PWM控制技術的最新科技成果-介紹ISL6752

1、PWM控制技術的最新科技成果-全橋零電壓開關次級零電壓同步整流的控制IC-ISL6752ISL6752是英賽爾公司05年最新的科技成果。它不用移相技術就獲得了初級側的軟開關拓撲，同時克服了全橋移相電路不能確保次級ZVS同步整流的毛病。第一次做到了初，次級同時實現(xiàn)ZVS開關，從而實現(xiàn)了功率MOSFET在開關電源中的最佳工作狀態(tài)。ISL6752是一個高性能，可供選擇的少引腳數(shù)ZVS全橋PWM控制器。與英賽爾公司的ISL6551相比，它獲得的ZVS工作是通過驅動上邊橋MOSFET在一個固定的50%的占空比，下邊橋MOSFET在跟隨沿被諧振開關延遲調制的方法。和我們熟悉的移相控制方法相比，這個方法提供

2、了同等的效率，但是用簡單的少引腳封裝的IC,它還改進了過流保護和輕載時的性能。ISL6752的特點是為了實現(xiàn)同步整流控制，PWM互補輸出用一個外部控制電壓，這個互補輸出與相關的PWM輸出可以在相位上動態(tài)的超前或者滯后。這個最先進BICMOS設計特點使振蕩頻率可以調節(jié)到2MHz，有可調節(jié)的軟啟動，精確的死區(qū)時間調節(jié)和諧振延遲控制。除此以外，多脈沖抑制確保了交替輸出脈沖在低占空比可能發(fā)生的脈沖跳躍問題。它的方框電路如圖1。VM圖1ISL6752控制IC內(nèi)部等效方框電路引腳說明：VDDIC的供電端子，為了免除噪聲干擾加一個陶瓷旁路電容。RTD這是振蕩器定時電容放電電流控制端，接一個電阻到GND。流過

3、該電阻的電流決定了放電電流的大小，放電電流通常為20X該電流。PWM的死區(qū)時間取決于定時電容的放電脈寬。在RTD端的電壓通常是2V。CT振蕩器定時電容端子，并連接到GND。它通過內(nèi)部200口A電流源充電，并通過可以調節(jié)的TRD控制端放電。VADJ用一個0-5V的電壓加到此輸入端來實現(xiàn)相位的延遲和超前。（OUTLL與OUTLLN之間,0UTLR與OUTLRN之間）。而OUTUL與OUTUR之間OUTUR與OUTLR之間的相位關系仍然保持,而不管OUTLL與OUTLR,0UTLLN與0UTLRN之間的相位關系。2.425V以下的電壓是0UTLLN/0UTLRN超前于0UTLL/0UTLR,2.57

4、5V以上的電壓使OUTLLN/OUTLRN滯后于OUTLL/OUTLR.,在2.50.075V之間的電壓相位差為零。相位滯后或超前的范圍為0或30250ns之間，隨著電壓從2.5V增加而相位差也增加，控制電壓與相位差之間的關系是非線性的，增益在接近2.5V控制電壓時為低,會隨電壓接近控制范圍終端時相對增加。RESDEL設置上下M0SFET之間的開啟與關斷的諧振延遲周期,加到RESDEL上的電壓決定了上部MOSFET關斷相對于下部MOSFET開啟的相對時間，從02V改變控制電壓可以增加諧振延遲，控制電壓除以2代表死區(qū)時間的百分比是等于諧振延遲，在實際應用中為了確保下邊的MOSFET在最大占空比時

5、是優(yōu)先關斷的，（比上邊的FETS）最大的諧振延遲必須設置在低于2V。CS這是過流比較器的輸入端，過流比較器的閾值設在1V，CS短路到地時，每個開關周期中斷。取決于電流檢測源的阻抗，因為內(nèi)部時鐘與外部功率開關之間的延遲需要一個電阻，這個延遲可能會導致CS端比功率開關關斷先放電。OUTUL/OUTUR這兩個輸出驅動橋的兩臂，其脈寬各50%占空比，其死區(qū)時間由RTD調節(jié)。GND信號及功率地，為此在制版布線時必須給出低阻抗連接，盡量短的走線。Vref5V基準,3%的線路負載調整率,接一個0.1-2口低ESR電容到地。CTBUF該端為CT端鋸齒波振蕩器的緩沖輸出端，它能源出2mA電流，對地為0.4V，峰

6、谷為2倍增益，可以用于斜波補償。OUTLL/OUTLR這兩個輸出控制橋的兩腿，其脈寬可以調制，工作在交替狀態(tài)，輸出是不可互變的，OUTLL控制左下邊MOS，OUTKR控制右下MOS,.其控制范圍為最高可以與上部MOS一樣寬。OUTLLN/OUTLRN這兩個輸出與PWM低邊MOSFET信號互補，它適用于二次側的同步整流，其間的相位關系由加在ADJ的電壓控制。VERR加到PWM比較器的反相輸入端的控制電壓，外部誤差放大器的輸出加到此輸入端形成閉環(huán)調節(jié)。功能描述特色ISL6752是一個極具選擇性的低成本ZVS全橋應用的控制IC,它能很好的調整同步整流的驅動時間，實現(xiàn)ZVS同步整流。還具有很多保護特色

7、，以最少的外部元件獲得高度柔性設計。綜合其許多特點,還有精確的過流保護閾值,過熱保護,具有緩沖的鋸齒波振蕩器的輸出很適合于斜波補償，其同步整流信號既可以延遲，也可以前移,還可以調整工作頻率。振蕩器ISL6752有一個可以調整至2MHz的振蕩器，它由一個電阻及一個電容決定。開關周期為定時電容充電及放電間隙之和。充電期間，由CT及200uA內(nèi)部充電電流決定，放電期間由Rtd及CT決定。TOC o 1-5 h zTc=11.5*103*CTsTd=（0.06*RTD*CT）+50*109sTsw=Tc+Td=1/Fsws如何做軟起動ISL6752本身無軟起動特色，軟起動只能采用外接元件實現(xiàn)，采用一個

8、RC網(wǎng)絡制定晶體管的基極電壓上升速率。它由Vref電壓來箝制，R及C的數(shù)值選擇用于控制軟起動速率。計算公式如下：T=-RC*ln1-(Vss-Vbe)/(Vref+0.001R/B)s柵驅動ISL6752的輸出驅動能力設計僅有10mA，外部需要加上MOSFET驅動IC?；蚣由嫌蒒PN及PNP晶體管組成的圖騰柱，典型導通電阻為50歐姆。過流保護ISL6752采用逐個周期峰值電流控制方式，當電流反饋信號超過1V時，以逐個脈沖方式減小占空比。當峰值電流超過保護閾值時，輸出脈沖立即被終止。結果以很好的控制方法使電路隨著輸出電流的增加而降低輸出電壓。ISL6752會工作在連續(xù)的過流條件下。從CS端超過限

9、流閾值，到終止輸出脈沖，增大前沿消隱有效的延遲為105ns。斜波補償峰值電流型控制方式為了免除噪聲干擾，需要斜波補償，實際上，在輕載時，為了防止電流環(huán)的不穩(wěn)定，特別在占空比大于50%時，斜波補嘗可以用電流反饋信號或從電壓反饋的誤差信號的外斜波來實現(xiàn)。加入一個外斜波到電流反饋信號是最通用的辦法。從小信號的電流型的模型可以展示出：其固有的取樣的調制增益為Fm,沒有斜波補償時為：Fm=1/Sn*Tsw此處，Sn是鋸齒波信號的斜率，而Tsw是半周期的間隔，當外部斜波增加時，調制增益變?yōu)椋篎m=1/(Sn+Se)*Tsw=1/Mc*Sn*Tsw此處，Se是外加斜波的斜率，且Mc=1+Se/Sn對于外部斜

10、波的校正總量的確定的準則可以由貼近設置在振蕩頻率的一半處的雙極點處的阻尼因子來決定，雙極點將臨近阻尼處，如果Q因子設置為1，而對于Q1會過于危險，而對Qvl,則在阻尼之下，阻尼之下的條件會導致電流環(huán)的欠穩(wěn)定。Q=1/Mc(1-D)-0.5此處，D是半周期內(nèi)預置的導通時間，設Q=1,對于Se求解：Se=Sn*(1/+0.5)*1/(1-D)-1由于Sn和Se為電流斜波的導通時的斜率，而且為外來斜波。為此，它們可以由Ton相乘以獲得電壓變化。它會出現(xiàn)在Ton期間。Ve=Vn(1/+0.5)*1/(1-D)-1此處Vn是電流反饋信號在導通期間的變化量。而Ve是必須由外斜波加入的電壓。Vn可以對輸入電

11、壓電流互感器及輸出電感來求解：Ve=(Tsw*Vo*Rcs/Nct*Lo)*(Ns/Np)*(1/+D-0.5)此處，Rcs為電流檢測電阻，Nct是電流互感器的匝數(shù)比，Lo是輸出電感，Vo是輸出電壓，Ns及Np是變壓器初次級的匝數(shù)。電感電流通過隔離變壓器，電流互感器得到電流反饋信號時在檢測電阻處有：Vcs=(Ns*Rcs/Np*Nct)*Io+(D*Tsw/2Lo)*(Vin*Ns/Np-Vo)此處，Vcs是電流檢測電阻上的電壓，而Io為限流點上處的電流，由于峰值電流限制閾值為IV,整個電流反饋信號加上外來斜波電壓之和必須為：Ve+Vcs=1總結13,14,15三個式子，求解Res,得：Res

12、=(Np*Nct/Ns)*1/Io+(Vo/Lo)*Tsw(1/+D/2)為簡化，將理想元件用于這個討論，當確定加上外斜波總量時，磁化電感的影響必須考慮，由磁化電感提供的對電流反饋信號的斜波補償程度減少了對外部斜波總量的需求。磁化電感電流加上初級電流會超出從二次側折回的電感電流。Ip=Vin*D*Tsw/LmA這里Vin是輸入電壓，它相應的占空比是D,而Lm是初級磁化電感，磁化電流的影響在檢測電阻上表現(xiàn)為：Vcs=Ip*Rcs/Nct如果Vcs大于或等于Ve則附加的斜率補償是必要的。這樣，Rcs變?yōu)椋篟cs=Nct/Ns/Np*Io+DTsw/2Lo(Vin*Ns/Np-VO)+Vin*D*T

13、sw/Lm如果Vcs少于Ve,貝V16式仍舊在Rcs值的谷底，但由外斜波加的斜率補償總量必須由Vcs來減少。增加斜率補償總量可以根據(jù)ISL6752使用CTBUF信號。CTBUF是一個出現(xiàn)在CT端的鋸齒波信號的放大，它對地有0.4V的電壓，為兩倍的CT的峰峰值的幅度。典型的應用總結用電流檢測反饋，加到CS端的結果示于圖6。假設設計師選擇RC濾波器的值位于CT端子處,R9的值需要加上一個外部的斜波值，由超級位置找到：Ve-Vcs=D*(Vctbuf-0.4)+0.4*R6/(R6+R9)重新安排,并求解R9,有：R9=D*(Vctbuf-0.4)-Ve+Vcs+0.4*R6/(Ve-Vcs)Rcs

14、值由16式?jīng)Q定，但是必須重新定出,CS上的電流檢測信號已經(jīng)預先由14式給出，由R6及R9建立的分壓器使之成為：Rcs=(R6+R9)/R9*Rcs設計實例由ISL6752控制的DC/DC如圖2所示。圖2ISL6752控制的初級ZVS,次級ZVS同步整流的DC/DC變換器上述討論決定了所需的最小外部斜波，此外，附加的斜率補償,可以在設計中給予充分考慮。如果應用中所需的死區(qū)時間少于500ns,則CTBUF信號為斜率補償不會執(zhí)行得很合適。CTBUF引腳的CT鋸齒波為300ns400ns,這導至CTBUF的非零值。此時下半個周期即開始，使死區(qū)時間大大變短。在這種情況下，斜率補償由外部緩沖的CT信號加入

15、，見下圖7。使用CT提供的斜率補償替代CTBUF需要相同的計算，除去20式21式,還需要使式20變成：Ve-Vcs=2D*R6/R6*R9使21式變成：R9=（2D-Ve+Vcs）*R6/（Ve-Vcs）緩沖器傳輸用于從CT建立外部斜波，這將會有足夠的高增益（200）。所以，作為最小的基極電流需求，無論如何基極電流需要減小進入CT的充電電流,而且將減少振蕩頻率。ZVS的全橋工作模式ISL6752是一個全橋零電壓開關方式工作的PWM控制器。它的工作方式更象傳統(tǒng)的硬開關拓樸的控制器。上部兩只MOSFET（OUTUL,OUTUR）工作在各50%占空比之下，而下部兩只MOSFET工作為跟隨沿（前沿）的

16、脈寬調制狀態(tài)。CTDEADTIMEOUrTLLOUTEROLTUROUTUL為了解如何實現(xiàn)ZVS方式工作，先要了解寄生元件。在圖9中，功率開關由理想開關取代，寄生二極管及寄生電容單獨給出，輸出整流為理想元件，變壓器的漏感要加入，寄生電容也集合在一起。每個開關按其位置分別稱作：上左（UL），上右（UR），下左（LL），下右（LR）。開始運行的周期從圖10開始任意設置。此時，開關UL及LR導通，UR及LL關斷。變壓器初次級電流為Ip及Is，方向如圖所示。在UL-LR功率傳輸周期終止時，開關LR受PWM控制關斷。由于變壓器初級繞組中的電流不能中斷，它必須找到新的路徑，此電流流入寄生元件，即LR的Co

17、ss充電，而通過UR的體二極管回流。同時UR的Coss放電。這樣LR在ZVS之下關斷。此電流由初級變壓器的漏感L1保持，并圍繞UL流過，與UL電容，變壓器初級，以及開關UR成回路。成為自由回轉階段。而二次側的兩只二極管中都流過電流，此狀態(tài)保留于PWM關斷下開關的剩余周期。在CT放電階段，隨之為死區(qū)時間，此時上部的兩個開關工作交替，開關UL關斷，而開關UR導通。兩個上部開關的轉換時間由RESDEL決定，此即諧振延遲端。此時間間隔設置取決于低邊開關開啟的延遲時間。在上部兩開關交替及對角低邊開關開啟之前實現(xiàn)ZVS方式的過度，見圖12。所需要的諧振延遲約為LC(即漏感及寄生電容)諧振周期的1/4，可由

18、下式估算。T=(/2)*(1/(1/Ll*Cp)-(R*R/4*L12)這里T是諧振傳輸時間，Ll是漏感，Cp是寄生電容，而R是串入Ll和Cp的等效電阻。諧振延遲總是小于或等于死區(qū)時間，可以用下式計算。T=Vresdel*Dt/2此處T是所希望的諧振延遲，Vresdel是一個02V之間的加到RESDEL端子的電壓，DT是死區(qū)時間。圖7UR和諧振過程當上部兩開關交替之后流過UL的電流必須找到新的路徑。它將給UL及LL的寄生電容分別充電和放電。如果諧振延遲設置得合適，開關LL將在此刻開啟。此時其電容已經(jīng)放電完成，實現(xiàn)了ZVS導通。此時的狀態(tài)見圖5。第二個功率傳輸周期從開關LL閉合開始，隨著UR和L

19、L兩開關導通，初級和次級電流流過變壓器并且向二次側傳輸能量，如圖6所示。圖8實UR-LL工作UR-LL功率傳輸周期在開關LL關斷時由PWM控制終止。初級電流必須找到新的途徑。電流流入寄生的開關電容充電到結點，使其電平升向Vin,然后正向偏置UL的體二極管，初級漏感L1保持這個電流，且環(huán)繞UR開關變壓器初級及開關UL。此時，開關LL斷開，輸出電感電流通過兩只整流二極管輪回，這種狀態(tài)持續(xù)到此半周期結束。如圖7所示。當上部開關輪換時，流過UR的初級電流在另一個對應路徑中找到，它分別對開關UR和LR的寄生電容充放電，直到LR的體二極官正向偏置。如果RESDEL設置得合適，開關LR將在此時導通。如圖8所

20、示。圖8UR-UL工作圖9UR及諧振過程在開關LR閉合時，第一個功率傳輸周期結束。然后重復。ZVS的傳輸需要有足夠的能量儲存在漏感中給寄生電容充電，由于儲存能量與電流的平方成正比，ZVS的諧振傳輸與負載相關，如果漏感不夠，則需要在變壓器的初級回路中串入一個電感，以便確保傳輸?shù)腪VS狀態(tài)。同步整流的控制ISL6752提供雙端PWM輸出OUTLL及OUTLR，還提供同步整流的輸出OUTLLN及OUTLRN。SR輸出是與PWM互補的輸出，它注意到互補輸出用于對應PWM的輸出，也即OUTLL和OUTLRN成對，而OUTLR和OUTLLN成對出現(xiàn)。參看圖10,圖11，SR交替于自由運行的周期中，當OUTLL或OUTLR導通時，它們其中之一是關斷的。如果OUTLL為導通，則其相應的SR也必須為開啟，這說明OUTLRN是正確的SR控制信號。同樣，如果OUTLR為開，其相應的SR也必須為開啟。這說明OUTLLN是校正SR的控制信號。ISL6752的最有用的特色是能改變PWM輸出之間的相位關系及其互補性能