高頻電子線路第二版第4章高頻功率放大器

1、高頻電子線路第二版第4章高頻功率放大器 本章教學(xué)內(nèi)容 4.1 概述 4.2 丙類(C類)高頻功率放大器的工作原理 4.3 丙類(C類)高頻功率放大器的折線分析法 4.4 丙類高頻功率放大電路 4.5 D類)和戊類（E類)高頻功率放大器 4.6 寬帶高頻功率放大器 4.7 功率合成 4.1概述 4.1.1 高頻功率放大器的功能 高頻功率放大器的功能是用小功率的高頻輸入信號(hào)去控制高頻功率放大器將直流電源供給的能量轉(zhuǎn)換為大功率的高頻能量輸出。其輸出信號(hào)與輸入信號(hào)的頻譜相同。 與高頻小信號(hào)放大器不同的是由于輸岀功率和效率的要求, 高頻功率放大器要工作于非線性放大狀態(tài), 高頻小信號(hào)放大器是線性放大。 4

2、.1.2 高頻功率放大器的特點(diǎn)、分類與用途 1.特點(diǎn) 工作頻率高、效率高、放大信號(hào)的相對(duì)頻帶窄,工作于非線性放大狀態(tài)。 2.分類 (1)按工作頻帶分為窄帶高頻功率放大器和寬帶高頻功率放大器。 (2)按放大的特性分為線性高頻功率放大器和非線性高頻功率放大器。 (3)按放大器的工作類型分為甲(A)、乙(B)、丙(C)、丁(D)、戊(E)類功率放大器。 幾點(diǎn)說(shuō)明 無(wú)線電通信中常用的是窄帶高頻功率放大器,放 大信號(hào)的相對(duì)頻帶窄,關(guān)鍵要求效率高。例如調(diào)頻廣 播的載波頻率為88108MHz, 而傳送信息帶寬為180kHz, 相對(duì)帶寬只有0.17%0.20%。一般都采用 有窄帶選頻網(wǎng)絡(luò)的窄帶高頻功率放大器,

3、 也就是非線 性功率放大的丙類放大。也可以采用效率更高的開關(guān) 工作狀態(tài)的丁類或戊類功率放大。窄帶高頻功率放大 的選頻回路需要準(zhǔn)確調(diào)諧, 調(diào)試難度大。 窄帶高頻功率放大在使用中為了確保輸出功率、 效率和安全，必須進(jìn)行準(zhǔn)確的中心頻率調(diào)諧和系統(tǒng)的 阻抗匹配調(diào)整。這些調(diào)整都需要有一定的時(shí)間來(lái)完成，很難于實(shí)現(xiàn)瞬間調(diào)諧。 有些特殊要求的設(shè)備，例如在要求載頻經(jīng)常變換 的發(fā)射系統(tǒng)中，使用窄帶高頻功率放大器難于做到瞬 時(shí)調(diào)諧，應(yīng)用受到了限制。因而要求釆用寬帶高頻功 率放大器。寬頻帶高頻功率放大器采用了具有寬頻帶 特性的傳輸線變壓器實(shí)現(xiàn)阻抗變換，不需要調(diào)諧，適 用于頻率相對(duì)變化范圍大，只能選用甲類和乙類推挽 放大

4、工作狀態(tài)。 3.主要用途 發(fā)射機(jī)的推動(dòng)級(jí)和輸出級(jí)。 高頻功率放大器的效率希望盡可能高,而輸出功率范圍，根據(jù)不同的用途，從幾毫瓦到幾十千瓦，甚至達(dá)到兆瓦級(jí)。例如，便攜式發(fā)射機(jī)幾毫瓦，無(wú)線廣播電臺(tái)幾十千瓦，無(wú)線導(dǎo)航發(fā)射機(jī)達(dá)兆瓦級(jí)等。目前，功率為幾百瓦以上的高頻功率放大器大多用電子管或功率合成。幾百瓦以下的主要采用雙極晶體管和大功率場(chǎng)效應(yīng) 4.1.3 高頻功率放大器的主要技術(shù)指標(biāo) 1.輸出功率 放大器的負(fù)載RL上得到的最大不失真功率。 2.效率 高頻輸出功率與直流電源供給輸入功率的比值。 3.功率增益 高頻輸出功率與信號(hào)輸入功率的比值。 4.諧波抑制度和非線性失真 諧波抑制度是對(duì)非線性高頻功率放大器

5、而提出，是指諧振回路的選頻特性的好壞，也就是希望諧波分量相對(duì)于基波分量越小越好。 非線性失真是對(duì)線性高頻功率放大器而提出，是器件的非線性特性引起的。它也是希望諧波分量相對(duì)于基波分量越小越好。 4.2 丙類（C類）高頻功率放大器的工作原理 4.2.1 基本電路及其特點(diǎn)圖丙類高頻功率放大器原理圖 無(wú)論是中間級(jí)還是輸出級(jí)，其負(fù)載均可等效為并聯(lián)諧振回路。 在分析討論丙類高頻功率放大器時(shí)，通常是用圖所示的原理電路。輸岀級(jí)中間級(jí) 圖高頻功率放大器原理圖 丙類高頻功率放大器的電路結(jié)構(gòu)特征 為了提高效率，晶體管發(fā)射結(jié)為負(fù)偏置，由VBB來(lái)保證。流過晶體管的電流為失真的脈沖波形； 負(fù)載為諧振回路，除了確保從電流脈

6、沖波中取出基波分量，獲得正弦電壓波形外，還能實(shí)現(xiàn)放大器的阻抗匹配。調(diào)諧于輸入信號(hào)的頻率 4.2.2 工作原理圖各級(jí)電壓和電流波形取電流脈沖的基波分量 4.3 丙類（C類）高頻功率放大器的折線分析法 4.3.1 晶體管特性曲線的理想化及其解析式 在大信號(hào)工作條件下，理想化特性曲線的原理是 在放大區(qū)集電極電流和基極電流不受集電極電壓影響，而又與基極電壓成線性關(guān)系。 在飽和區(qū)集電極電流與集電極電壓成線性關(guān)系，而不受基極電壓的影響。 1.輸入特性曲線的理想化 圖(a)是3DA21晶體管 的靜態(tài)輸入特性 ； 圖(b)是理想化輸入特 性, UBZ為理想化晶體管的 導(dǎo)通電壓或稱截止電壓。 理想化輸入特性的數(shù)

7、學(xué)表示式為 gb為理想化輸入特性的斜率，即 2.正向傳輸特性曲線的理想化 理想化正向傳輸特性(圖b) 是將理想化輸入特性(圖a)的iB 乘以就可得到 。 正向傳輸特性的斜率為 gc稱為理想化晶體管的跨導(dǎo)。它表示晶體管工作于放大區(qū)時(shí)，單位基極電壓變化產(chǎn)生的集電極電流變化。正向傳輸特性的數(shù)學(xué)表示式為 3.輸出特性曲線的理想化 圖(a)是3DA21晶體管 的靜態(tài)輸出特性 ；圖(b)是 理想化輸入特性。 理想化的輸出特性，它可以 分為飽和區(qū)、放大區(qū)和截止區(qū)。 飽和區(qū)： 為飽和臨界線的斜率。 放大區(qū)： 截止區(qū)： 4.3.2 丙類功率放大的集電極電流脈沖及各次諧波電流 1.余弦電流脈沖的表示式 余弦電流脈

8、沖是由脈沖 高度IcM和通角c來(lái)決定的。 設(shè) ,則 由理想化正向傳輸特性 可得 當(dāng) 時(shí)， ,可得半通角由電路參數(shù)確定 當(dāng) 時(shí), 則 可得集電極余弦電流脈沖的表示式為 2.余弦電流脈沖的分解系數(shù) 式中直流分量 稱為余弦電流脈沖分解系數(shù)。 為直流分量分解系數(shù)； 為基波分量分解系數(shù)； 為n次諧波分量分解系數(shù)。 基波分量n次諧波 圖余弦脈沖分解系數(shù)與c 的關(guān)系 4.3.3 丙類功率放大的功率與效率 諧振功率放大器是將直流電源供給能量轉(zhuǎn)換為高頻能量輸出。 1.直流電源VCC供給的輸入直流功率 2.高頻輸出功率(高頻一周的平均輸出功率) 3.集電極損耗功率 4.集電極效率 波形系數(shù) 電壓利用系數(shù)諧振于基波

9、的諧振電阻 關(guān)于效率的幾點(diǎn)說(shuō)明 在電壓利用系數(shù)=1的理想條件下 甲類放大器的半通角 ； 乙類放大器的半通角 ； 丙類放大器的半通角 ,而c越小，c越高。 諧振功率放大器在諧振電阻 一定的條件下， 時(shí)，輸出功率最大，理想效率只有66%； 時(shí)，效率最高, 但輸出功率很小。 在實(shí)際應(yīng)用中，為了兼顧高的輸出功率和高的集電極效率，通常取 。 4.3.4 丙類功率放大的動(dòng)態(tài)特性及三種工作狀態(tài) 1.動(dòng)態(tài)特性的基本概念 在高頻功率放大器的電路參數(shù)確定后，也就是在晶體管的參數(shù)(特性曲線)、電源電壓VCC和VBB、輸入信號(hào)振幅Ubm和輸出信號(hào)振幅Ucm(或諧振回路的諧振電阻RP)一定的條件下，集電極電流iC=f(

10、uBE,uCE)的關(guān)系稱為放大器的動(dòng)態(tài)特性。 根據(jù)小信號(hào)線性放大器的特點(diǎn)，工作于晶體管的線性放大區(qū)，集電極電流不產(chǎn)生失真是甲類放大。所以放大器的動(dòng)態(tài)特性是一條直線(在負(fù)載線上)。(見后頁(yè)) 工作于大信號(hào)的丙類高頻放大功率，工作于非線性狀態(tài),集電極電流iC為脈沖狀。其動(dòng)態(tài)特性應(yīng)該怎樣分析呢?怎樣用折線分析法求動(dòng)態(tài)特性呢? 對(duì)于小信號(hào)線性放大器，因?yàn)楣ぷ饔诰w管的線性放大區(qū)，集電極電流不產(chǎn)生失真是甲類放大，放大器的動(dòng)態(tài)特性是一條直線(在負(fù)載線上)。 動(dòng)態(tài)特性為AQB直線 2.丙類功率放大器動(dòng)態(tài)特性的表示式 設(shè) , 則管外電路 晶體管折線化的正向傳輸特性決定管內(nèi)導(dǎo)通段，即截距方程 高頻功率放大器的動(dòng)

11、態(tài)特性 的含意 是一個(gè)斜率為 , 在uCE軸上的截距為 對(duì)應(yīng)于 的直線方程, 圖中的AB段。而當(dāng)uBEUBZ，iC=0,對(duì)應(yīng)圖中的BC段。 故丙類高頻功率放大器的動(dòng)態(tài)特性是一條折線。 3.動(dòng)態(tài)特性的求法 已知條件：晶體管的特性(gc 、UBZ),電源電壓VCC、VBB, 輸入信號(hào) ,輸出信號(hào) (或諧振電阻 )。 (1)截距法做動(dòng)態(tài)特性 在輸出特性的軸上取截距 ,得B點(diǎn)。 通過B點(diǎn)做斜率為 的直線交uBEmax= VBB+Ubm線于A點(diǎn)。 A點(diǎn)在 上的投影為 。 在 軸上選取 為C點(diǎn)，則AB-BC折線為動(dòng)態(tài)特性。 圖用截距法求動(dòng)態(tài)特性 截距法作動(dòng)態(tài)特性 (2)虛擬電流法求動(dòng)態(tài)特性 從圖中可知，動(dòng)

12、態(tài)特性AB直線的延長(zhǎng)線與VCC線相交于Q點(diǎn)，而Q點(diǎn)在坐標(biāo)平面內(nèi)橫坐標(biāo)為VCC，縱坐標(biāo)為一負(fù)電流IQ。值得注意的是IQ 是虛擬的電流，實(shí)際上是不存在的。 IQ 的值可由對(duì)應(yīng)的uCE=VCC求出，可得 Q點(diǎn)的坐標(biāo)由VCC 與IQ 確定，另一點(diǎn)A則由uCEmin = VCC Ucm與uBEmax=VBB+Ubm來(lái)決定。連接AQ線相交于B，而C點(diǎn)由uCEmax=VCC+Ucm決定，則可得出動(dòng)態(tài)特性AB-BC。 VCC與 確定Q點(diǎn)； 與 確定A點(diǎn)； 連接AQ交橫坐標(biāo)于B點(diǎn)； 與 iC =0（在橫坐標(biāo)軸上） 確定C點(diǎn)。 則AB-BC折線為動(dòng)態(tài)特性。 圖虛擬電流法求動(dòng)態(tài)特性 4.丙類諧振功率放大器的三種工作

13、狀態(tài) 丙類放大時(shí)，在輸入信號(hào)激勵(lì)的一周內(nèi)，是否進(jìn)入晶體管特性曲線的飽和區(qū)來(lái)劃分。它分為欠壓、臨界和過壓三種狀態(tài)。 欠壓：A1B1-B1C1臨界：A2B2-B2C2過壓：MA3-A3B3-B3C3欠壓狀態(tài)臨界狀態(tài)過壓狀態(tài) 三種工作狀態(tài)的特點(diǎn) (1)欠壓工作狀態(tài)：A點(diǎn)在 上,不含飽合臨界線上的點(diǎn),電流為尖頂脈沖,輸出電壓振幅小。 (2)臨界工作狀態(tài)：A點(diǎn)在 和飽合臨界線的交點(diǎn),電流為尖頂脈沖,輸出電壓振幅大。 (3)過壓工作狀態(tài)：進(jìn)入飽和區(qū)工作,虛擬的 點(diǎn)在 的延長(zhǎng)線上,電流為凹頂脈沖,輸出電壓振幅大。凹頂電流脈沖的峰值點(diǎn)由 點(diǎn)和Q點(diǎn)的連線交飽合臨界線上的A3點(diǎn)決定,凹頂電流脈沖的谷值點(diǎn)由 點(diǎn)的垂

14、直投影與飽合臨界線的交點(diǎn)M點(diǎn)決定。 欠壓和臨界，集電極電流為尖頂脈沖，其直流分量和基波分量可按尖頂脈沖分解系數(shù)求得。而過壓，集電極電流為凹頂脈沖,不能用尖頂脈沖分解系數(shù)求得。 4.3.5 丙類功率放大的負(fù)載特性 1.負(fù)載特性的含意 負(fù)載特性是指在晶體管及VCC、VBB、Ubm一定時(shí)，改變回路諧振電阻RP，高頻功率放大器的工作狀態(tài)、電流、電壓、功率和效率隨RP變化的關(guān)系。 2.負(fù)載特性的分析 實(shí)際上是將 改成 來(lái)對(duì)動(dòng)態(tài)特性進(jìn)行分析 負(fù)載特性分析 在 、 、 、 、 一定的條件下， VCC 和 不變,Q點(diǎn)不變； 不變, 、 、 不變, 則gd的絕對(duì)值與RP成反比； 不變,即動(dòng)態(tài)特性的A點(diǎn)在uBEm

15、ax線上隨RP的增大而變化。 隨著RP 的增大，高頻功率放大器的工作狀態(tài)由欠壓狀態(tài)變到臨界狀態(tài)，然后進(jìn)入過壓狀態(tài)。 在欠壓和臨界狀態(tài)，由于集電極電流為尖頂脈沖，而且IcM、c不變，則隨著RP的增大，IC0和Ic1m保持不變。Ucm=Ic1mRP隨著RP增大而線性增大。 進(jìn)入過壓狀態(tài)后，由于集電極電流不是尖頂脈沖，其分解系數(shù)不同于尖頂脈沖的分解系數(shù)，但總的趨勢(shì)是RP增大，IcM減小，則IC0、Ic1m隨RP增加而減小。而Ucm=Ic1m RP增大較為緩慢。 在欠壓和臨界狀態(tài)，隨RP增大，P=保持不變，Po線性增逐漸增大。進(jìn)入過壓狀態(tài)，則隨RP增大,P=減小，Po 減小。臨界狀態(tài)輸出功率最大。而集

16、電極效率在弱過壓區(qū)由于Po下降較P=下降緩慢，c略增。 3.幾點(diǎn)結(jié)論 在欠壓工作狀態(tài)的大部分范圍內(nèi)，輸出功率Po和集電極效率c都較低，集電極損耗功率大，而且當(dāng)諧振電阻RP變化時(shí)，輸出信號(hào)電壓振幅將產(chǎn)生較大變化。因此，除了特殊場(chǎng)合以外，很少采用這種工作狀態(tài)。特別值得注意的是，當(dāng)RP=0，即負(fù)載短路時(shí)，集電極損耗功率Pc達(dá)最大值，有可能使功率晶體管燒壞。因此，在調(diào)整諧振功率放大器的過程中，必須防止負(fù)載短路。 在臨界工作狀態(tài)，輸出功率最大，且集電極效率也高，常用于發(fā)射機(jī)的功率輸出級(jí)，以便獲得最大輸出功率。 在過壓工作狀態(tài)，當(dāng)諧振電阻變化時(shí)，輸出信號(hào)電壓振幅Ucm變化較小，多用于需要維持輸出電壓比較平

17、穩(wěn)的場(chǎng)合，如發(fā)射機(jī)的中間放大級(jí)。 4.3.6 各級(jí)電壓變化對(duì)工作狀態(tài)的影響 1.改變集電極電源電壓VCC對(duì)工作狀態(tài)的影響 在gc、UBZ和VBB、Ubm、RP保持不變的條件下，改變VCC 不變, A點(diǎn) 在uBEmax上隨VCC改變,水平移動(dòng)。 不變, 、 、 不變,則 不變, 動(dòng)態(tài)特性隨VCC改變,水平移動(dòng)。 不變, Q點(diǎn)隨VCC改變,水平移動(dòng)。 可見VCC由大變小,即由 減小到 ,再減小到 ,則工作狀態(tài)從欠壓變到臨界再變到過壓。 電流和功率與VCC關(guān)系 在欠壓和臨界狀態(tài)，IcM 、c不變， 所以Ic1m 、IC0均保持不變。 在過壓狀態(tài)，IcM是隨VCC減小而下 降，所以Ic1m 、IC0隨

18、VCC減小而減小。 由于P= VCC IC0 ， ， Pc = P=-Po ，圖中也給出了P= 、Po 、 Pc與VCC的變化關(guān)系。 值得注意的是，在過壓區(qū)Ic1m、IC0隨 VCC線性變化，因?yàn)?，所以 與Ic1m隨VCC的變化規(guī)律相同，具有調(diào)幅特 性。利用這一特性可實(shí)現(xiàn)集電極調(diào)幅。 2.改變Ubm對(duì)工作狀態(tài)的影響 在gc、UBZ和VCC、VBB、RP 保持不變的條件下，改變Ubm VCC 、IQ= -gc(UBZ-VBB)保持不變， 即虛擬電流對(duì)應(yīng)的Q點(diǎn)不變； uBEmax=VBB+Ubm將隨Ubm增大而增大； 將隨Ubm增大而減小, 而 、 、 將隨Ubm增大而增大； ,則在欠壓到臨界

19、將隨Ubm 增大而減小,在過壓區(qū)gd=-gcUbm/Ucm ,隨Ubm增大，Ucm增大緩 慢。也就是說(shuō) 要略為增加。 圖改變Ubm對(duì)工作狀態(tài)的影響 當(dāng) 時(shí),動(dòng)態(tài)特性為A1B1-B1C1 ,工作于欠壓狀態(tài)。 當(dāng) 增大到 時(shí),動(dòng)態(tài)特性為A2B2-B2C2 ,工作于臨界狀態(tài)。 當(dāng) 繼續(xù)增大到 時(shí),進(jìn)入過壓區(qū), Ubm增大,動(dòng)態(tài)特性斜率 要增大，故動(dòng)態(tài)特性為MA3-A3B3-B3C3，工作于過壓狀態(tài)。 電流和功率與Ubm的關(guān)系 圖改變Ubm對(duì)電流和功率的影響 從圖可知，在欠壓狀態(tài)，隨Ubm增大，IcM是增大的，0(c)和1(c)也是增大的，則IC0和Ic1m隨Ubm增大而增大，但不是線性關(guān)系。在過壓狀

20、態(tài)，隨Ubm增大， IcM也增大，則IC0和Ic1m略增。 3.改變VBB對(duì)工作狀態(tài)的影響 在晶體管的gc、UBZ和VCC、Ubm、RP保持不變的條件下，增大 VBB (增大的含義是從負(fù)電壓向小于UBZ的正電壓變化 )。 VCC不變, 而IQ=-gc(UBZ-VBB),可見VBB增加 減小, 則由其確定的虛擬電流點(diǎn)Q隨VBB增加向上移動(dòng)，即 減小。 uBEmax=VBB+Ubm,隨VBB增大而增大, 因?yàn)?,可見VBB增大, 減小, 增大,在欠壓到臨界狀態(tài) 和 都增大,則VBB增大, 減小。 而在過壓狀態(tài)尖頂脈沖分解系數(shù)不適用,用gd =-gcUbm/Ucm , VBB增大, Ubm不變, U

21、cm略增,則 減小。, 當(dāng) 時(shí),虛擬電流為 點(diǎn), , ,動(dòng)態(tài)特性為A1B1-B1C1 ,工作于欠壓狀態(tài)。 當(dāng) 增大到 時(shí),虛擬電流為 點(diǎn), , ,動(dòng)態(tài)特性為A2B2-B2C2 ,工作于臨界狀態(tài)。 當(dāng) 繼續(xù)增大到 時(shí),虛擬電流為 點(diǎn), , 動(dòng)態(tài)特性斜率 ,故動(dòng)態(tài)特性為MA3-A3B3-B3C3 ,工作于過壓狀態(tài)。 結(jié)論： 隨著VBB的增加，工作狀態(tài)由欠壓至臨界，然后進(jìn)入過壓。 在欠壓狀態(tài)，隨著VBB的增大，IcM增大，IC0和Ic1m隨VBB增大而增大，但不是線性關(guān)系。 在過壓狀態(tài)，隨著VBB增大， IcM略增，但凹頂脈沖的分解系數(shù)小，故IC0和Ic1m隨VBB增大而略增。 值得注意的是：在欠壓

22、區(qū)Ic1m隨VBB增大而增大，具有調(diào)幅特性，可以實(shí)現(xiàn)基極調(diào)幅。 4.4丙類高頻功率放大電路 丙類高頻功率放大器是由輸入回路、晶體管和輸出回路組成。 輸入、輸出回路的作用是，提供放大器所需的正常偏置；實(shí)現(xiàn)濾波(調(diào)諧于基波頻率)；保證阻抗匹配。 輸入、輸出回路是由直流饋電電路和匹配網(wǎng)絡(luò)兩部分組成。 直流饋電電路：集電極饋電電路 基極饋電電路 匹配網(wǎng)絡(luò)：輸入匹配網(wǎng)絡(luò) 級(jí)間耦合匹配網(wǎng)絡(luò) 輸出匹配網(wǎng)絡(luò) 4.4.1 直流饋電電路 1.集電極饋電電路 由于集電極電流是余弦脈沖電流,含 直流分量IC0 、基波分量Ic1 和諧波分量Icn , 電路結(jié)構(gòu)和元件需綜合考慮。 (1)集電極饋電原則： 集電極電流的直流

23、分量IC0 ：只流過 電源VCC和晶體管； 集電極電流的基波分量Ic1 ：只流過 諧振回路和晶體管； 集電極電流的諧波分量Icn ：只流過 晶體管。 (2)集電極串聯(lián)饋電電路 特點(diǎn)： 晶體管、負(fù)載回路和直流電源組成串 聯(lián)聯(lián)接形式稱為串聯(lián)饋電； 對(duì)于直流分量，高頻扼流圈L相當(dāng) 于短路, C相當(dāng)于開路。諧振回路的電感L 對(duì)直流相當(dāng)于短路。 對(duì)于基波分量，L的感抗很大，相當(dāng) 于開路；C的容抗很小，相當(dāng)于短路。 對(duì)于諧波分量，L的感抗很大，相當(dāng)于開路；C的容 抗很小,相當(dāng)于短路,諧振回路也相當(dāng)于短路。 串聯(lián)饋電電路的饋電元件L和C均處于高頻地電位， 它們對(duì)地的安裝分布電容不影響信號(hào)回路的諧振頻率。諧振

24、回 路處于直流高電位，回路元件L和C不能接地，因而它們的安裝 和調(diào)諧均不方便。 (3)集電極并聯(lián)饋電電路 特點(diǎn)： 晶體管、負(fù)載回路和直流電源組成并 聯(lián)聯(lián)接形式稱為并聯(lián)饋電。 對(duì)于直流分量，L的感抗為零，相當(dāng) 于短路；C和C的容抗為無(wú)限大，相當(dāng)于 開路。 對(duì)于基波分量，L的感抗很大，相當(dāng) 于開路；C和C的容抗很小，相當(dāng)于短路。 對(duì)于諧波分量，L的感抗很大，相當(dāng)于開路；C和C 的容抗很小，相當(dāng)于短路,諧振回路相當(dāng)于短路。 饋電元件L和C均處于高頻高電位，它們對(duì)地的安裝分 布電容直接影響信號(hào)回路的諧振頻率。但是，諧振回路處于直 流地電位，回路元件L和C可以接地，安裝和調(diào)諧均很方便。 2.基極饋電電路

25、 分類：外加偏置(有串聯(lián)饋電和并聯(lián)饋電兩類)； 自給偏置(有串聯(lián)饋電和并聯(lián)饋電兩類)。 (1)外加負(fù)偏置的基極饋電外加偏置基極饋電的兩種形式 圖(a)是偏置電源、輸入信號(hào)和晶體管串聯(lián)饋電電路。 圖(b)是偏置電源、輸入信號(hào)和晶體管并聯(lián)饋電電路。串聯(lián)饋電 并聯(lián)饋電 (2)自給反向偏置的基極饋電電路 自給反向偏置電路 圖(a)是信源加在高頻扼流圈上,利用基極電流的直流分量IB0在基極電阻Rb上的壓降產(chǎn)生自給負(fù)偏壓。 圖(b)利用發(fā)射極電流的直流分量IE0在Re上的壓降產(chǎn)生自給負(fù)偏壓。 優(yōu)點(diǎn)是利用發(fā)射極電流直流分量的負(fù)反饋?zhàn)饔?，有利于工作狀態(tài)的穩(wěn)定。通常在功率放大器輸出功率大于1W時(shí)，常采用自給偏置

26、電路。 自給負(fù)偏壓自給負(fù)偏壓 4.4.2 阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)原理與計(jì)算 丙類功率放大器所采用的匹配網(wǎng)絡(luò)分為輸入、級(jí)間耦合和輸出三種匹配電路。 輸入匹配網(wǎng)絡(luò)用于信號(hào)源與丙類功率放大器之間； 輸出匹配網(wǎng)絡(luò)用于輸出級(jí)與天線負(fù)載之間； 級(jí)間耦合匹配網(wǎng)絡(luò)用于丙類功率放大器的推動(dòng)級(jí)與輸出級(jí)之間。 丙類高頻功率放大器工作于非線性狀態(tài)，線性電路的阻抗匹配概念是不能適用的。 丙類高頻功率放大器的阻抗匹配的概念是，在給定的電路條件下，通過匹配網(wǎng)絡(luò)將負(fù)載電阻轉(zhuǎn)換成高頻功率放大器工作狀態(tài)所需最佳電阻，這就是匹配。 1. 輸入匹配網(wǎng)絡(luò) 目的： 為了使信號(hào)源的功率有效地加到高頻功率晶體管的發(fā)射結(jié)上，采用輸入匹配網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)最大功率

27、傳輸。 特點(diǎn)： 由于高頻功率晶體管在大信號(hào)工作條件下,其輸入阻抗實(shí)數(shù)部分(電阻)的數(shù)值一般很小，通常只有幾到數(shù)十。一般來(lái)說(shuō)，信號(hào)源的內(nèi)阻(50)比晶體管輸入電阻要高。 但在輸入電流較小的小功率狀態(tài)，也有可能信號(hào)源的內(nèi)阻比晶體管中輸入電阻要低。實(shí)際設(shè)計(jì)電路時(shí)需根據(jù)實(shí)際情況確定。 圖輸入匹配網(wǎng)絡(luò) 圖所示是常用的輸入匹配網(wǎng)絡(luò)，其中圖(a) 是T型匹配網(wǎng)絡(luò),Q可以根據(jù)需要選取，只能實(shí)現(xiàn)R1R2的阻抗匹配。而圖(b)是典型型匹配網(wǎng)絡(luò)，Q可以根據(jù)需要選取,這種電路可以實(shí)現(xiàn)R1R2 或R1R2的T型網(wǎng)絡(luò)(R2=RL)圖T型輸入匹配網(wǎng)絡(luò)等效電路 (1)先將負(fù)載 與 并聯(lián)電路等效為 與 串聯(lián)電路 并聯(lián)支路的 則

28、 因?yàn)?,則 (2)由于要求通頻帶為2.5MHz, ,T型網(wǎng)絡(luò)的 Qmax=2QL=8。對(duì)于R1R2的T型網(wǎng)絡(luò), 從負(fù)載端開始計(jì)算, 負(fù)載端的 , 取Q2=8。 (3) 與 支路, , 則 因?yàn)?,則 (4) 與 并聯(lián)支路， ，則 (5)前端L型網(wǎng)絡(luò)的Q1, (6) 與 并聯(lián)支路, , 則 (7) 與 串聯(lián)支路, , 則 2.采用典型型網(wǎng)絡(luò)圖4.4.6 型輸入匹配網(wǎng)絡(luò)等效電路 型網(wǎng)絡(luò)的等效電路如圖所示。由于晶體管輸入阻抗是以RL與CL并聯(lián)組成, 如圖(a)所示, 將型網(wǎng)絡(luò)等效為兩個(gè)L型網(wǎng)絡(luò),Rinter為中間電阻，如圖(b)所示。 設(shè)CL與C2并聯(lián)等效為電抗XP2； 電容C1等效為電抗XP1；

29、而L1為L(zhǎng)11與L12串聯(lián)等效為電抗Xs。 由于要求通頻帶為2.5MHz, , 型網(wǎng)絡(luò)的Qmax=2QL=8。對(duì)于R1R2=RL的型網(wǎng)絡(luò), 從輸入端開始計(jì)算, 輸入端的 , 取Q1 =8。 (1)求輸入端的L型網(wǎng)絡(luò), 對(duì)于R1與C1并聯(lián)支路,Q1=R1/XP1 ,則 對(duì)于L11與Rinter串聯(lián)支路, ,則 (2)求負(fù)載端L型網(wǎng)絡(luò), 對(duì)于XP2與RL并聯(lián)支路,Q2=RL/XP2,則 XP2=RL/Q2 =20/5=4 對(duì)于L12與Rinter串聯(lián)支路, , 則 2.級(jí)間耦合匹配網(wǎng)絡(luò) 目的： 級(jí)間耦合匹配網(wǎng)絡(luò)是實(shí)現(xiàn)高頻功率放大器推動(dòng)級(jí)的輸岀阻抗與輸出級(jí)的輸入阻抗之間的阻抗匹配。 特點(diǎn)： 由于輸岀

30、級(jí)對(duì)輸岀功率有一定的要求, 通常是工作于大電流狀態(tài), 輸入電阻較小, 比推動(dòng)級(jí)的輸出電阻要小, 即R1R2。 推動(dòng)級(jí)的輸岀電阻是R1由推動(dòng)級(jí)的輸岀功率Po決定的, R1=Ucm2 /(2Po),Co=2Cob (Cob為T1管在低頻區(qū)的輸岀電容)。 R2為T2管的輸入電阻, 它是隨輸入基極電流的增大而減小, 當(dāng)輸入電流達(dá)到較大值后, 其數(shù)值變化很小(約在幾至數(shù)十)。不同的管子輸入電阻是有差異的, 可用網(wǎng)絡(luò)分析儀測(cè)試。 在大電流條件下也可近似用 代替。 圖級(jí)間耦合匹配網(wǎng)絡(luò) 例4.4.2 已知T1管組成的推動(dòng)級(jí)的電源電壓VCC=5V,輸岀功率Po=20mW,T1管的UCES =0.5V,Cob=5

31、pF, T2管的rbb=32 。在工作頻率f0=10MHz時(shí),試計(jì)算如圖4.4.8(a) 所示的級(jí)間匹配網(wǎng)絡(luò)的參數(shù)值。 解：(1)設(shè)T1管組成的推動(dòng)級(jí)工作于臨界狀態(tài), 則 將R1和Co的并聯(lián)等效為R1和Co的串聯(lián)電路, 以適應(yīng)T型網(wǎng)絡(luò)連接, 可得 (2) 將圖4.4.8(a)等效為圖所示等效電路, 即等效為R1與R2的阻抗匹配。 設(shè)XS1是由Co與C1串聯(lián)的容抗值； XS2是L1的感抗值；是XP由C2和LP并 聯(lián)的電抗值, 它等于的C2容抗值。 圖級(jí)間匹配網(wǎng)絡(luò)等效電路 由于 ,T型網(wǎng)絡(luò)計(jì)算從負(fù)載端開始, 負(fù)載端的滿足 取Q2=6,則中間電阻 (3)XS2與R2串聯(lián)支路,Q2=XS2/R2,可得

32、 (4) 與Rinter并聯(lián)支路, ,則 (5)前端L型網(wǎng)絡(luò)的 ,則 XS1與 串聯(lián)支路, , 可得 (6)LP與Rinter并聯(lián)支路, , 可得 (7) 3.輸岀匹配網(wǎng)絡(luò) 高頻功率放大器的輸出級(jí)的實(shí)際負(fù)載是天線。 天線與輸出級(jí)連接有兩種方式： (1)輸岀級(jí)直接連接到天線。 天線與輸出級(jí)之間必須有阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)。 (2)輸岀級(jí)通過傳輸電纜連接到天線。 無(wú)線通信多采用特性阻抗為50的傳輸電纜, 這樣就需要先將高頻功率放大的輸岀阻抗通過匹配網(wǎng)絡(luò)與50的傳輸電纜實(shí)現(xiàn)阻抗匹配, 然后傳輸電纜的另一端經(jīng)另一匹配網(wǎng)絡(luò)與天線實(shí)現(xiàn)阻抗匹配。傳輸電纜的連接是通過與傳輸電纜特性阻抗相同的插頭與插座實(shí)現(xiàn)。 高頻功率放

33、大器的輸岀級(jí)通常工作于臨界狀態(tài), 其輸岀功率最大, 對(duì)應(yīng)的輸出電阻 ,輸出電容 。 輸岀匹配網(wǎng)絡(luò)通常采用型或T型網(wǎng)絡(luò), 型輸岀匹配網(wǎng)絡(luò)1 型輸岀匹配網(wǎng)絡(luò)2 T型輸出匹配網(wǎng)絡(luò) 由于晶體管參數(shù)估值的偏差和電路分布參數(shù)的影響, 實(shí)際制作的匹配網(wǎng)絡(luò)是需要調(diào)整的, 即要完成阻抗匹配調(diào)節(jié)和諧振調(diào)節(jié), 因而匹配網(wǎng)絡(luò)最好能有兩個(gè)可以調(diào)節(jié)的元件。通常是對(duì)網(wǎng)絡(luò)中的電容進(jìn)行調(diào)整, 可選用可變電容器(最大值為計(jì)算值的23倍) 來(lái)實(shí)現(xiàn)。 例4.4.3 利用高頻功率晶體管3DA21A設(shè)計(jì)一個(gè)f0 =50MHz,輸岀功率為2.5W, 負(fù)載阻抗RL=50的輸岀阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)。 3DA21A晶體管的參數(shù)為：PCM =7.5W(最

34、大允許集電極耗散功率)；ICM =1A(最大允許集電極電流)；V(BR)CEO=30V(集電極反向擊穿電壓)；UCES =1V(晶體管飽和管壓降)；Cob =18pF(共基接法晶體管輸岀電容)。 解：(1)高頻功率放大器最隹輸岀電阻的確定 丙類高頻功率放大器工作于臨界狀態(tài)時(shí)的輸岀功率最大, 而效率較高。輸岀級(jí)應(yīng)該選取臨界工作狀態(tài), 其輸出電壓振幅Ucm =VCC-UCES 。電源電壓VCC的選取一般應(yīng)滿足VCC 0.5V(BR)CEO。若選取VCC =12V,由于要求Po=2.5W，則 (2)輸出匹配網(wǎng)絡(luò)形式的選取 根據(jù)RP=24.2,Co=2Cob=36pF和RL =50,并考慮到有兩個(gè)可調(diào)

35、電容為回路的元件可采用如圖和圖所示網(wǎng)絡(luò)形式。 圖 輸岀匹配網(wǎng)絡(luò)1 圖 輸岀匹配網(wǎng)絡(luò)2 (3)圖輸岀匹配網(wǎng)絡(luò)的計(jì)算 設(shè) 感抗等效為電感L1和L2串聯(lián), 而容抗XP1等效為電容C1和Co并聯(lián)組成, 容抗XP2等效為電容C2組成。電路有兩個(gè)可調(diào)電容實(shí)現(xiàn)調(diào)諧與匹配的調(diào)節(jié)。 圖中的 而 。因?yàn)镽1R2 ,計(jì)算從負(fù)載端開始。 對(duì)于負(fù)載端的XS2和XP2的L型網(wǎng)絡(luò) 取Q2=4 ,則 由XP2和R2并聯(lián)支路的Q2=R2/XP2,可得 XS2和Rinter串聯(lián)支路的Q2=XS2/Rinter,可得XS2 =Q2Rinter =11. 765 對(duì)于前端的XS1和XP1的L型網(wǎng)絡(luò) 由XS1和Rinter串聯(lián)支路的Q

36、1=XS1/Rinter,可得 XS1 = XP1和R1并聯(lián)支路的Q1=R1/XP1,可得XP1=R1/Q1=24.2/2.689=9.000 XS對(duì)應(yīng)的電感 (4)圖輸岀匹配網(wǎng)絡(luò)的計(jì)算 此輸岀匹配網(wǎng)絡(luò)只適用于R1R2的條件 設(shè)串聯(lián)支路為感抗 前端并聯(lián)支路為感抗 ,它是 由電感L1和電容Co并聯(lián)等效； 負(fù)載端并聯(lián)支路為容抗 。 將型匹配網(wǎng)絡(luò)等效為兩個(gè)L型網(wǎng)絡(luò)計(jì)算, 中間電電阻為Rinter。 因?yàn)镽1R2,計(jì)算從負(fù)載端開始。 對(duì)于負(fù)載端的XP2和XS2的L型網(wǎng)絡(luò) 取Q2=4,則 由XP2和R2并聯(lián)支路的Q2=R2/XP2,可得 XS2和Rinter串聯(lián)支路的Q2=XS2/Rinter ,可得

37、對(duì)于前端的XS1和XP1的L型網(wǎng)絡(luò) XS1和Rinter串聯(lián)支路的Q1=XS1/Rinter,可得 XP1和R1并聯(lián)支路的Q1=R1/XP1,可得 L為L(zhǎng)1和Co的并聯(lián)等效, 即 實(shí)際電路舉例 1.50MHz,25W丙類功率放大器圖50MHz功率放大器 圖所示是50MHz的功率放大器。它的功率增益為7dB，給50負(fù)載可提供輸出功率25W?；鶚O輸入回路由C1、C2和L1組成T型匹配網(wǎng)絡(luò)。集電極饋電采用串聯(lián)方式，輸出回路由L2、L3 、 C3和C4構(gòu)成型匹配網(wǎng)絡(luò)。 2. 175MHz,VMOS管丙類功率放大器 圖175MHz,VMOS功率放大器 圖所示是175MHz的VMOS管諧振功率放大器。它可

38、向50負(fù)載提供10W功率。功率增益為10dB，效率大于60%。漏極為串聯(lián)饋電。L2、L3 、C6、 C7、 C8組成匹配網(wǎng)絡(luò)。柵極為并聯(lián)饋電，C1、C2、C3和L1組成T型匹配網(wǎng)絡(luò)。 4.5 丁類（D類)和戊類（E類）高頻功率放大器 4.5.1 丁類（D類）高頻功率放大器 特點(diǎn)： 輸入激勵(lì)電壓ui是一個(gè)重復(fù)角頻率為 的方波，或是振幅足夠大的余弦波。 ui通過高頻變壓器在兩個(gè)二次側(cè)線圈產(chǎn)生極性相反的推動(dòng)電壓ub1和ub1 ，它們分別使晶體管T1和T2處于交替飽和或截止?fàn)顟B(tài)。 ui的正半周，T1飽和導(dǎo)通，T2截止。VCC通過T1向L，C，RL組成的串聯(lián)回路充電，并使A點(diǎn)的電壓提高到uA=VCC-U

39、CES(UCES為集電極飽和壓降)。 ui的負(fù)半周，將使T1截止，T2飽和導(dǎo)通。儲(chǔ)存在LC的能量通過T2放電，并使A點(diǎn)的電壓下降到uA=UCES。 由于uA是與ui相同的矩形電壓，稱該電路為電壓型D類高頻功率放大器。 uA是振幅為VCC -2UCES ,角頻率為的矩形波。由于串聯(lián)LC回路的串聯(lián)諧振頻率也為，只有矩形電壓的基波分量在RL上迅速建立電壓。 其中的基波分量為：流過負(fù)載RL的電流應(yīng)為基波 圖4.5.2 D類高頻功率放大的波形 負(fù)載電流iL是由晶體管T1和T2分別導(dǎo)通時(shí)集電極電流iC1和iC2反向合成而得，即iL= iC1- iC2 。每個(gè)電流脈沖的振幅與負(fù)載電流iL的振幅相同。 放大器

40、的輸出功率 直流電源VCC提供輸入功率 由于VCC只是在正半周期提供能量，I0 為iC1的平均值，即直流分量 UCES越小，效率越高。 4.5.2 戊類（E類）高頻功率放大器圖 E類放大器電路圖與等效電路 圖（a)中L1是高頻扼流圈，C1外接電容，LC為串聯(lián)電路，但并不諧振于輸入信號(hào)的基頻。RL為等效負(fù)載電阻。 圖（b)是放大器的等效電路，其中Co為晶體管的輸出電容，電路分布電容和外接電容C1的并聯(lián)值。晶體管等效為一單刀單擲開關(guān)S。LC串聯(lián)回路可等效為一諧振于輸入信號(hào)基頻的理想諧振回路與剩余電感或電容（jX）的串聯(lián)回路。 當(dāng)晶體管飽和導(dǎo)通時(shí)，集電極電壓為零。 iS為直流輸入電流IDC和輸出電流

41、io之差。 由于負(fù)載網(wǎng)絡(luò)的影響， iS電流有一個(gè)上升和下降的過程。當(dāng)晶體管截止時(shí)，集電極電壓則完全由負(fù)載網(wǎng)絡(luò)的瞬變響應(yīng)所決定, iS =0。 流過Co的充電電流ic是IDC和io之差。 輸出電流io是基頻正弦波，但產(chǎn)生了附加相移 ，附加相移是由jX決定。 圖4.5.4 E類放大器電流與電壓波形 調(diào)節(jié)合適的 ，選擇合適的有載品質(zhì)因數(shù)QL ，即可滿足E類放大器io的要求。 iS和uc不同時(shí)出現(xiàn)并使放大器效率趨近于100%，負(fù)載網(wǎng)絡(luò)參數(shù)的設(shè)計(jì)與選取極為重要。 4.6 寬頻帶高頻功時(shí)率放大器 丙類高頻功率放大器的特點(diǎn)： (1)窄帶、高效率； (2)變換頻率時(shí),調(diào)諧與調(diào)匹配非常繁瑣，而且調(diào)節(jié)速度慢，不能

42、適應(yīng)現(xiàn)代通信發(fā)展的要求。 (3)諧振式高頻功率放大器不能滿足： 工作于多個(gè)頻道，快速換頻的發(fā)射機(jī)； 電子對(duì)抗系統(tǒng)中有快速跳頻技術(shù)要求的發(fā)射機(jī)； 多頻道頻率合成器構(gòu)成的發(fā)射機(jī)等快速調(diào)諧要求的。 寬頻帶高頻功率放大器的頻帶可以覆蓋整個(gè)發(fā)射機(jī)工作頻率范圍，所以在發(fā)射機(jī)變換工作頻率時(shí)不需要進(jìn)行調(diào)諧。 寬頻帶高頻功率放大器是利用寬頻帶變壓器做輸入、輸出或級(jí)間耦合電路，并實(shí)現(xiàn)阻抗匹配。通常是利用傳輸線原理與變壓器原理二者結(jié)合的所謂傳輸線變壓器，其頻帶可以做得很寬。 4.6.1 寬頻帶傳輸線變壓器的特性及原理 1.傳輸線變壓器的結(jié)構(gòu)與傳輸方式 傳輸線變壓器是用高頻性能良好的、高導(dǎo)磁率的鐵氧體材料作為磁芯，用

43、傳輸線(或相互絕緣的雙導(dǎo)線)均勻地在矩形截面的環(huán)形磁芯上繞制而成，磁環(huán)的直徑根據(jù)傳輸?shù)墓β屎退桦姼械拇笮Q定，一般為(1030)mm。 具有兩種傳輸方式：變壓器原理傳送和傳輸線原理傳送。 變壓器方式傳輸線方式 2.傳輸線傳輸?shù)幕靖拍?圖4.6.3 傳輸線等效電路 對(duì)于傳輸線來(lái)說(shuō)，可以看成是由許多電感、電容組成的耦合鏈。電感為導(dǎo)線每一段的電感量，電容為兩導(dǎo)線間的分布電容。當(dāng)信號(hào)源加入1、3端時(shí)，由于傳輸線間電容的存在，信號(hào)源將對(duì)電容充電，使電容儲(chǔ)存電場(chǎng)能。電容通過臨近電感放電，使電感儲(chǔ)存磁場(chǎng)能，即電場(chǎng)能轉(zhuǎn)變?yōu)榇艌?chǎng)能。然后電感又向后面的電容進(jìn)行能量交換，即磁場(chǎng)能轉(zhuǎn)換成電場(chǎng)能。再往后電容又與后面

44、的電感進(jìn)行能量交換，如此往復(fù)下去。輸入信號(hào)就以電磁能交換的形式，自始端傳輸?shù)浇K端，最后被負(fù)載吸收。 3.變壓器傳輸與傳輸線變壓器傳輸 變壓器傳輸方式主要應(yīng)用于低頻段,當(dāng)頻率較高時(shí),線間的分布電容會(huì)影響高頻能量傳輸。 在傳輸線變壓器中，線間的分布電容不是影響高頻能量傳輸?shù)牟焕蛩兀炊请姶拍苻D(zhuǎn)換的必不可少的條件。此外，電磁波主要是在導(dǎo)線間介質(zhì)中傳播的，因此磁芯的損耗對(duì)信號(hào)傳輸?shù)挠绊懸簿痛鬄闇p小，傳輸線變壓器的最高工作頻率就可以有很大的提高，從而實(shí)現(xiàn)寬頻帶傳輸?shù)哪康摹?嚴(yán)格地說(shuō)，傳輸線變壓器在高頻段和低頻段上，傳送能量的方式是不同的。在高頻時(shí)，主要通過電磁能交替變換的傳輸線方式傳送。在低頻時(shí)，將

45、同時(shí)通過傳輸線方式和磁耦合方式進(jìn)行傳送。頻率越低，傳輸線傳輸能量的效率就越差，就更多地依靠磁耦合方式來(lái)進(jìn)行傳送。 4.6.2 傳輸線變壓器阻抗變換電路 1. 11傳輸線變壓器 圖1：1傳輸線變壓器 它是將兩根等長(zhǎng)的導(dǎo)線緊靠在一起，雙線并繞在磁環(huán)上，其接線方式如圖4.6.2(a)所示。圖4.6.2(b)是傳輸線等效電路，信號(hào)電壓由1、3端把能量加到傳輸線變壓器，經(jīng)過傳輸線的傳輸，在2、4端將能量饋給負(fù)載。圖4.6.2(c)是普通變壓器的電路形式。由于傳輸線變壓器的2端和3端接地，所以這種變壓器相當(dāng)于一個(gè)倒相器。 (1)普通變壓器傳遞能量的方式 對(duì)于普通變壓器來(lái)說(shuō)，信號(hào)電壓 加于一次繞組的1、2端

46、，使一次線圈 有電流流過，然后通過磁力線，在二 次側(cè)3、4端感應(yīng)出相應(yīng)的交變電壓， 將能量由一次側(cè)傳遞到二次側(cè)負(fù)載上。 由于變壓器的N1=N2 ,則U1 =U2 , 相位由同名端決定,相當(dāng)于一個(gè)倒相器。 普通變壓器一次繞組與二次繞組的阻抗變比關(guān)系為1:1。 阻抗匹配條件： RL=RS (2)傳輸線變壓器傳輸 傳輸線理論：當(dāng)傳輸線為無(wú) 損耗傳輸線，且負(fù)載阻抗RL等于 傳輸線特性阻抗ZC時(shí)，則傳輸線 終端電壓 與始端電壓 的關(guān)系 式中,=2/為傳輸線相移常數(shù),單位rad/m。為工作波長(zhǎng)， l為傳輸線的長(zhǎng)度。當(dāng)傳輸線的長(zhǎng)度取得很短，滿足l1， 則 1,于是 ，即傳輸線輸入端電壓 與輸出端電壓 的幅值

47、相等，相位近似相同。 同理， ，必然 。在2端與3端接地的條件下， 則負(fù)載RL上獲得一個(gè)與輸入端幅度相等、相位相反的電壓，即 實(shí)現(xiàn)變壓器與負(fù)載匹配的條件是 ZC=RL 實(shí)現(xiàn)信號(hào)源與傳輸線變壓器匹配的條件是 ZC=RS 顯然，11傳輸線變壓器的最佳匹配條件是 ZC= RS=RL 負(fù)載RL上獲得的功率為 而I1=I2，則 在RL=ZC=RS的條件下，在RL上可獲得最大功率。 11傳輸線變壓器更多的是用來(lái)作為倒相器。 2. 14阻抗變換傳輸線變壓器圖14傳輸線變壓器 圖所示是14傳輸線變壓器。它可以起一個(gè)14阻抗變換器的作用，即RSRL=14。 由于無(wú)損耗傳輸線在匹配條件下， 和 ，得 在最佳匹配條

48、件下， 。 3. 41阻抗變換傳輸線變壓器圖4:1阻抗變換電路 圖所示是 41阻抗變換電路 由于無(wú)損傳輸線在匹配條件下， 和 ，則 在最佳匹配條件下， 例 計(jì)算圖所示無(wú)損耗傳輸線阻抗變換電路的變比關(guān)系。 圖 傳輸線阻抗變換電路 解：由于無(wú)損傳輸線在匹配條件下， 和 ，則 輸入端電壓與電流為 , , 而負(fù)載端電壓與電流為 , , 4.6.3 寬頻帶高頻功率放大器圖寬帶變壓器耦合高頻功率放大器 電路的工作頻率范圍為(230)MHz，輸出功率為60W。根據(jù)負(fù)載為50，經(jīng)Tr3的41阻抗變換，T2的集電極負(fù)載就為200，由于工作于大功率狀態(tài)，其輸入電阻為12左右，且會(huì)隨輸入信號(hào)大小變化。為了減小輸入阻

49、抗變化對(duì)前級(jí)放大器的影響，在T2的輸入端并接了一個(gè)12的電阻，使總的輸入電阻變成為6，經(jīng)161阻抗變換，T1的集電極負(fù)載為96。 4:1阻抗變換16:1阻抗變換4:1阻抗變換 4.7功率合成4.7.1 高頻功率合成的一般概念圖功率合成原理方框圖 高頻功率合成器是由功率放大器、功率分配網(wǎng)絡(luò)和功率合成網(wǎng)絡(luò)組成。功率分配網(wǎng)絡(luò)功率合成網(wǎng)絡(luò)功率分配網(wǎng)絡(luò)功率分配網(wǎng)絡(luò)功率合成網(wǎng)絡(luò)功率合成網(wǎng)絡(luò)功率分配網(wǎng)絡(luò) 對(duì)功率合成器的要求是： 如果每個(gè)放大器的輸出幅度相等，供給匹配負(fù)載的額定功率均為P1，那么，N個(gè)放大器在負(fù)載上的總功率應(yīng)為NP1。 合成器的輸入端應(yīng)彼此相互隔離，其中任何一個(gè)功率放大器損壞或出現(xiàn)故障時(shí)，對(duì)其

50、他放大器的工作狀態(tài)不發(fā)生影響。 當(dāng)一個(gè)或數(shù)個(gè)放大器損壞時(shí)，要求負(fù)載上的功率下降要盡可能的小。 滿足寬頻帶工作要求。在一定通帶范圍內(nèi)，功率輸出要平穩(wěn)，幅度及相位變化不能太大，同時(shí)保證阻抗匹配要求。 4.7.2 功率合成與分配網(wǎng)絡(luò) 1.傳輸線變壓器組成的功率合成與分配網(wǎng)絡(luò) 電路滿足條件： 圖4.7.2 功率合成和分配網(wǎng)絡(luò) 圖所示為用41傳輸線變壓器組成的功率合成網(wǎng)絡(luò)和功率分配網(wǎng)絡(luò)。 圖中有電阻RA、RB、RC、RD ，它們根據(jù)網(wǎng)絡(luò)的不同功能可能是激勵(lì)源的內(nèi)阻，也可能是得到功率的負(fù)載電阻或平衡電阻。 在A、B兩端加兩個(gè)激勵(lì)信號(hào)源 ，則在RC或者RD上得到合成功率。若在C端或者D端加入一個(gè)激勵(lì)源，則在RA和RB上得到分配的功率 。 2.反相激勵(lì)功率合成網(wǎng)絡(luò) 電路滿足條件： 圖4.7.3 反向激勵(lì)合成網(wǎng)絡(luò) 圖所示是一個(gè)反相激勵(lì)功率合成網(wǎng)絡(luò)。A、B兩端加以反相激勵(lì)電壓。 根據(jù)傳輸線變壓器兩線圈中的電流大小相等，方向相反的原則在圖中表示出各個(gè)電流的流向。由于電路的對(duì)稱性，從A點(diǎn)流出的電流與B點(diǎn)流入的電流相等。由基爾霍夫定律可得 在A點(diǎn) , 在B點(diǎn) 二式相減，得 ，即 ， 。RD上獲得功率為 而A、B兩端每邊的輸出功率為因此， 由于 ，RC上的功率PC=0，即C點(diǎn)處沒有功率輸