(jì)算

設(shè)相鄰幅度電平的間隔為A，則其信號(hào)幅度有三個(gè)：-A，0，+A。抽樣判決時(shí)刻，抽樣值為

抽樣值服從高斯分布：若這三種幅度等概出現(xiàn)，最佳判決電平（最佳門限電平）選為–A/2、+A/2。607無碼間干擾的基帶系統(tǒng)抗噪聲性能（續(xù)）

-A電平發(fā)生錯(cuò)誤判決的概率

0電平發(fā)生錯(cuò)誤判決的概率+A電平發(fā)生錯(cuò)誤判決的概率則三元碼誤碼率為61

8眼圖

眼圖的概念

眼圖是利用試驗(yàn)手段方便估計(jì)基帶傳輸系統(tǒng)性能的一種測量方法。它是指接收濾波器輸出的信號(hào)波形在示波器上疊加所形成的圖形，在傳輸二進(jìn)制信號(hào)波形時(shí)，它很像人的眼睛。注意：示波器的抽樣速率應(yīng)為信號(hào)速率的整數(shù)倍。眼圖的簡化模型如圖所示（p.116）

眼圖和系統(tǒng)性能的關(guān)系

最佳抽樣時(shí)刻應(yīng)是“眼睛”張開最大的時(shí)刻

抽樣失真反映了信號(hào)受噪聲干擾的程度

水平中線對(duì)應(yīng)判決門限電平在抽樣時(shí)刻眼圖水平中線到上、下邊沿之間為噪聲容限。即若噪聲瞬時(shí)值超過這個(gè)容限，則就可能發(fā)生錯(cuò)誤判決。

對(duì)定時(shí)誤差的靈敏度可由眼圖的斜邊之斜率決定，斜率越陡，對(duì)定時(shí)誤差就越靈敏（斜率越大，碼元持續(xù)時(shí)間越短）過零失真，表示定時(shí)序列速率不穩(wěn)或相位抖動(dòng)情況

62

8眼圖（續(xù)）

無碼間串?dāng)_

有碼間串?dāng)_連“1”碼連“0”碼639時(shí)域均衡

信道均衡的概念及原理通常在接收濾波器之后仍會(huì)殘存有ISI，因此采用均衡用來消除碼間干擾，均衡通常是在基帶進(jìn)行的。均衡可以在時(shí)域或頻域?qū)崿F(xiàn)，分別稱為時(shí)域均衡和頻域均衡。實(shí)現(xiàn)時(shí)域均衡的方法：在接收濾波器之后插入一個(gè)可調(diào)整的橫向均衡器。

可見，給定一個(gè)系統(tǒng)特性就可以唯一確定，使系統(tǒng)的總傳輸特性滿足無碼間干擾條件。即就是說，x(t)有碼間串?dāng)_，通過調(diào)節(jié)可使y(t)無碼間串?dāng)_

d(t)

GT(ω)

C(ω)

GR(ω)

T(ω)抽樣判決x(t)y(t)h(t)h’(t)cp(t)——均衡網(wǎng)絡(luò)649時(shí)域均衡（續(xù)）

橫向均衡器橫向均衡器由帶抽頭的時(shí)延線、抽頭權(quán)系數(shù)相乘器和相加器組成。它又稱迫零均衡器。理論上可以證明：無限長度的橫向均衡器可以消除抽樣時(shí)刻上的碼間干擾，但物理不可實(shí)現(xiàn)（p.118）；有限長的橫向?yàn)V波器是物理可實(shí)現(xiàn)的，它可以減少抽樣時(shí)刻上的碼間干擾，但不能完全消除。一個(gè)具個(gè)抽頭的橫向?yàn)V波器如圖所示（p.119），迫零均衡器的設(shè)計(jì)參見書上例題（p.119）

自適應(yīng)均衡器迫零均衡器的各抽頭系數(shù)是人工固定設(shè)置好的；自適應(yīng)均衡器是根據(jù)某種算法自適應(yīng)調(diào)節(jié)抽頭系數(shù)，可以跟蹤信道的隨機(jī)變化，是一種動(dòng)態(tài)均衡技術(shù)。