新型EPWM斬波器式交流穩(wěn)壓電源的原理分析

新型EPWM斬波器式交流穩(wěn)壓電源的原理分析0引言隨著高新技術(shù)的發(fā)展，越來越多的高精密負(fù)載對輸入電源，特別是對交流輸入電源的穩(wěn)壓精度要求越來越高。但是，由于電力供求矛盾的存在，市電電網(wǎng)電壓的波動較大，不能滿足高精密負(fù)載的要求，需要在市電電網(wǎng)與負(fù)載之間增設(shè)一臺高穩(wěn)壓精度的寬穩(wěn)壓范圍的交流穩(wěn)壓電源。交流穩(wěn)壓電源形式有很多種，目前應(yīng)用較多的三相柱式交流穩(wěn)壓器，由于用的是機(jī)械傳動和碳刷觸點(diǎn)進(jìn)行調(diào)節(jié)，因而存在工作壽命短、可靠性差、動態(tài)響應(yīng)慢等缺點(diǎn)。正在被一種無觸點(diǎn)多補(bǔ)償變壓器式交流穩(wěn)壓電源所取代。“補(bǔ)償”的概念有補(bǔ)足和抵消兩種意思。所謂多補(bǔ)償變壓器式交流穩(wěn)壓電源，就是用多個(gè)（一般是2?4個(gè)）補(bǔ)償變壓器，將其次級串入主電路中，通過由雙向晶閘管或固態(tài)繼電器組成的“多全橋”變換電路，采用有選擇的切換或通過切換串入補(bǔ)償變壓器的個(gè)數(shù)進(jìn)行有級補(bǔ)償，來達(dá)到穩(wěn)壓目的。由于沒有機(jī)械傳動和碳刷，因而提高了壽命與動態(tài)反應(yīng)速度，使交流穩(wěn)壓電源的整體性能大大提高。但也存在著一些缺點(diǎn)，諸如只能有級調(diào)壓，調(diào)節(jié)精度不高，使用的補(bǔ)償變壓器及控制開關(guān)較多，電路相對復(fù)雜等。本文取其優(yōu)點(diǎn)、避其缺點(diǎn)，提出了用等脈寬調(diào)制（EPWM——equal-pulsewidthmodulation）高頻斬波器進(jìn)行補(bǔ)償?shù)慕涣鞣€(wěn)壓電源以供參考。它是作者曾經(jīng)研制和發(fā)表過的'PWM斬波器式交流穩(wěn)壓電源”的一種改進(jìn)變形電路（參見電源世界2002年第1期及電源技術(shù)應(yīng)用2002年第3期），比原電路更簡單，也更合理一些。工作原理EPWM斬波式交流穩(wěn)壓電源的簡化原理電路如圖1所示。它是由主電路和控制電路兩部分組成的。主電路是由EPWM橋式斬波器V】?V4及其輸出變壓器Tr、直流整流電源VD1?VD4和輸出交流濾波器Lf、CF組成。橋式斬波器通過其輸出變壓器Tr的次級串聯(lián)在市電電源與負(fù)載之間，以便對市電電壓的波動進(jìn)行正、負(fù)補(bǔ)償。橋式斬波器輸出電壓中的諧波，由濾波器lfcf來濾除。橋式斬波器所需的直流電源，由取自穩(wěn)壓電源輸出端的市電電源，通過整流器VD1?VD4來供給。這里應(yīng)該指出的是，EPWM橋式斬波器V]?V4并不是工作在逆變器狀態(tài)，而是工作在橋式斬波器狀態(tài)。這是由它的EPWM工作方式、直流電源電壓波形和直流電容Cd值的大小及其功能來區(qū)分的。如圖2所示，橋式斬波器的直流電壓，不是通過電容Cd把整流電壓濾波成恒定的平滑直流電壓，而是仍然為單相橋式整流電壓的波形。直流電容Cd不再具有直流濾波功能，而只是為了創(chuàng)造一個(gè)續(xù)流通路而設(shè)置的。對于感性負(fù)載，在一個(gè)斬波開關(guān)周期內(nèi)續(xù)流的能量是很小的（由于斬波頻率較高），所以Cd的值也很小，Cd的充放電速度很快，不會影響整流電壓的上升或下降速度，使Cd上的電壓與不濾波的整流電壓波形相同。也就是說，由于電容Cd的值很小，它只允許續(xù)流電流通過，不再具有直流濾波功能，因此對整流波形不產(chǎn)生影響。這就說明橋式斬波器是工作在EPWM斬波狀態(tài)，而不是工作在逆變狀態(tài)。比槌電琛a.￥J1電壓豎諧粒割電蹈粗存Pi段池&蜓EPVMZkJlfrWT正林更既圖1EPWM斬波式交流穩(wěn)壓電源的簡化原理電路框圖圖2比槌電琛a.￥J1電壓豎諧粒割電蹈粗存Pi段池&蜓EPVMZkJlfrWT正林更既圖1EPWM斬波式交流穩(wěn)壓電源的簡化原理電路框圖斬波式交流穩(wěn)壓電源的控制電路，是由市電輸入電壓整流檢測電路、比較電路、EPWM電路和橋式斬波器開關(guān)V?V工作狀態(tài)的切換和觸發(fā)電路組成。在市電電壓整流檢14測電路中，加入對濾波電感l(wèi)f上的電壓檢測，是為了減小濾波電感。的電抗對穩(wěn)壓精度的影響。EPWM斬波器式交流穩(wěn)壓電源工作原理如圖1所示。當(dāng)市電電壓波動時(shí)，通過對市電輸入電壓us及濾波電感LF上電壓的整流檢測電路，得到電壓信號US.L，將US,L與基準(zhǔn)參考電壓Ur進(jìn)行比較，得到誤差電壓NU。當(dāng)US,L>Ur時(shí)（市電電壓上波動）得動+AU，+AU使EPWM調(diào)制器中的比較器U2不能工作，只能使比較器U1工作，+AU通過與三角波uc在U1中進(jìn)行比較，在+AU大于三角波的部分產(chǎn)生出EPWM脈沖信號，此信號通過“狀態(tài)切換觸發(fā)電路”對橋式斬波器中的開關(guān)管V】?V4進(jìn)行控制，在其輸出變壓器Tr次級產(chǎn)生負(fù)補(bǔ)償電壓一uco,使負(fù)載電壓UL=US—Uco=Ur；當(dāng)US,L<Ur時(shí)（市電電壓下波動）得到一AU，-AU使EPWM調(diào)制器中的比較器U1不能工作，只能使比較器U2工作，一AU通過反相器與三角波uc在U2中進(jìn)行比較，在AU大于三角波部分產(chǎn)生出EPWM脈沖信號，此信號通過“狀態(tài)切換觸發(fā)電路”對橋式斬波器中的開關(guān)管V】?V4進(jìn)行控制，在其輸出變壓器Tr次級產(chǎn)生正補(bǔ)償電壓+uco,使負(fù)載電壓UL=US+Uco=Ur。對市電電壓的正、負(fù)補(bǔ)償，是通過狀態(tài)切換觸發(fā)電路，切換橋式斬波器中開關(guān)管V1?V4的工作順序來實(shí)現(xiàn)的。如果對應(yīng)于市電的正半周讓V1及V4導(dǎo)通，對應(yīng)于市電的負(fù)半周讓V2及V3導(dǎo)通，是對市電電壓進(jìn)行正補(bǔ)償，如圖2中的虛線路徑所示。對應(yīng)于市電正半周讓V2及V3導(dǎo)通，對應(yīng)于市電負(fù)半周V1及V4導(dǎo)通，就是對市電電壓進(jìn)行負(fù)補(bǔ)償，如圖2中點(diǎn)劃線路徑所示。采用圖2所示主電路對市電電壓波動進(jìn)行補(bǔ)償?shù)年P(guān)鍵有兩點(diǎn)：一是EPWM；二是電容Cd的值要小到不影響整流電壓％的變化，即使Cd小到不再具有直流濾波功能。EPWM調(diào)制及正弦斬波電壓的生成圖1所示交流穩(wěn)壓電路的EPWM，與正弦斬波電壓的生成如圖3所示。其中圖3(a)為整流器VD1?VD4的交流輸入電壓波形，圖3(b)為直流電容Cd上的電壓波形，圖3(c)為EPWM，圖3(d)為EPWM產(chǎn)生的橋式斬波器中開關(guān)管V1-V4的觸發(fā)脈沖波形，圖3(e)即為EPWM正弦斬波電壓波形，圖3(f)為Tr初級補(bǔ)償電壓波形。EPWM是由P.D.Parkh，S.R.Paradla于1983年首先提出來的。其原理是采用用直流形式表示的誤差電壓XU與三角波電壓uc進(jìn)行比較如圖3(c)所示，在直流誤差電壓實(shí)大于三角波電壓的部分產(chǎn)生出等脈寬調(diào)制脈沖，如圖3(d)所示。用圖3(d)的等脈寬調(diào)制脈沖去觸發(fā)橋式斬波器中相應(yīng)的開關(guān)管V】?V4，就可以在橋式斬波器的兩橋臂中點(diǎn)a和b之間產(chǎn)生出EPWM正弦斬波電壓波形，如圖3(e)所示。經(jīng)過濾波器LfCf濾波后，就可以在變壓器Tr初級得到正弦補(bǔ)償電壓uab1，如圖3(f)所示。七b】在Tr次級產(chǎn)生補(bǔ)償電壓uco。當(dāng)對市電電壓進(jìn)行正補(bǔ)償時(shí)，補(bǔ)償電壓uco與市電電壓相位相同；當(dāng)對市電電壓進(jìn)行負(fù)補(bǔ)償時(shí)，補(bǔ)償電壓uco與市電電壓相位相反。圖3是針對正補(bǔ)償情況畫出來的，對負(fù)補(bǔ)償也可以畫出相應(yīng)的波形圖。對于圖3(e)所示的EPWM正弦斬波電壓波形，為了使此波形具有半波奇對稱，和四分之一波偶對稱，以消除其傅里葉級數(shù)中的余弦項(xiàng)和正弦項(xiàng)中的偶次諧波，使載波比N=fc/f=4k，即三角波頻率fc為市電頻率f的4整數(shù)倍。調(diào)制比M=At/TA=AU/Ucm，At為脈沖寬度，TA=1/fc為三角波周期、Ucm為三角波幅值，如圖3(e)所示?？芍?，M=At/TA就是EPWM正弦斬波電壓波形的占空比D，即M=At/T履。。

i=i,2,3,...（1）uc=當(dāng)調(diào)制電平為實(shí)時(shí)，可求出觸發(fā)脈沖起始點(diǎn)t.和終止點(diǎn)t』的方程式。il^i由-警A^^L/U,得到整流輸入電壓電容Cd上電壓(c)EPWM(d)斬波開關(guān)驅(qū)動脈沖(e)EPWM正弦斬波波形(f)補(bǔ)償電壓圖3EPWM斬波器式交流穩(wěn)壓電源的工作波形圖載波三角波的方程式為■號町Agw棗號祠，號站5i=i,2,3,...（1）uc=當(dāng)調(diào)制電平為實(shí)時(shí)，可求出觸發(fā)脈沖起始點(diǎn)t.和終止點(diǎn)t』的方程式。il^i由-警A^^L/U,得到整流輸入電壓電容Cd上電壓(c)EPWM(d)斬波開關(guān)驅(qū)動脈沖(e)EPWM正弦斬波波形(f)補(bǔ)償電壓圖3EPWM斬波器式交流穩(wěn)壓電源的工作波形圖載波三角波的方程式為■號町Agw棗號祠，號站5%*J=/U,得到2UC由T-t.=~2~iTtm/U（2）式中：TA=2n/N0各觸發(fā)脈沖的起始角和終止角的數(shù)值為AW__w旦宜旦%=了-廠無一萬（1-D）；%=百（1+D）；%=百（3-D）；氣=百（3+。）；由圖3（e）可以看出，EPWM正弦斬波電壓波形是鏡對稱和原點(diǎn)對稱，因此，在它的傅里葉級數(shù)中將不包含余弦項(xiàng)和正弦項(xiàng)中的偶次諧波，只包含正弦項(xiàng)中的奇次諧波，即.yf（3t）=$lbnsinn^tn為奇數(shù)（5）4_坤式中：bn=咽‘/（Mt）sinnMtd（Mt）對于基波，n=1。由于被EPWM斬波的波形是正弦波，即f（^t）=Umsinot，所以b嚴(yán)（3財(cái)3一）蘭君￡：4=當(dāng)捋=吧（6）對于諧波，則b=n當(dāng)n=kN±1，k=1，2，3，......時(shí)，對上式求解得bkN±]=旬=—hsinkDn（7）當(dāng)n黃kN±1時(shí)，b尸kN±1=0。所以EPWM正弦斬波電壓的傅里葉級數(shù)表示式為uab=DUmsinot—臺虹sinkDnsin（kN±1）wt（8）考慮到Tr的變比&1，補(bǔ)償電壓uco表示式為uco=Dsinot—離lwsinkDnsin（kN±1）wt（9）用lfcf濾除高次諧波后得到補(bǔ)償電壓為玨auco=Dsinot=D（10）由式（8）中的諧波幅值hsin^Dn可以算出，當(dāng)載波三角波頻率fC=10kHz，N=200，D=0.1?0.9時(shí)，基波與各次諧波的幅值如表1所列?；ê透鞔沃C波與調(diào)制比亦即占空比D的關(guān)系曲線如圖4所示?？芍狤PWM正弦斬波電壓的諧波頻率與載波比N成正比，N越大諧波頻率越高，所需的濾波器LfCf的參數(shù)值也越小。所以，根據(jù)表1及圖4可以計(jì)算Lf及CF的值。表1基波與各次諧波的幅值（4=10kHz，N=200）諧波占空比D

諧波分量0.10.20.30.40.50.60.70.80.9bjUg0.10.2°.30.40.50.60.70.80.9WUm—0.0984—0.1871—0.2575—0.3027—0.3183—0.3027—0.2575—0.1871—0.0984b2O1/Um—0.0984—0.1871—0.2575—0.3027—0.3183—0.3027—0.2575—0.1871—0.0984SR—0.0935—0.1514—0.1514—0.093500.09350.15140.15140.0935WUn—0.0935—0.1514—0.1514—0.093500.09350.15140.15140.0935WUm—0.0858—0.1009—0.03280.06240.10610.0624—0.0328—0.1009—0.0858b601/Um—0.0858—0.1009—0.03280.06240.10610.0624—0.0328—0.1009—0.0858"Un—0.0757—0.04680.04680.07570—0.0757—0.04680.04680.0757b801/Um—0.0757—0.04680.04680.07570—0.0757—0.04680.04680.0757圖4諧波分量與占空比D的關(guān)系曲線對市電電壓波動的補(bǔ)償與Tr容量當(dāng)市電電壓us波動時(shí)，將會引起負(fù)載電壓uL的波動。為了保持*穩(wěn)定不變，必須用補(bǔ)償電壓uco對市電電壓的波動進(jìn)行補(bǔ)償。當(dāng)Us>Ur時(shí)須進(jìn)行負(fù)補(bǔ)償，使Us—Uco=UL=Ur；當(dāng)us<ur時(shí)須進(jìn)行正補(bǔ)償，使us+uco=uL=ur，所以uL=us±uco=ur(11)正補(bǔ)償時(shí)取正號，負(fù)補(bǔ)償時(shí)取負(fù)號。假定補(bǔ)償變壓器Tr的變比為石1，橋式斬波器的輸出電壓基波為uabi=oumsinwtg則uco=(12)Ul=Us±Uabi(13)橋式斬波器的基波輸出電壓%1=舛(14)將式(14)代入式(13)得UL=US士—UL(15)或Ul(-+)—Ul=Us，Ul(1-+一)=UsUl=i干業(yè)(16)正補(bǔ)償時(shí)取正號，負(fù)補(bǔ)償時(shí)取負(fù)號。當(dāng)占空比D=1時(shí)，最大正、負(fù)補(bǔ)償電壓由式(12)得Uco,max=一(因?yàn)榇藭r(shí)Uab1=DUL=UL)°當(dāng)市電電壓的波動范圍為±15%時(shí)，最大補(bǔ)償電壓UlUco,max=°-15UL=(17)由于補(bǔ)償變壓器Tr初次級匝比為&=瓦頁=6.667(18)而補(bǔ)償變壓器次級電流，即市電輸入電流【S=^r(19)式中：P為市電輸入功率。補(bǔ)償變壓器初級電流，即橋式斬波器輸出電流AIch=(2°)即橋式斬波器的斬波開關(guān)管的額定電流，只有市電輸入電流IS的1/&因而補(bǔ)償功率PC0=Uab1Ich=DUL—=F"(21)當(dāng)US=UL時(shí)，D=°，補(bǔ)償功率Pco,min=°；當(dāng)Us,min=(1—O^W時(shí)，D=1，則補(bǔ)償功率Ffh一股?=?_―P=鞏一陌廣“耶一百.，如網(wǎng).邸=o.176P(22)co,max可以根據(jù)Pco,max來選擇補(bǔ)償變壓器Tr的容量。單相EPWM斬波器式交流穩(wěn)壓電源單相EPWM斬波器式交流穩(wěn)壓電源的原理電路如圖5所示，此電路只是為了說明原理而采用的。它由5個(gè)部分組成，即主電路，市電電壓檢測電路，正、負(fù)補(bǔ)償控制電路，三角波發(fā)生器電路和正、負(fù)補(bǔ)償切換觸發(fā)電路。主電路的組成與工作原理前面已經(jīng)作過了介紹，下面僅對其余4個(gè)部分作一簡單說明。4.1市電電壓檢測電路市電電壓的檢測電路，由兩個(gè)相同的變壓器Tr2、Tr3及二極管VD9?VD12,Cd2組成。市電電壓檢測的采樣點(diǎn)取法，對穩(wěn)壓精度影響很大。如果采樣點(diǎn)取自輸入端，檢測市電輸入電壓，對補(bǔ)償電壓的穩(wěn)定性是有利的，但不能補(bǔ)償因變壓器Tr1次級漏抗及濾波電感Lf電抗引起的電壓降，補(bǔ)償精度差；如果采樣點(diǎn)取自輸出端，檢測輸出負(fù)載電壓，這樣可以對Tr1次級漏抗及Lf電抗引起的電壓降進(jìn)行補(bǔ)償，但補(bǔ)償后由于UL=Ur就不能繼續(xù)保持Tri次級補(bǔ)償電壓uco的存在，出現(xiàn)補(bǔ)償不穩(wěn)定現(xiàn)象；如果像多個(gè)補(bǔ)償變壓器無觸點(diǎn)補(bǔ)償式交流穩(wěn)壓電源那樣，采樣點(diǎn)取自輸入端與輸出端，對市電輸入電壓與負(fù)載電壓同時(shí)檢測，然后將它們相加并除以2,即■〒-，當(dāng)/S#0時(shí)，如果令Tr1次級漏抗XT與Lf電抗XL之和XT+XL=X，更出垣EM4■邱Si則US~XIS=UL，所以N=2=%—W。由此可知這種檢測法雖然可以對因X而造成的電壓降進(jìn)行補(bǔ)償，也不會出現(xiàn)補(bǔ)償不穩(wěn)定現(xiàn)象，但只能補(bǔ)償一半的XIS，還有一半XIS不能進(jìn)行補(bǔ)償。比較好的檢測法是采樣點(diǎn)取自輸入端，檢測市電輸入電壓us及檢測X上的電壓降XIS，用U-XIs作為檢測到的電壓。這樣，既能保證補(bǔ)償電壓的穩(wěn)定性，也能使補(bǔ)償?shù)木忍岣?。圖5所示的單相穩(wěn)壓電路，就是采用了這種電壓檢測電路。串聯(lián)補(bǔ)償變壓器的次級漏電抗XT，一般為Tr1容量的（3?5）%。而Tr1的容量與市電電壓的波動范圍有關(guān)，當(dāng)市電電壓波動范圍為±15%時(shí)，Tr1的容量僅為穩(wěn)壓電源標(biāo)稱容量的17.6%。所以，補(bǔ)償變壓器Tr1折算到負(fù)載額定電壓Ur的次級漏抗壓降標(biāo)么值為XjIS=（0.03?0.05）x0.176=0.00528?0.0088XTIS的值很小，可以認(rèn)為XTIS?o,此時(shí)只需對Lf電抗XL引起的電壓降進(jìn)行補(bǔ)償就可以了。在圖5中，變壓器Tr2檢測的是市電輸入電壓US，變壓器Tr3檢測的是Lf上的電壓降，用Tr2及Tr3的次級電壓相減后再進(jìn)行整流，就可以得到反映US-XLIS數(shù)值的直流電壓usl。4.2對市電電壓波動進(jìn)行正負(fù)補(bǔ)償?shù)目刂齐娐穼κ须婋妷翰▌舆M(jìn)行正、負(fù)補(bǔ)償?shù)目刂齐娐?，由圖5中比較器U】、U2，比例放大器PI「PI，及EPWM比較器U、U，和基準(zhǔn)電壓給定電路R?R組成。它分成上下兩個(gè)123435支路，上支路由U「PI1>U3組成，用于對市電電壓的負(fù)波動進(jìn)行正補(bǔ)償控制；下支路由U2、PI2、U4組成，用于對市電電壓的正波動進(jìn)行負(fù)補(bǔ)償控制。與此相應(yīng)基準(zhǔn)電壓給定電路也給出了兩個(gè)基準(zhǔn)電壓給定值Ur1及Ur2。Ur1對應(yīng)于市電電壓的218V；Ur2對應(yīng)于市電電壓的222V。當(dāng)市電電壓US<218V時(shí)上支路工作，下支路不工作，USL與Ur1在U1中進(jìn)行比較，產(chǎn)生出正誤差電壓+AU，+AU經(jīng)過PI1放大后與三角波uc在U3中進(jìn)行比較，產(chǎn)生出使橋式斬波器對市電電壓進(jìn)行正補(bǔ)償?shù)目刂?。?dāng)市電電壓US>222V時(shí)下支路工作，上支路不工作，USL與Ur2在U2中進(jìn)行比較，產(chǎn)生出正誤差電壓+AU，+AU經(jīng)過PI2放大后與三角波uc在U4中進(jìn)行比較，產(chǎn)生出使橋式斬波器對市電電壓進(jìn)行負(fù)補(bǔ)償?shù)目刂啤；鶞?zhǔn)電壓給定電路給出兩個(gè)基準(zhǔn)電壓（Ur1=218V與Ur2=222V）的目的，是為了當(dāng)市電電壓US在218V?222V之間時(shí)不使穩(wěn)壓電源工作，以避免市電電壓US在（220±2）V區(qū)間內(nèi)穩(wěn)壓電源產(chǎn)生正負(fù)補(bǔ)償振蕩，使輸出電壓不穩(wěn)定，這一點(diǎn)在圖1中沒有表明。這里需要指出的一點(diǎn)是，圖5中運(yùn)放PI1和PI2的放大倍數(shù)，與補(bǔ)償變壓器Tr1的初次級變比=：1、檢測變壓器Tr2、Tr3（兩個(gè)變壓器完全相同）的初次級變比&：1、三角波的電壓幅值ucm及市電電壓的幅值Um有關(guān)。PI1及PI2的放大倍數(shù)Kzgx&x乩

當(dāng)Tri、Tr2、T當(dāng)Tri、Tr2、Tr3的變比相同時(shí)，KE,壓?4.3三角波發(fā)生器電路三角波發(fā)生器電路由一個(gè)方波電壓發(fā)生器（U7）和一個(gè)積分器（U8）組成，如圖5

中U7及U8所示，這種電路在UPS中是常用的。三角波頻率與方波電壓發(fā)生器的頻率相同，

1_當(dāng)方波電壓發(fā)生器中的電阻R8=°.86R9時(shí)，三角波頻率￡n頑石4.4狀態(tài)切換觸發(fā)電路狀態(tài)切換與觸發(fā)電路如圖5下部電路所示。它是由脈沖變壓器Tr4、Tr5、Tr6、Tr7及其下面的兩個(gè)三極管組成的。圖中u9、uio是將市電電壓變換成與其相對應(yīng)的正、負(fù)半周方波電壓。U9得到與us正半周相對應(yīng)的方波電壓，U10得到與us負(fù)半周相對應(yīng)的方波電壓。電路的切換采用的是三極管與門的工作原理，觸發(fā)電路采用的是脈沖變壓器輸出形式，當(dāng)然也可以采用光耦的輸出形式。切換電路有兩組輸入信號，每組兩個(gè)輸入信號，即正補(bǔ)償與負(fù)補(bǔ)償，正半周方波與負(fù)半周方波。因此，應(yīng)有4組觸發(fā)電路，即由Tr4、V5、V6組成的正補(bǔ)償正半周觸發(fā)電