光伏并網(wǎng)逆變器的電流諧波抑制策略

光伏并網(wǎng)逆變器的電流諧波抑制策略II1引言并網(wǎng)逆變器作為光伏電池與電網(wǎng)的接口裝置，將光伏電池的直流電能轉(zhuǎn)換成交流電能并傳輸?shù)诫娋W(wǎng)上，在光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)中起著至關(guān)重要的作用。隨著投入應(yīng)用的并網(wǎng)逆變器日益增多，其輸出的并網(wǎng)電流諧波對電網(wǎng)電壓的污染也不容忽視。按照GB/T19939-2005所要求，光伏并網(wǎng)逆變器的總輸出諧波電流應(yīng)小于逆變器額定輸出的5%，各次諧波也應(yīng)限制在表1所列的百分比之內(nèi)：奇次諧波畸變限值偶次諧波諧波限值3次至9次<4.0%2次至8次<1.0%11次至15次<2.0%10次至32次<0.5%17次至21次<1.5%23次至33次0.6%表1諧波電流畸變限值T1T3AD1T5%TD3」D5L1C1L2B1A-.B心CD6D4D22T1T3AD1T5%TD3」D5L1C1L2B1A-.B心CD6D4D2T6R「e]d=eqLp+RT6R「e]d=eqLp+R2(vi「V].d+dIvLq」q_coLLp+R（2-1）i+vi)=vi

ddqqdcdc（2-2）圖1光伏逆變器電路結(jié)構(gòu)如圖1所示，在三相靜止對稱坐標(biāo)系中，其交流側(cè)的物理量均為時(shí)變交流量，不利于控制系統(tǒng)的設(shè)計(jì)。為此考慮通過坐標(biāo)變換將三相靜止對稱坐標(biāo)系轉(zhuǎn)換成以電網(wǎng)基波頻率同步旋轉(zhuǎn)的d-q坐標(biāo)系。這樣經(jīng)過坐標(biāo)變換后，三相靜止對稱坐標(biāo)系中的基波正弦變量將轉(zhuǎn)化為d-q坐標(biāo)系中的直流分量。在d-q坐標(biāo)系下，其數(shù)學(xué)模型可描述為：式中e「eq——電網(wǎng)電動勢矢量Edq的d、q分量vd、vq——三相VSR交流側(cè)電壓矢量Vdq的d、q分量/、i——三相VSR交流側(cè)電流矢量I的d、q分量dqdqp——微分算子由式2-1可以看出，由于VSR的d、q軸變量相互耦合，因而給控制器設(shè)計(jì)造成一定困難。為此，可采用前饋解耦控制策略，當(dāng)電流調(diào)節(jié)器采用PI調(diào)節(jié)器時(shí)，則

vd、vq的控制方程如下：v=-(K+E^)(i*vd、vq的控制方程如下：v=-(K+E^)(i*-i)-wLi+eqiPsqqdqiP(2-3)v=-(K+E^)(i*-i)+wLi+e

diPsddqd(2-4)式中—、K[電流內(nèi)環(huán)比例調(diào)節(jié)增益和積分調(diào)節(jié)增益將式2-3、式2-4代入式2-1，并化簡得：pi=-(R+K+^p)匕+(K+^^)￡-diPsLiPsLK「一Ki*pi=-（R+K+—蚪）l+（K+—蚪）節(jié)顯然，上式表明，基于前饋的控制算法2-3、2-4使得三相VSR電流內(nèi)環(huán)（七,i）實(shí)現(xiàn)了解耦控制，如下圖所示：q+edibdaicqi*vvd+iPWMidiqPIPIq+edibdaicqi*vvd+iPWMidiqPIPI由于兩電流內(nèi)環(huán)的對稱性，因而下面以iq控制為例討論電流調(diào)節(jié)器的設(shè)計(jì)。考慮電流內(nèi)環(huán)信號采樣的延遲和PWM控制的小慣性特性，已解耦的"電流內(nèi)環(huán)結(jié)構(gòu)如圖3所示圖3'勺電流環(huán)結(jié)構(gòu)3波形畸變的原因3.1死區(qū)對波形的影響在逆變器的工作過程中，為了防止逆變器橋臂上、下開關(guān)管直通，一般都要在兩管的開關(guān)信號中插入死區(qū)時(shí)間，在此時(shí)間內(nèi)上、下兩管都處于關(guān)斷狀態(tài)，此時(shí)的輸出電壓由電感上的電流方向決定。設(shè)電感電流七和輸出電壓u的參考方向如圖1所示，則在死區(qū)期間，若電感電流iL>0，則續(xù)流二極管D6導(dǎo)通，輸出電壓為負(fù)；若電感電流iL<0，則續(xù)流二極管D1導(dǎo)通，輸出電壓為正。由圖2可以看出，死區(qū)使實(shí)際逆變器輸出PWM波形與理想PWM波形之間存在差異，兩者之差是一組包絡(luò)線為正負(fù)對稱方波、極性與電流方向相反、幅值為土Ed12，寬度為死區(qū)時(shí)間Td的電壓脈沖序列。由于方波里不僅含有基波分量，而且還含有大量的諧波分量，因此死區(qū)的存在一方面會影響輸出基波電壓的幅值和相位，令一方面又會使輸出電壓波形發(fā)生畸變。圖4死區(qū)對波形的影響3.2并網(wǎng)點(diǎn)電壓畸變內(nèi)模原理意味著只有將系統(tǒng)外部信號的動力學(xué)模型植入控制器以構(gòu)成反饋控制系統(tǒng)，才能實(shí)現(xiàn)無靜差地跟隨輸入信號。對于一個交流信號而言，由于pi控制策略并不具備所需的動力學(xué)模型，也就無法實(shí)現(xiàn)無靜差的跟蹤。在基于d-q坐標(biāo)系的控制策略中，若只考慮交流基波分量，則在穩(wěn)態(tài)時(shí)d-q坐標(biāo)系中，其七、〃均為直流分量。毫無疑問，在這種情況下PI控制策略能實(shí)現(xiàn)無靜差的控制。然而，如果并網(wǎng)點(diǎn)電壓e、e、e存在波形畸變或不平衡等情況，則在d-qabc坐標(biāo)系中，e,、e；存在一定的交流量。而PI控制策略將無法對這些非直流信號實(shí)現(xiàn)有效的無靜差控制。3.3SVPWM高頻諧波對于PWM控制的電壓型逆變器，其輸出電壓波形為矩形波，含有大量的諧波。與SPWM相比，SVPWM通過選擇適當(dāng)?shù)拈_關(guān)狀態(tài)，來控制電壓空間矢量的運(yùn)動軌跡，具有諧波總畸變率小、直流電壓利用率高的優(yōu)點(diǎn)。根據(jù)參考文獻(xiàn)1所述，寫出A相調(diào)制函數(shù):cos(0)6u^=mx<?3cos(0)cos(°+j0<0<—,兀<0<竺33—2—4—5—-<0<——，<0<——33332—5—<0<—,<0<2—33(3-1)式中，m——SVPWM的線電壓調(diào)制度。由于三相調(diào)制波相互對稱，僅在相位上相差120°，因此可得其線電壓的調(diào)制函數(shù)為：—u=u-u=2mcos(0+g)(3-2)由于SVPWM的波形較為復(fù)雜，采樣得到的相電壓包含兩種角頻率，故采用二維傅立葉分析的方法。令：x(t)=wt，y(t)=wt式中：七一一載波角頻率；W「一一調(diào)制波角頻率；對于由x(t)、y(t)共同作用的HA,(x,y)，寫出其傅立葉展開式：u(x,y)=WK人ej(kx+^ny)k=0n=0(3-3)式中：K=")j2—f—u(x,y)e-j(奴+ny)dxdy2n—人=1—e^3參考SVPWM規(guī)則采樣示意，令載波幅值為1，考慮式3-1的調(diào)制波分段函數(shù)得到SVPWM脈沖在6個區(qū)間內(nèi)的開關(guān)時(shí)間：圖5SVPWM調(diào)制波規(guī)則采樣示意調(diào)制波在(0,兀/3)區(qū)間911921兀,?-一一911921兀,?-一一1+mxcosy-—2'"3k6)(兀)6兀,?-=一1+mxcosy一一2(3-4)調(diào)制波在(兀/3,2k/3)區(qū)間912922—1912922—1+3mxcos(y—1+t3mxcos(y2(3-5)調(diào)制波在(2—/3,—)區(qū)間913923—_...913923—_...一一1+mxcosy+—2'—k6)(—)T6j—,..=一1+mxcosy+—2'(3-6)對于調(diào)制波在其(—,4—/3),(4—/3,5—/3),(5—/3,2—)內(nèi)，開關(guān)區(qū)間的選擇對應(yīng)重復(fù)式3-4?式3-6。對于由圖3規(guī)則采樣得到的SVPWM波形其相電壓氣中含有土￥血/2兩種電平，計(jì)算其傅立葉系數(shù)時(shí)，內(nèi)積分需要分成3段討論，計(jì)算復(fù)雜。為簡化計(jì)算量，在"a波形上注入一個直流量，得到的效果是將u波形整體上移v/2。此時(shí)u波形中只adca

Vdc含有v&、0兩種電平，在計(jì)算傅立葉系數(shù)時(shí)，可將雙重積分內(nèi)限由-兀、兀變?yōu)闅釾、92^(X=1,2,3Vdc由此：KknV由此：KknV——dc—4兀2卜/3he-j（kx+ny）dxdy+f2"3f022e-j（kx+ny）dxdy0011兀/3012卜f°23e-j（kx+ny）dxdy+f4k/3f%e-j（奴+ny）dxdy>f5"3f°22e-j（kx+ny）dxdy+f2"f023e-j（kx+ny）dxdy〔4兀/3°125兀/3°13J(3-7)根據(jù)以上各部分的計(jì)算，考慮到①>>?_，可得到SVPWM線電壓波形諧波分析的結(jié)論：1、諧波主要集中在采樣頻率f以及f的整數(shù)倍附近2、在線性調(diào)制階段，載波頻率f增加，低次諧波分量總量會減少，總的諧波畸變率會有相應(yīng)的降低3、隨著調(diào)制系數(shù)m的降低，低次諧波分量會增加，總的諧波畸變率會增大，這是由于零矢量相對增強(qiáng)。4、在過調(diào)制階段，低次諧波分量按不同次數(shù)有不同程度的增加，這是因?yàn)檎{(diào)制波本身就發(fā)生了畸變，矢量軌跡并非圓形，而是在圓形和正六邊形之間相互切換。4死區(qū)補(bǔ)償以逆變器中一個橋臂的A相為例進(jìn)行死區(qū)效應(yīng)分析，其負(fù)載為感性。在理想狀況下，功率管VT1和VT2的開關(guān)狀態(tài)是互補(bǔ)的。但是置入死區(qū)時(shí)間后，功率管要延遲才能導(dǎo)通。因此在死區(qū)時(shí)間內(nèi)，VT1和VT2都處于關(guān)斷狀態(tài)，輸出電流經(jīng)過二極管續(xù)流。由圖4可見，假設(shè)電流流入感性負(fù)載的方向?yàn)檎鞒鰹樨?fù)。在死區(qū)時(shí)間內(nèi)，i>0時(shí)，VD2導(dǎo)通，相當(dāng)于下橋臂開關(guān)管導(dǎo)通，a點(diǎn)連接到光伏電池的負(fù)端。同理，當(dāng)i<0時(shí)，VD1導(dǎo)通，a點(diǎn)連接到光伏電池的正端。Vfl尤斷圖6VT1、VT2開通和關(guān)斷時(shí)的電流流向的負(fù)端。同理，當(dāng)i<0時(shí)，VD1導(dǎo)通，a點(diǎn)連接到光伏電池的正端。Vfl尤斷圖6VT1、VT2開通和關(guān)斷時(shí)的電流流向一個載波周期內(nèi)，開關(guān)管的理想和實(shí)際開關(guān)狀態(tài)如圖5所示。圖中，S+和S-分aa別為上下管的觸發(fā)導(dǎo)通信號，a和b為上下橋臂的理想觸發(fā)信號；c和d為實(shí)際開關(guān)信號，陰影部分時(shí)，上下管均處于關(guān)斷狀態(tài)。i>0時(shí)，下橋臂二極管導(dǎo)通，就上管而言，輸出正電壓的脈沖寬度減少了七，即實(shí)際導(dǎo)通時(shí)間比理想導(dǎo)通時(shí)間縮短了T，而下管的實(shí)際導(dǎo)通時(shí)間則比理想導(dǎo)通時(shí)間延長了T。需要做的補(bǔ)償是將上管的理想導(dǎo)通時(shí)間延長T，由于信號的互補(bǔ)性，下管的理想導(dǎo)通時(shí)間相應(yīng)縮短了^，達(dá)到了實(shí)際導(dǎo)通時(shí)間與理想的相一致的目的，從而保證了實(shí)際脈沖信號與給定脈沖信號的一樣性。同理可知，i<0時(shí)，補(bǔ)償方法是將上管的理想導(dǎo)通時(shí)間縮短T

圖7理想觸發(fā)信號和實(shí)際開關(guān)信號(Fig.7Idealtriggersignalsandrealswitchsignals)5基于廣義積分的控制策略在兩相靜止坐標(biāo)系下，被控對象為交流量。傳統(tǒng)的pi控制器，只能無差跟蹤直流給定信號，如要使得被控對象在控制器的作用下，其輸出能無差地跟蹤交流量，則必須采用新的控制器。根據(jù)內(nèi)模原理，如果系統(tǒng)的給定信號或擾動為單一頻率的正弦信號，那么只要在控制器中植入與指令同頻的正弦信號模型G(s)=——，就可以實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的無S2+①2靜差跟蹤。如果外部信號包含其它頻率成分，這種情況下，若要實(shí)現(xiàn)無靜差，只需針對每一種頻率的信號設(shè)置一個內(nèi)模即可。圖8基于廣義積分的控制信號流圖與基于d-q坐標(biāo)系的控制策略相比，該方案無交叉耦合項(xiàng)，無需前饋解耦，運(yùn)算更為簡單，而且由于比例環(huán)節(jié)已能對輸出電流波形進(jìn)行一定控制，如能通過廣義積分環(huán)節(jié)對少數(shù)幾個諧波畸變率較大的頻率成分進(jìn)行改善，該控制策略不失為一個簡單有效的方案。6基于重復(fù)控制的控制策略當(dāng)然，如果頻率成分復(fù)雜，則基于廣義積分的控制策略將會導(dǎo)致內(nèi)模數(shù)量大，控制器結(jié)構(gòu)復(fù)雜，從應(yīng)用角度而言不太合理，工程上也不易實(shí)現(xiàn)。因此需要尋找一種新的內(nèi)模形式來描述此種類型的外部信號。分析可知，上面所述兩種情況的干擾信號具有兩個特點(diǎn)：首先是可重復(fù)性，即周期性。其次是指令信號的諧波形式。因此擾動信號在每個基波周期都以完全相同的波形出現(xiàn)。對于這樣的信號，可采用如下形式的內(nèi)模：G(s)=上二，L為給定1—e-Ls信號的周期。這是一個周期延時(shí)正反饋環(huán)節(jié)，不管什么形式的信號，只要重復(fù)出現(xiàn)，而且頻率是基波的倍數(shù)，那么該內(nèi)模的輸出就是對輸入信號的逐周期累加。當(dāng)輸入信號衰減為0，該內(nèi)模依然會不斷的逐周期輸出與上周期相同的信號，相當(dāng)于任意信號發(fā)生器。它的作用類似于積分環(huán)節(jié)，區(qū)別僅在于它是逐周期的累加，因此這樣的內(nèi)模能夠滿足要求。采用這種特殊形式內(nèi)模的閉環(huán)控制系統(tǒng)稱之為重復(fù)控制系統(tǒng)。由于上式中的存延時(shí)環(huán)節(jié)e七難以用模擬器件實(shí)現(xiàn)，因而在應(yīng)用中重復(fù)控制都是以離散的數(shù)字形式實(shí)現(xiàn)。重復(fù)控制器內(nèi)模的離散形式為G=*^，N為一個周期的1-Z-N采樣次數(shù)。見圖9。圖9理想內(nèi)模重復(fù)控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖對于重復(fù)控制控制而言，內(nèi)模是系統(tǒng)的核心，它提供了穩(wěn)定持續(xù)的控制信號，當(dāng)內(nèi)模為理想情況時(shí)，輸入信號為0的情況下輸出可以無衰減的反復(fù)重現(xiàn)上一周期的信號。但是理想內(nèi)模的極點(diǎn)分布在虛軸上，處于臨界振蕩狀態(tài)，系統(tǒng)穩(wěn)定性較差。當(dāng)受控對象的參數(shù)稍有變化，整個閉環(huán)系統(tǒng)很可能不穩(wěn)定。圖9所示的重復(fù)控制器基本框圖，可得到閉環(huán)系統(tǒng)的傳遞函數(shù)為：Z-N,E=R-Y；Y=P*U；U=*E1-Z-N整理后得：E=R(1-Z-n)+E(1-P)Z-n,此式表明，系統(tǒng)穩(wěn)定的條件是等式右面第二項(xiàng)是穩(wěn)定收斂的。由此可見，系統(tǒng)穩(wěn)定存在約束條件|1-p<1。這表明在8理想內(nèi)模條件下，只有滿足此約束條件誤差才會收斂。但在一般情況下，被控對象難以在整個頻段滿足此條件，此時(shí)可對內(nèi)模加以改造，即采用QZ-N代替Z-N，保證系統(tǒng)穩(wěn)定收斂。Q可為小于1的常數(shù)，也可以為具有低通性質(zhì)的函數(shù)。使得回路滿足Q(1-P)||<1。改進(jìn)型內(nèi)模結(jié)構(gòu)見圖10。83+uo圖10改進(jìn)型內(nèi)模原理圖引入Q之后，內(nèi)模的“純積分”特性也被破壞，當(dāng)輸入信號為0時(shí)，改進(jìn)內(nèi)模的輸出不能完全復(fù)現(xiàn)上個周期的信號，而是逐周期的衰減。如果Q為常數(shù)，那么僅為幅值衰減，如果Q為低通函數(shù)，對于非單一頻譜的信號而言，信號的形式就會發(fā)生變化Z-N位于重復(fù)控制系統(tǒng)的前向通道上，使控制信號延時(shí)為1個周期。由于指令信號和擾動信號均為周期性這樣可使控制信號對下一周期而言具有一定的超前性。而且對于超前相位補(bǔ)償，此環(huán)節(jié)也是必須的。但在引入周期延遲環(huán)節(jié)后，系統(tǒng)的快速性受到影響，有較大的控制滯后。因此在使用重復(fù)控制器時(shí)多采用嵌入式結(jié)構(gòu)，保留指令信號的快速通路，見圖11圖11重復(fù)控制系統(tǒng)框圖6.1補(bǔ)償器補(bǔ)償器S(z)是針對對象P(z)特性而設(shè)置的，它決定了重復(fù)控制系統(tǒng)的性能。當(dāng)重復(fù)控制器的內(nèi)模輸出了包含指令和擾動信息的信號后，如何使控制對象的輸出完美地跟蹤指令信號，這是補(bǔ)償器要解決的問題。對于控制系統(tǒng)而言，極點(diǎn)的位置和系統(tǒng)的性能有著密切的關(guān)系，因此本文從極點(diǎn)分布的角度對補(bǔ)償器的特性進(jìn)行研究。由圖11給出r到e的傳遞函數(shù)：￡=(1-P)(1-Q項(xiàng))廠1-Z-n(Q-SP)由傳遞函數(shù)可知，系統(tǒng)的極點(diǎn)：ZN=Q-SP，當(dāng)所有的極點(diǎn)都位于圓心上，即z=0時(shí)，系統(tǒng)具有最好的動靜態(tài)特性，此時(shí)Q=SP，在理想內(nèi)模情況下Q=1，即SP=1。所以當(dāng)取S=P-1形式時(shí)，系統(tǒng)既有最好的穩(wěn)定性，又具有最快的誤差收斂速度和最小的穩(wěn)態(tài)誤差。但是有兩個因素制約著S無法取p-1的形式。首先，如果P包含單元圓外的零點(diǎn)，這樣按照S=P-1會存在單位圓外的極點(diǎn)，補(bǔ)償器會不穩(wěn)定，導(dǎo)致整個系統(tǒng)無法穩(wěn)定。其次，要想在整個頻段保證S=P-1,前提是獲得一個完美精確的逆變電源模型P,這在一定程度上是很難實(shí)現(xiàn)的，尤其是針對其高頻的特性。6.2補(bǔ)償器的設(shè)計(jì)假定受控對象p=土竺B,d為受控對象的響應(yīng)延時(shí)，根據(jù)前面的結(jié)論設(shè)計(jì)Az-1控制器S(z)=小((-1)，可以實(shí)現(xiàn)完美的跟蹤特性。但由于上述原因(補(bǔ)償器的極B(z-1)點(diǎn)為受控對象的零點(diǎn)，當(dāng)受控對象的零點(diǎn)在單位圓外時(shí)，可能會導(dǎo)致補(bǔ)償器不穩(wěn)定)不能對受控對象直接求逆的方法設(shè)計(jì)5(z)。傳統(tǒng)的方法是通過零相移誤差跟蹤理論設(shè)計(jì)相應(yīng)的S(z)控制器。首先對B(z-1)進(jìn)行分解，得到B(z-1)=Ba(z-1)Bu(z-1)，其中Ba(z-1)包含所有單ccc位圓內(nèi)的零點(diǎn)，Bu(z-1)包含單位圓外以及單位圓上的零點(diǎn)。新設(shè)計(jì)的補(bǔ)償器形式為cS(z)=A(z-1),zdBa(z-1)Bu⑴，其中Bu⑴的作用是調(diào)整S(z)的增益。根據(jù)零相移誤差跟蹤C(jī)理論，S(z)P(z)應(yīng)滿足零相移、零增益的條件，因此有如下推導(dǎo)：z-dB(z-1)A(z-1)Bu(z-1)SP=*zd=—cA(z-1)Ba(z-1)Bu⑴Bu⑴定義：Bu(e-網(wǎng))

cBu⑴cBu(Bu(e-j奴)),e—/ccBu(1)Bu(z-1)—bu+buz-1+buz-2++b"z-SP的頻率形式為：—)—Re(w)-jIm(?)Bu⑴cbu+bucos(伽)+bucos(2wt)++bucos(s①t)其中：Re(w)=c1g2csbu+bu+bu++buc0c1c2cs,、bu+busin(①t)+busin(2?t)++busin(s^t)Im(w)=c1c2cbu+bu+bu++buc0c1c2cs得出：M=\：Re2(w)+Im2(?),。=tan-1(Im(rn)/Re(①))分析可知，幅值和頻率隨頻率的變化有明顯變化。盡管在實(shí)際系統(tǒng)中需跟蹤的信號頻率都很低，M和4變化都很小，但是?/①較大，所以會引起較大的延時(shí)，明顯影響對信號的跟蹤特性。此時(shí)可采用下面的數(shù)學(xué)特性達(dá)到零相移跟蹤，即：Bc"_-*'c")，其中Bu(z)=bu+buz+buz2++buzs，計(jì)算得：Bu(e-jsT)Bu(e沁了)

—c—cBu(1)Bu(1)Bu(1)Bu(1)cc0cBu(e-jsT)Bu(e沁了)

—c—cBu(1)Bu(1)Re20)+Im20)上式計(jì)算結(jié)果為一實(shí)數(shù)，這表明任何頻率下的相移均為0，在低頻段增益接近1。當(dāng)受控對象含有單元圓外零點(diǎn)時(shí)，補(bǔ)償器的形式為下面形式：覽z)=&z-1)V(z」zd+sBa(z-1)B⑴上cc其中Bu*(z-1)=buz-s+buz-s+1+buz-s+2++bu7基于諧波補(bǔ)償本節(jié)從諧波補(bǔ)償?shù)慕嵌瘸霭l(fā)，采用改進(jìn)型FFT算法對輸出電流誤差信號進(jìn)行實(shí)時(shí)頻譜分析，把由軟件產(chǎn)生的經(jīng)過預(yù)畸變的諧波信號注入逆變器，由此達(dá)到抑制非線性擾動從而達(dá)到校正輸出電流波形的目的。圖12為基于諧波補(bǔ)償?shù)目刂葡到y(tǒng)的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖。G's)表示控制對象，在這里就是輸出LC濾波器的傳遞函數(shù)，其離散化形式由G'z)表示。氣⑵表示內(nèi)部模型，它與G1(z)相等。圖12圖12控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖7.1擾動抑制原理考慮擾動信號d(z)在輸出點(diǎn)的相應(yīng)。由圖12可以很容易得到擾動信號的傳遞函(7-1(7-1)Hd(z)T-由于G1(z)=G(z)，故七(z)可簡化為：H(z)=1-Gc(z)G1(z)(7-2)顯然，只要Gc(z)=G1-1(z)，則%(z)=0，即擾動可以得到完全的抑制。不幸的是，實(shí)際逆變器的z域傳遞函數(shù)含有一個純延時(shí)環(huán)節(jié)，這就意味著諧波補(bǔ)償器G(z)必須含有一個超前環(huán)節(jié)，這在物理上是無法實(shí)現(xiàn)的。但在實(shí)際應(yīng)用中，c我們只需抑制低次諧波即可獲得較好的輸出電流波形，所以，只需要使得諧波補(bǔ)償?shù)皖l段頻率特性是控制對象G1(z)低頻段頻率特性的逆就可以了。7.2諧波補(bǔ)償器諧波補(bǔ)償器是由FFT和諧波發(fā)生器組成。FFT算法對輸出電流誤差進(jìn)行實(shí)時(shí)頻譜分析。由于系統(tǒng)電壓諧波畸變主要在于次