3基于改進(jìn)重復(fù)控制的lcl型并網(wǎng)逆變器電流方法

1、，(電力學(xué)院、電氣，200090)摘要：提出一種基于改進(jìn)重復(fù)控制(IRC)的 LCL 型并網(wǎng)逆變器電流控制方法，采用 4 階線性相位無窮脈沖響應(yīng)(IIR)濾波器作為重復(fù)控制器的內(nèi)模改進(jìn)環(huán)節(jié) Q(z)。得益于 Q(z)具有平坦的通帶和阻帶內(nèi)幅值衰度快的特點(diǎn)，所提IRC 可更有效地抑制電網(wǎng)中的波，且可提高系統(tǒng)的穩(wěn)定。本文詳細(xì)給出 IRC 的設(shè)計過程及系統(tǒng)的穩(wěn)定性分析，在/仿真環(huán)境下搭建三相 LCL 濾波并網(wǎng)逆變器仿真模型，仿真結(jié)果驗(yàn)證了所提控制方法的有效性和優(yōu)越性。：并網(wǎng)逆變器；改進(jìn)重復(fù)控制；IIR 濾波器；電流質(zhì)量Current Control Approach for LCL-Filtered

2、 Grid-Connected InverterBased on Improved Repetitive ControlCHEN Lei, NIU Mengjiao,Xingwu(Shanghai University of Electricer, College of Electricaler Engineering, Shanghai 200090, China)Abstract: This pr proed a current control approach for LCL-filtered inverter based on improved repetitive control (

3、IRC), which utilized 4-orderinfinite impulse response (IIR) filter with linear phase to serve as Q(z) called as improved link ofernal m. Benefiting from the great pass bandflatness, high stand attenuation of Q(z), the proed IRC can effectively suppress the high frequency harmonics while enhance the

4、system stabilitymargin. The design proses of IRC and system stabilityysis are givenhis pr. A three phase LCL-filtered grid-connected inverter simula-tion system is constructedab/, and simulation results verify the effectiveness and superiority of the proed control approach.Keywords: grid-connected i

5、nverter; improved repetitive control; IIR filter; current quality可持續(xù)發(fā)展意義的分布式發(fā)電受到越來越多的關(guān)注1-2。引言其中，光伏發(fā)電由于其巨大的潛能和年來研究的熱點(diǎn)3-4。的支持成為近隨著化石能源的消耗和環(huán)境問題的日益嚴(yán)峻，具有由于分布式發(fā)電系統(tǒng)不能調(diào)節(jié)公共耦合點(diǎn)(PCC)處的電壓，因此并網(wǎng)逆變器通常采用電流控制方式5。電流基金項(xiàng)目：國家自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目(51207086)；市教育委員會科研創(chuàng)新項(xiàng)目(14YZ126)；心資助項(xiàng)目(13DZ2251900)Project Supported by National Natur

6、al Science Foundation of China(51207086); Innovation Program of Shanghai Municipal Education綠色能源并網(wǎng)工程技術(shù)研究中控制的目標(biāo)是實(shí)現(xiàn)對指令電流的快速精確、總諧波畸變小于 5%以及與電網(wǎng)電壓相位一致。同時為經(jīng)濟(jì)地減少逆變器所產(chǎn)生的開關(guān)諧波，LCL 濾波器逐漸取代了 L濾波器3。然而 LCL 濾波器固有的諧振尖峰容易導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定，無源阻尼方法能夠消除 LCL 濾波器的諧振尖Commis(14YZ126); Shanghai Engineering Research Center ofGreen Ener

7、gy Grid-Connected Technology(13DZ2251900)峰，但也導(dǎo)致系統(tǒng)的損耗增加。諸如電容電流反饋6-7、電容電壓反饋7和狀態(tài)反饋8等有源阻尼方法均需要額外的電流或電壓傳感器。近年來，并網(wǎng)電流反饋有源阻尼方法(GCFAD)9-10由于僅需要檢測并網(wǎng)電流，系統(tǒng)具有硬件成本低，可靠性高的優(yōu)點(diǎn)，在工程應(yīng)用上備受青睞。網(wǎng)逆變器電流控制方法，采用 4 階線性相位無窮脈沖響應(yīng)(IIR)濾波器作為重復(fù)控制器的內(nèi)模改進(jìn)環(huán)節(jié) Q(z) ，LCL 濾波器采用 GCFAD10方法消除諧振峰。與 CRC 相比，所提 IRC 在波頻率處具有較高的控制增益，因而對波具有更好的抑制效果。本文的思

8、路如下：目前分布式發(fā)電系統(tǒng)采用的控制方法主要有控首先給出逆變器的拓?fù)浼翱刂平Y(jié)構(gòu)；其次給出 GCFAD 的制11、滯環(huán)控制12、比例積分(PI)控制13和準(zhǔn)比例諧振控制5。滯環(huán)控制原理簡單，可使系統(tǒng)動態(tài)性能良好，但開設(shè)計方法；然后詳細(xì)給出 IRC 的設(shè)計過程，并對比分析了分別采用 CRC 和IRC 方法時系統(tǒng)的穩(wěn)定性。最后，在關(guān)頻率不固定，因而濾波電路難以設(shè)計；控制是建/仿真環(huán)境下搭建三相 LCL 型并網(wǎng)逆變器立在對象精確的數(shù)學(xué)模型基礎(chǔ)上，控制性能受對象參數(shù)仿真系統(tǒng)，對逆變器的動穩(wěn)態(tài)性能進(jìn)行仿真分析，仿真變化影響大；PI 控制需要多次旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換，增加了控結(jié)果表明了所提控制策略的有效性和優(yōu)越性。

9、制算法實(shí)現(xiàn)難度，且 d/q 軸電流間存在控制耦合；準(zhǔn)比例諧振控制避免了旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換和d/q 軸之間的控制耦合，1 逆變器拓?fù)浼翱刂平Y(jié)構(gòu)三相并網(wǎng)逆變器的拓?fù)浼翱刂瓶驁D如圖 1 所示。圖中：Vdc 為直流輸入電壓；T1 至 T6 為逆變器的功率開關(guān)管； L1、L2、C 分別為濾波器的電感和電容；R1 和 R2 為濾波器電感支路的寄生電阻；Vi 和 i1 分別為逆變器的輸出電壓和輸出電流；Vc 為濾波電容電壓；i2 為并網(wǎng)電流；PCC為分布式電網(wǎng)公共耦合點(diǎn)；Ug 和 Zg 分別為電網(wǎng)電壓和電網(wǎng)阻抗?？刂葡到y(tǒng)使用鎖相環(huán)獲得與PCC 電壓同步的并在坐標(biāo)系下可實(shí)現(xiàn)對交流信號的無靜差調(diào)節(jié)。分布式電網(wǎng)中的電力

10、電子裝置，局部負(fù)荷中也含有非線性、不平衡負(fù)載，因此分布式電網(wǎng)PCC 處含有各種低次諧波。這會使逆變器輸出的并網(wǎng)電流含有較高的諧波分量，還可能影響并網(wǎng)逆變器的穩(wěn)定運(yùn)行14。傳統(tǒng)控制方法5,11-13對PCC 電壓中的諧波抑制能力偏弱，因而在PCC 電壓畸變較高的地區(qū)可采用多準(zhǔn)諧振控制15或重復(fù)控制(RC)16-20。多準(zhǔn)諧振控制器在電網(wǎng)基波和設(shè)定的諧波頻率處具有較大的增益，因此對特定諧波具有良網(wǎng)電流指令 i *和 i*。22T1T3T5ii負(fù)載PCC12 R1R2+ VVdci-17-18好的抑制功能，但該方法增加了控制系統(tǒng)設(shè)計難度。T2L1L2CT4T6ZgUgVc基于內(nèi)模原理的重復(fù)控制充分利

11、用干擾信號的周期性，abcN18可有效抑制電壓中周期性諧波的干擾，且設(shè)計簡便 。PLLi2然而，當(dāng)分布式電網(wǎng)的本地負(fù)荷中存在較多 n(n=6、GCFAD-i2*+PIRCdq*i2d+12)脈波整流型負(fù)載時，PCC 電壓中會存在含量較高的nk1 次諧波，傳統(tǒng)重復(fù)控制(CRC)對 11 次以上的+ i2*+ +i*PIRC2q+-i2GCFAD波抑制能力有限，因此尋求一種具有波抑制效果圖 1 三相并網(wǎng)逆變器拓?fù)浼翱刂平Y(jié)構(gòu)的重復(fù)控制對改善 PCC 電壓畸變嚴(yán)重地區(qū)的并網(wǎng)電流質(zhì)量具有重要意義。Fig. 1 Topology and control diagram of three phasegrid

12、-connected inverter逆變器采用IRC 方法和正弦脈寬調(diào)制(S)策略，本文提出一種基于改進(jìn)重復(fù)控制(IRC)的 LCL 型并abc調(diào)制器1.510.50LCL 濾波器采用GCFAD10方法。Kp=0 17562 并網(wǎng)電流反饋有源阻尼(GCFAD)設(shè)計-3.46以 軸電流控制為例，并網(wǎng)電流反饋有源阻尼P 控制結(jié)構(gòu)如圖 2 所示。Upcc(z)-0.5-1-1.5K =7 02p.-4-1 -0.500.511.5實(shí)軸Gs(z)-+i2(z)+i2*(z)+G (z)G(z)dLCL圖 3 開環(huán)系統(tǒng)根軌跡-H(z)Fig. 3 Rlocus of open loop system3

13、 改進(jìn)重復(fù)控制(IRC)及系統(tǒng)穩(wěn)定性分析圖 2 并網(wǎng)電流反饋有源阻尼 P 控制結(jié)構(gòu)Fig. 2Structure of grid current feedback active ding3.1 IRC 設(shè)計controlled by P以 軸電流控制為例，IRC 閉環(huán)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖 4 所示。圖 2 中：H(z)為 GCFAD 傳遞函數(shù)；K為逆變橋增益環(huán)節(jié)，通常取直流輸入電壓的一半；Gd(z)為一拍控制延時，其離散時間傳遞函數(shù)如式(1)所示；Gs(z)為PCC 電+i2r*(z)+zN2zmS(z)E(z)Ur(z)壓前饋環(huán)節(jié)，可設(shè)計成 1/Ki2*(z)。-+Gd (z) z1忽略電網(wǎng)阻抗 Z

14、g 和LCL 濾波電感的寄生電阻，LCL 濾波器的連續(xù)時間表達(dá)式：(1)i2(z)圖 4 IRC 閉環(huán)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖Fig.4 Structure diagram of closed loop system of IRC1G(s) (2)圖 4 中，P(z)為重復(fù)控制的等效控制對象，即第 2 節(jié)中僅 P 控制時的閉環(huán)傳遞函數(shù)；Q(z)為內(nèi)模改進(jìn)環(huán)節(jié)，用于提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性；S(z)為低通濾波環(huán)節(jié)17或低通濾波與陷波濾波的組合環(huán)節(jié)19，目的是消除LCL 濾波器的諧LCLL L Cs3 (L L )s1 212GCFAD 傳遞函數(shù)的連續(xù)時間表達(dá)式10：K s H (s) c (3)s hLCL 參數(shù)：L

15、1=4mH，L2=1mH，C=10F。按文獻(xiàn)10的方法，式(3)中的 Kc 和 h 分別取 37.2 和 11779.2rad/s。P 控制下系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)可表示為：振峰以及增加被控對象在高頻段的幅值衰度，以增能力；zm 為相位超前環(huán)節(jié)，用強(qiáng)系統(tǒng)的穩(wěn)定性和來補(bǔ)償 P(z)及 S(z)帶來的相位滯后。G (z) Kp KGd (z)GLCL (z)首先設(shè)計 S(z)。經(jīng)過 GCFAD，LCL 濾波器的諧振峰已消除，故將 S(z)設(shè)計成低通濾波環(huán)節(jié)。本文設(shè)計了截止(4)o1 G (z)G(z)H (z)dLCL采樣周期 Ts 為 100s，分別對 GLCL(s)，H(s)采用零階保持器離散法和

16、雙線性變換離散法。繪制以 Kp 為開環(huán)增益的根軌跡如圖 3 所示，可知系統(tǒng)穩(wěn)定時 Kp 的整定范圍是 00.1756。綜合考慮系統(tǒng)的穩(wěn)定性和快速性，P 控制頻率為 1kHz 的四階濾波器，由/Fdatool工具箱其表達(dá)式：0.004952z4 4z3 6z2 4z 1S(z) z4 2.37z3 2.315z2 1.055z 0.1874(5)器參數(shù) Kp 取 0.05。其次確定超前環(huán)節(jié)的階次 m，經(jīng)過調(diào)試，m 取 10 可虛軸Q(z)zN1P(z)內(nèi)模IRCKP使 zm 對 P(z)和 S(z)帶來的相位滯后進(jìn)行較好補(bǔ)償。頻率 fres(1.78kHz)，通帶紋波取 0.02dB，由 Fda

17、tool 工具IRC 的時間表達(dá)式：部分是內(nèi)模環(huán)節(jié)，由圖 4內(nèi)模的離散箱Qe(z)的表達(dá)式：2(z) 0.2067z 0.4134z 0.2067(8)Qez2 0.3807z 0.20861Grep (z) 1 Q(z)zN(6)為使 IIR(z)具有線性相頻特性，經(jīng)調(diào)試，全通濾波器1CRC 中，Q(z)通常取一個接近 1 的常數(shù)17,19、陷波濾波器(a0z-1+a1+a0z,a1+2a0=1)20或有限脈沖響應(yīng)(FIR)濾波器18。Q(z) 若取常數(shù)或陷波濾波器，則 N1=(N2=T0/Ts， T0 為電網(wǎng)的基波周期)；若取FIR 濾波器，則 N1=N2-d/2，d 為FIR 濾波器的階

18、數(shù)。Qa(z)取為：0.2275z2 0.8376z 1Qa (z) (9)z2 0.8376z 0.2275超前環(huán)節(jié) zk 取 z5，因而 N2 取 200，N1 取 195。本文陷波濾波器取 0.25z-1+0.5+0.25z( 截止頻率fc=1.84kHz) ， FIR 濾波器取 0.0495+0.2325z-1+0.4360z-2+0.2325z-3+0.0495z-4( fc=1.43kHz)。圖 5 示出了陷波濾波在PCC 電壓畸變較大的地區(qū)，為提高對 PCC 電壓中波的抑制效果，可對 CRC 中的 Q(z)進(jìn)行調(diào)整。調(diào)整方法有：(1) Q(z)若取常數(shù)，使其更接近 1；(2) Q

19、(z)若器、FIR(z)z2 和IIR(z)z5 的。由圖 5 的幅頻特性可知：(1)陷波和 FIR 濾波器在通帶內(nèi)不如 IIR 濾波器平坦，故 CRC 內(nèi)模的諧振頻率只能取陷波濾波器，可增大 a 來提高 Q(z)的截止頻率；(3) Q(z)1若取 FIR 濾波器，利用 Fdatool 工具箱設(shè)計FIR 時也適當(dāng)精確至 60；(2)IIR 濾波器在通帶內(nèi)平坦的幅頻特性使得HSP-RC 內(nèi)模的諧振頻率可精確至 200；(3) IIR 濾波器提高其截止頻率。以上三種方法均存在一個共同：Q(z)的幅頻特性在高頻段的衰度偏慢，這容易導(dǎo)致系在阻帶內(nèi)的幅值衰度比陷波和 FIR 濾波器快，可保統(tǒng)不穩(wěn)定。雖可

20、通過增加 FIR 濾波器的階數(shù)來提高 Q(z)證系統(tǒng)的穩(wěn)定性。由相頻特性可知超前環(huán)節(jié) z5 可以在1.5kHz 內(nèi)對 IIR 濾波器帶來的相位滯后進(jìn)行精確補(bǔ)償，在高頻段的幅值衰度，但濾波器階數(shù)的增加會增大控制算法實(shí)現(xiàn)難度，且會增加數(shù)字控制器的計算負(fù)擔(dān)。即本文 IIR 濾波器在 1.5kHz 以內(nèi)具有線性相頻特性。為使 Q(z)兼具截止頻率高和高頻段幅值衰度快10.80.60.40.20360270180900這兩種特點(diǎn)，本文采用一種新方法。利用 4 階線性相位IIR 濾波器作為 Q(z)，IIR 濾波器的表達(dá)式：IIR(z) Q (z)Q (z)(7)ea式(7)中，Qe(z)和 Qa(z)分

21、別代表二階橢圓濾波器和二階全通濾波器。橢圓濾波器在通帶內(nèi)幅頻特性較平坦，IIR(z)線性相位頻段因此在與 FIR 濾波器階數(shù)相同的前提下，其截止頻率較高，且在阻帶內(nèi)擁有較快的幅值衰減特性 。而級聯(lián)全-90100101102頻率/Hz10310421 0.25z +0.5+0.25z-1FIR(z)z2IIR(z)z5通濾波器的目的是使 Qe(z)Qa(z)具有線性相頻特性，這兩個環(huán)節(jié)帶來的相位滯后，在一定的頻段內(nèi)，可由超前環(huán)節(jié) zk 精確補(bǔ)償。圖 5對比Fig. 5 Comparison of bode diagram由圖 4系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)表達(dá)式：z N1 N2 m S(z)P(z)i2

22、(z)本文 Q (z)的截止頻率取 2kHz，稍大于 LCL 的諧振E (z)(10)ez NQ(z)1相位/deg幅值/puQ(z) 取上述 4 種不同方案時系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù)的幅由圖 6、7 可知：(1) Q(z)若取陷波或FIR 濾波器，系頻特性如圖 6 所示。由圖 6 可知與CRC 中 Q(z) 取常數(shù)、陷波或FIR 濾波器相比，Q(z) 取 IIR 濾波器時 3 次及以統(tǒng)對低次諧波的抑制能力較強(qiáng)，而波的抑制能力較弱，但閉環(huán)系統(tǒng)的穩(wěn)定較高；(2)Q(z)若取常數(shù)，系上諧波頻率處的控制增益均有較大提高，因此 IRC 可更統(tǒng)對低次諧波抑制能力較弱，而波的抑制能力有較低；(3)Q(z)取 II

23、R 濾波器時，波均具有較強(qiáng)的抑制能力，且有效地抑制波。所提高，但系統(tǒng)穩(wěn)定100500-50100500-50100500-50100500系統(tǒng)對低次諧波和系統(tǒng)的穩(wěn)定相比 Q(z)取 0.95 時有所提高。因此所提IRC 方法在提高對波的抑制能力同時，還可提高系統(tǒng)的穩(wěn)定。1 510 50-0 5-11 510 50-0 5-1穩(wěn)定穩(wěn)定不穩(wěn)定不穩(wěn)定-1 5-1 5-1 5 -1-0 5 0實(shí)軸0 5 11 5-1 5 -1 -0 5 0 0 5 1 1 5實(shí)軸Q(z)=0 25z-1+0 5+0 25zQ(z)=0.95-501 510 50-0 5-11 510 50101102103頻率/Hz

24、Q(z)=0.95Q(z)=FIR(z)Q(z)=0 25z-1+0 5+0 25zQ(z)=IIR(z)圖 6 開環(huán)傳遞函數(shù)幅頻特性對比-0 5-1穩(wěn)定穩(wěn)定不穩(wěn)定不穩(wěn)定Fig. 6 Comparison oflitittude-frequency characteristic-1 5-1 5-1 5 -1 -0 5 0 0 5 1 1 5實(shí)軸Q(z)=FIR(z)-1 5 -1 -0 5 0 0 5 1 1 5實(shí)軸Q(z)=IIR(z)of open loop transfer function3.2 系統(tǒng)穩(wěn)定性分析圖 7 G(e jTs ) 軌跡圖Fig. 7 Trajectory dia

25、gram of G(e jTs )由圖 4閉環(huán)系統(tǒng)誤差傳遞函數(shù)表達(dá)式：1 P(z)z N1 Q(z)E (z)(11)i2 (z)z N1 Q(z) z N1 N2 m S(z)P(z)4及分析閉環(huán)系統(tǒng)能夠穩(wěn)定的充分條件是系統(tǒng)特征方程根分為驗(yàn)證所提 IRC 方法的有效性和優(yōu)越性，在布在圓內(nèi)，即：/仿真環(huán)境下搭建了三相LCL 型并網(wǎng)逆變 1 G(e jTs ) 1zN1(12)器仿真模型，主要仿真參數(shù)如下：電網(wǎng)線電壓有效值ug=110V，電網(wǎng)頻率 f =50Hz，直流側(cè)電壓 Vdc=250V，逆變器側(cè)電感值 L1=4mH，網(wǎng)側(cè)電感值 L2=1mH，濾波電容 C=10F，開關(guān)頻率 10kHz，采樣

26、頻率 10kHz。4.1 系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)性能仿真分析式(12)中：G(ejTs ) Q(ejTs ) e j(N1 N2 m)Ts S(e jTs )P(ejTs ) (13)0,/Ts，Ts 為采樣周期。即角頻率 從 0 增大到奈奎頻率過程中，G(e jTs ) 的軌跡不超過圓，可認(rèn)為閉環(huán)系統(tǒng)的極點(diǎn)分布在圓內(nèi)。Q(z)取 4 種不同方案時G(e jTs ) 的軌跡如圖 7 所示。首先測試并網(wǎng)逆變器的穩(wěn)態(tài)性能。仿真中不考慮電網(wǎng)阻抗，此時PCC 電壓即為電網(wǎng)電壓。由前面的分析可幅值/dB幅值/dB幅值/dB幅值/dB虛軸虛軸虛軸虛軸151050-5-10知，由于含有較多 n 脈波整流型負(fù)載，因而 PC

27、C 電壓含有較多的 nk 次諧波。故仿真中向電網(wǎng)注入、次諧波，其含量分別為 2.85%、2.52%、2.36%、-150.20.210.2202.05%、1.89%、1.57%。圖 8 給出了PCC 電壓以及采用P、CRC 和IRC，并網(wǎng)電流的穩(wěn)態(tài)仿真波形。圖 9 給出了穩(wěn)態(tài)時A 相PCC 電(e) CRC，Q(z)=FIR(z)，并網(wǎng)電流151050-5-10壓和并網(wǎng)電流的頻譜。由圖 8、9 可知：(1)P 控制時，并網(wǎng)電流的總諧波畸變率最大；(2)采用 CRC 與IRC 均可使-150.20.210.220逆變器輸出高質(zhì)量的并網(wǎng)電流；(3) CRC 中，Q(z)若取常(f) IRC，Q(z

28、)=IIR(z)，并網(wǎng)電流數(shù)，并網(wǎng)電流的低次諧波含量較高，而波含量較圖 8 PCC 電壓和并網(wǎng)電流穩(wěn)態(tài)波形低，Q(z)取陷波或 FIR 濾波器時并網(wǎng)電流中的低、Fig. 8 Simulation waveforms of PCC voltage and steady-segrid currentFundamental (50Hz) = 89波含量與 Q(z)取常數(shù)時相反；(4) Q(z)取 IIR 濾波器，并43網(wǎng)電流中的低次諧波和波含量均很小。仿真結(jié)果和前面的理論分析相一致。2120600-60100510 15 20Harmonic ord(a) A 相PCC 電壓-1200.20.210

29、.220.230.24t/s(a) PCC 電壓0.250.26Fundamental (50Hz) = 10 132151050-5-10100510 15 20Harmonic ord-15(b) P，A 相并網(wǎng)電流Fundamental (50Hz) = 9 980.20.210.220.23t/s0.240.250.26(b) P，并網(wǎng)電流151050-5-10-15Harmonic ord0.20.210.220.23t/s0.240.250.26(c) CRC，Q(z)=0 95，A 相并網(wǎng)電流Fundamental (50Hz) = 9 9(c) CRC，Q(z)=0.95，并網(wǎng)

30、電流21 51151050-5-100 5-1500.20.210.220.23t/s0.240.250.26051015 20Harmonic ord(d) CRC，Q(z)=0.25z-1+0.5+0.25z，A 相并網(wǎng)電流(d) CRC，Q(z)=0.25z-1+0.5+0 25z，并網(wǎng)電流i2 /AUpcc /Vi2 /Ai2 /Ai2 /Ai2 /AMag (% of Fundamental)Mag (% of Fundamental)Mag (% of Fundamental)Mag (% of Fundamental)Fundamental (50Hz) = 10 , THD=

31、0 84%21 55 結(jié)論10 5本文提出了一種基于IRC 的LCL 型并網(wǎng)逆變器電流控制方法。所提 IRC 利用 4 階線性相位 IIR 濾波器替代傳統(tǒng)方法的陷波、FIR 濾波器或者常數(shù)作為內(nèi)環(huán)改進(jìn)環(huán)節(jié)0051015 20 2530 35Harmonic order40(e) CRC，Q(z)=FIR(z)，A 相并網(wǎng)電流Fundamental (50Hz) = 9 995 , THD= 0 62%Q(z)，該方法能夠提高控制系統(tǒng)在波頻率處的控制21 51增益，因而可提高對電網(wǎng)波的抑制效果，且該方法提高了系統(tǒng)的穩(wěn)定。仿真結(jié)果表明：采用所提電0 5流控制方法，系統(tǒng)具有硬件成本低、優(yōu)良的動穩(wěn)態(tài)性

32、能、0051015 20 2530 3540Harmonic order較強(qiáng)的波抑制能力。該控制方法在PCC 電壓畸變(f) IRC，Q(z)=IIR(z)，A 相并網(wǎng)電流嚴(yán)重的分布式發(fā)電系統(tǒng)中具有良好的推廣價值。圖 9 A 相 PCC 電壓和穩(wěn)態(tài)并網(wǎng)電流頻譜參考文獻(xiàn)：Fig. 9 Spectrum of PCC voltage and steady-se grid currentin A phase1，李. 含多種分布式電源的微電網(wǎng)控制策略J. 電4.2 系統(tǒng)動態(tài)性能仿真分析力自動化設(shè)備，2012，32(5)：19-23.其次測試并網(wǎng)逆變器的動態(tài)性能。圖 10 給出了采用IRC 方法，指令電

33、流發(fā)生變化時并網(wǎng)電流的動態(tài)仿真波Wang He， Li Guoqing. Control strategy of microgrid withdifferent DG typesJ. Electricer Automation形。由圖 10 可知采用IRC，并網(wǎng)電流可在 3 個工頻周期Euipment，2012，32(5)：19-23(in Chi).內(nèi)實(shí)現(xiàn)對指令電流的精確，表明系統(tǒng)具有較快的動2，. 基于分布式發(fā)電的虛擬發(fā)電廠研究綜述J.態(tài)響應(yīng)速度。電力自動化設(shè)備，2016，36(4)：100-106.3020100-10-20暫態(tài)Xia Yuhang，Liu Junyong. Review

34、 of virtuallantbased on distributed generationJ. ElectricerAutomation Equipment，2016，36(4)：100-106(in Chi).-300.180.20.22 0.240.26 0.280.30.32t/s3，田園，等. LCL 型光伏并網(wǎng)逆變器電流內(nèi)環(huán)控(a) 指令電流增大，并網(wǎng)電流制方法J. 電網(wǎng)技術(shù)，2014，38(10)：2772-2778.3020100-10-20暫態(tài)Li Zebin，Luo An，Tian Yuan，et al. Inner current loopcontrol method f

35、or photovoltaic grid-connected inverterwith LCL filterJ.er System Technology，2014，-300.180.20.22 0.240.26 0.280.30.32t/s38(10)：2772-2778(in Chi).(b) 指令電流減小，并網(wǎng)電流4，石新春，等. 基于 PR 控制的光伏并網(wǎng)電流優(yōu)圖 10 并網(wǎng)電態(tài)仿真波形化控制J. 電力自動化設(shè)備，2014，34(2)：42-47.Fig. 10 Simulation waveforms of dynamic grid currentMeng Jian，Shi Xinc，

36、Fu Chao，et al. Optimal controlof photovoltaic grid-connected current based on PRi2 /Ai2 /AMag (% of Fundamental)Mag (% of Fundamental)controlJ. Electricer Automation Equipment，2014，10 Jing Xu, Shaojun Xie, Ting Tang. Active Ding-Based34(2)：42-47(in Chi).control frid-connected LCL-filtered inverter w

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