雙管正激同步整流變換器

1、 本科畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）雙管正激同步整流變換器*燕 山 大 學(xué)2012年6月本科畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）雙管正激同步整流變換器學(xué)院（系）： 里仁學(xué)院 專(zhuān) 業(yè)： 08應(yīng)電2班 學(xué)生 姓名： * 學(xué) 號(hào)： * 指導(dǎo) 教師： * 答辯 日期： 2012/6/17 燕山大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）任務(wù)書(shū)學(xué)院： 系級(jí)教學(xué)單位： 學(xué)號(hào)*學(xué)生姓名*專(zhuān) 業(yè)班 級(jí)08應(yīng)電2班題目題目名稱(chēng)推挽正激式DC-DC變換器的設(shè)計(jì)題目性質(zhì)1.理工類(lèi)：工程設(shè)計(jì) （ ）；工程技術(shù)實(shí)驗(yàn)研究型（ ）；理論研究型（ ）；計(jì)算機(jī)軟件型（ ）；綜合型（ ）2.管理類(lèi)（ ）；3.外語(yǔ)類(lèi)（ ）；4.藝術(shù)類(lèi)（ ）題目類(lèi)型1.畢業(yè)設(shè)計(jì)（ ） 2.論文（ ）題目來(lái)

2、源科研課題（ ） 生產(chǎn)實(shí)際（ ）自選題目（ ） 主要內(nèi)容隨著電源技術(shù)的發(fā)展，低電壓、大電流的變換器因其技術(shù)含量高，應(yīng)用廣，越來(lái)越受到人 們重視。在開(kāi)關(guān)電源中，正激式和反激式有電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，輸入輸出電氣隔離等優(yōu)點(diǎn)， 廣泛應(yīng)用于中小功率電源變換場(chǎng)合。與正、反激式相比，推挽式變換器變壓器利用率高，輸出功率較大，基本不存在勵(lì)磁不平衡的現(xiàn)象。因此，一般認(rèn)為推挽式變換器適用于低壓，大電流，功率較大的場(chǎng)合。應(yīng)用SG3525設(shè)計(jì)一套用于正激電路的低壓大電流變換器及其控制系統(tǒng)，并通過(guò)Pspice仿真驗(yàn)證其閉環(huán)控制性能?；疽?. 了解正激變換器的基本原理，建立推挽正激式低壓大電流DC-DC變換器的Pspi

3、ce仿真模型；2. 基于SG3525的特性設(shè)計(jì)PI控制閉環(huán)系統(tǒng)，給出控制參數(shù)的設(shè)計(jì)過(guò)程；3. 仿真驗(yàn)證控制系統(tǒng)的性能。參考資料1. 基于SG3525控制的雙管正激變換器2. SG2525A-REGULATING PULSE WIDTH MODULATORS3. 脈寬調(diào)制電路SG3525AN原理與應(yīng)用4. SG3525在開(kāi)關(guān)電源中的應(yīng)用周 次第 周第 周第 周第 周第 周應(yīng)完成的內(nèi)容查閱資料、分析原理建立正激式DC-DC變換器的Pspice仿真模型閉環(huán)控制參數(shù)的設(shè)計(jì)與整定；仿真驗(yàn)證；撰寫(xiě)論文準(zhǔn)備答辯指導(dǎo)教師：職稱(chēng)： 年 月 日系級(jí)教學(xué)單位審批： 年 月 日 Abstract 摘要隨著電力電子變換

4、器在通訊系統(tǒng)的廣泛應(yīng)用，低壓大電流功率變換器成為一個(gè)重要的研究方向。文章詳細(xì)介紹了雙管正激變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及工作原理，闡述了其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的特點(diǎn)。利用狀態(tài)空間平均法推導(dǎo)出該變換器的小信號(hào)模型，以此為基礎(chǔ)設(shè)計(jì)出電壓控制模式的閉環(huán)設(shè)計(jì)思想，并指出了如何進(jìn)行反饋補(bǔ)償器的設(shè)計(jì)。本文采用電壓型控制，對(duì)該控制方案做了詳細(xì)的分析和設(shè)計(jì)。對(duì)于高頻整流環(huán)節(jié)，由于傳統(tǒng)的二極管整流電路正向壓降大而導(dǎo)致?lián)p耗大，極大地影響整個(gè)變換器的工作效率，而無(wú)法滿(mǎn)足低電壓大電流開(kāi)關(guān)電源高效率、小體積的需要。新一代的功率MOSFET由于具有導(dǎo)通電阻極低的特點(diǎn)而成為低電壓大限流功率變換器的首選整流器件。本文介紹了利用功率MOSFET構(gòu)成同

5、步整流電路的工作原理、驅(qū)動(dòng)方式，并對(duì)整流MOSFET的雙向?qū)щ娞匦赃M(jìn)行了說(shuō)明。關(guān)鍵詞雙管正激；電壓型控制；同步整流AbstractWith the power electronic converters in communication systems widely used, low-voltage high-current power converters to become an important research direction. The article describes in detail a two-transistor forward converter topology

6、 structure and working principle, the characteristics of its topology. State space averaging method to derive the small-signal model of the converter, as the basis for the closed-loop voltage control mode design ideas, and pointed out how the design of feedback compensators. In this paper, voltage c

7、ontrol, the control program to do a detailed analysis and design. The link for the high-frequency rectifier, the forward voltage drop of the diode rectifier circuit big lead to loss, which greatly affect the efficiency of the converter, unable to meet the needs of low-voltage high-current switching

8、power supply high efficiency, small volume. A new generation of power MOSFET with low-resistance characteristics to become the preferred deadline flow of low-voltage power converter rectifiers. This article describes the use of power MOSFET synchronous rectifier circuit works, drive way, two-way ele

9、ctrical properties and rectifier MOSFET are described.Keywordstow-transistor forward converter；Voltage mode control Synchronous rectificationII 目 錄摘要IIAbstractIII第1章 緒論11.1 開(kāi)關(guān)電源的發(fā)展11.2低電壓、大電流的開(kāi)關(guān)電源的開(kāi)發(fā)11.3 本章小結(jié)3第2章 雙管正激的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及原理分析42.1 主電路構(gòu)成42.2工作原理42.3電容C的作用52.4正激變換器的小信號(hào)模型的推導(dǎo)與分析52.5電壓型控制112.6開(kāi)關(guān)電源的頻域建模1

10、22.6.1 電氣系統(tǒng)建模122.6.2 系統(tǒng)的穩(wěn)定性和穩(wěn)定裕度132.6.3電壓型控制正激變換器142.6.4 普通誤差放大補(bǔ)償器的設(shè)計(jì)162.6.5 極點(diǎn)零點(diǎn)補(bǔ)償器162.7本章小結(jié)19第3章 同步整流管雙向?qū)щ娞匦约罢鲹p耗分析203.1 同步整流技術(shù)介紹203.2肖特基整流管的損耗分析203.3同步整流的工作原理和特性213.3.1 同步整流的基本工作原理213.3.2同步整流管的主要參數(shù)233.4同步整流的驅(qū)動(dòng)方式243.4.1 外驅(qū)動(dòng)與自驅(qū)動(dòng)同步整流243.4.2電壓型自驅(qū)動(dòng)同步整流253.4.3 電流型自驅(qū)動(dòng)同步整流283.5 SR 的控制時(shí)序與同步整流電路293.6 本章小結(jié)3

11、1第4章 主電路及控制電路參數(shù)的設(shè)計(jì)314.1 主電路參數(shù)設(shè)計(jì)314.2控制電路參數(shù)設(shè)計(jì)334.3補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)(誤差放大器)374.4 本章小結(jié)38第5章 實(shí)驗(yàn)結(jié)果及分析38結(jié)論41參考文獻(xiàn)42致謝43附錄144附錄245附錄348附錄455附錄571第1章 緒論第1章 緒論1.1 開(kāi)關(guān)電源的發(fā)展 按電力電子的習(xí)慣稱(chēng)謂，AC-AC稱(chēng)為整流，DC-DC稱(chēng)為逆變，AC-AC稱(chēng)為交流-交流直接變頻，DC-DC稱(chēng)為直流-直流變換器。為達(dá)到轉(zhuǎn)換目的，手段是多樣的。20世紀(jì)60年代前，研發(fā)了半導(dǎo)體器件，并以此器件為主實(shí)現(xiàn)這些轉(zhuǎn)換。電力電子科學(xué)從此形成并有了近30年的迅速發(fā)展。所以，廣義地說(shuō)，凡用半導(dǎo)體功率器件

12、作為開(kāi)關(guān)，將一種電源形態(tài)轉(zhuǎn)變成為另一形態(tài)的主電路都叫做開(kāi)關(guān)變換器電路；轉(zhuǎn)變時(shí)用自動(dòng)控制閉環(huán)穩(wěn)定輸出并有保護(hù)環(huán)節(jié)則稱(chēng)為開(kāi)關(guān)電源（switching power supply）。開(kāi)關(guān)電源主要組成部分是DC-DC變換器，因?yàn)樗寝D(zhuǎn)換的核心，涉及頻率變換。目前DC-DC變換中所用的頻率提高最快，它在提高頻率中碰到的開(kāi)關(guān)過(guò)程、損失機(jī)制，為提高效率而采用的方法，也可作為其他轉(zhuǎn)換方法參考。本文研究的對(duì)象為雙管正激變換器，它是一種直流功率變換器，直流功率變換器按輸入與輸出之間是否有電氣隔離可分為兩類(lèi)：非隔離直流變換器和隔離直流變換器。隔離直流變換器通常是在非隔離變換器拓?fù)涞幕A(chǔ)上，加入變壓器實(shí)現(xiàn)輸入輸出間的電

13、氣隔離。1.2低電壓、大電流的開(kāi)關(guān)電源的開(kāi)發(fā)（1）低電壓、大電流變換器的要求數(shù)據(jù)處理系統(tǒng)的速度和效率日益提高，新一代微處理器的邏輯電壓低達(dá)1.1-1.8V，而電流50-100A，其供電電源低電壓、大電流輸出DC-DC變換器模塊，又稱(chēng)為電壓調(diào)整器模塊（VRM）。新一代未處理器對(duì)VRM的要求是：輸出電壓很低，輸出電流大，電流變化率高，響應(yīng)快等。（2）雙管正激電路的特點(diǎn)及發(fā)展現(xiàn)狀單管正激式和反激式開(kāi)關(guān)電源的高頻變壓器只工作在磁滯回線的第一象限，只有單一方向的磁通，利用率不高；推挽式電路的按對(duì)稱(chēng)轉(zhuǎn)換的原則工作，兩個(gè)開(kāi)關(guān)管輪流導(dǎo)通，磁芯雙向磁化，但是每一時(shí)刻原邊只有一個(gè)繞組有電流流過(guò)，繞組的利用率和效率

14、較低，如果副邊繞組也帶中心抽頭，則繞組利用率更低；半橋式變換器的開(kāi)關(guān)管在開(kāi)關(guān)時(shí)開(kāi)關(guān)電壓值減小為直流輸入的一半，但與推挽式變換器相比，輸出相同的功率，開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)的電流增加了一倍；全橋式變換器的變壓器與半橋式變換器一樣都工作于一、三象限，磁芯雙向磁化，變壓器的利用率較高，理論上開(kāi)關(guān)管電壓應(yīng)力為輸入電壓，輸出相同功率，開(kāi)關(guān)管流過(guò)的電流為半橋式變換器的一半，因而可以應(yīng)用在較大功率的場(chǎng)合。但是推挽式、半橋式、全橋式變換器均存在變壓器磁通不平衡即直流偏磁問(wèn)題，這是由開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)特性差異或驅(qū)動(dòng)的不對(duì)稱(chēng)引起的，需要采用電流型控制策略或在變壓器初級(jí)串入一隔直電容加以抑制。雙管正激變換器由于結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、可靠性好、

15、成本低廉、在工業(yè)領(lǐng)域的大中小功率場(chǎng)合得到了廣泛的應(yīng)用。雙管正激變換器把兩只開(kāi)關(guān)管串接起來(lái)使用，變壓器原邊串接在兩個(gè)功率管中間，并在兩個(gè)功率開(kāi)關(guān)管與變壓器兩端并聯(lián)一個(gè)二極管，使開(kāi)關(guān)管上承受的電壓為輸入電壓的1/2，降低了開(kāi)關(guān)管的電壓應(yīng)力，較單管正激變換器相比更適應(yīng)與輸出大功率場(chǎng)合，而且其磁復(fù)位也比單管正激變換器容易。而和反激變換器相比，其變壓器不再起點(diǎn)感作用，而是一個(gè)完全意義上的變壓器，只起輸入輸出隔離和電壓變化的作用，只儲(chǔ)存激磁所需的少量能量。雙管正激變換器的自身結(jié)構(gòu)可以看作是有一個(gè)開(kāi)關(guān)管跟一個(gè)二極管串聯(lián)組成的兩個(gè)橋臂構(gòu)成，所以不存在橋臂直通的問(wèn)題，相對(duì)于全橋、半橋變換器來(lái)說(shuō)可靠性好。隨著DC

16、-DC變換器技術(shù)的發(fā)展，軟開(kāi)關(guān)、諧振變換技術(shù)的應(yīng)用，DC-DC變換器電路的工作方式，從最初的硬開(kāi)關(guān)PWM式，向諧振式和諧振PWM式方向發(fā)展。每一種工作方式都有它的優(yōu)點(diǎn)和不足，往往適用于某一種或應(yīng)用場(chǎng)合。正激變換電路適用于小功率DC-DC變換器中，而且其控制方便等優(yōu)點(diǎn)而得到廣泛的應(yīng)用。（3）同步整流在開(kāi)關(guān)電源中的應(yīng)用隨著超大規(guī)模集成電路的集成度越來(lái)越來(lái)高、尺寸不斷減小、工作頻率不斷提高和功耗不斷降低，其供電電源的電壓也隨之要求越來(lái)越低、電流卻不斷增大。例如新一代高速數(shù)據(jù)處理系統(tǒng)要求電源輸出80-100A，0.8-1.2V。輸出電壓為3-5V的DC-DC開(kāi)關(guān)變換器，一般采用肖特基勢(shì)壘二極管作為輸出

17、整流管，由于材料物理特性和制造工藝水平的限制，其正向壓降約為0.3-0.6V、甚至達(dá)到1V，大電流時(shí)的通態(tài)功耗很大在輸出電壓低于3V的開(kāi)關(guān)變換器的總損耗中將占主要比重，例如可能達(dá)到50%。而現(xiàn)代高速集成電路的電源電壓，以降低到幾乎可以和SBD正向電壓科比的程度。SBD不能滿(mǎn)足低壓大電流輸出變換器的效率要求，利用功率MOS管導(dǎo)通時(shí)正向壓降小的特點(diǎn)，降功率MOS管反接，可以作為低電壓輸出開(kāi)關(guān)變換器的功率整流二極管使用，稱(chēng)為同步整流管。1.3 本章小結(jié)本章對(duì)于開(kāi)關(guān)電源的發(fā)展做了一些概括，對(duì)低壓大電流的開(kāi)關(guān)電源的發(fā)展現(xiàn)狀做了介紹。對(duì)雙管正激變換器的特點(diǎn)及現(xiàn)狀做了說(shuō)明，并且將雙管正激電路和其他的拓?fù)潆娐?/p>

18、進(jìn)行的簡(jiǎn)單的對(duì)比。3第2章 雙管正激拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及結(jié)果分析第2章 雙管正激的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及原理分析2.1 主電路構(gòu)成在開(kāi)關(guān)電源中，單晶體管正激變換器由于晶體管承受電壓高容易擊穿，所以可以用兩個(gè)晶體管串聯(lián)起來(lái)來(lái)作一個(gè)管子用，這在高電壓晶體管較少的早期不失為常用辦法之一。如果加上D1、D2二極管，如圖2.1接線，則組構(gòu)成雙晶體管正激變換器。由于目前工藝水平，主開(kāi)關(guān)管的工作電壓不能太高，400V左右的管子價(jià)格低廉一些，用在圖2.1所示的電路中是十分合適的。圖2.1 雙管正激主電路圖2.2工作原理下面對(duì)照電路圖對(duì)電路原理進(jìn)行說(shuō)明。Q1、Q2同時(shí)導(dǎo)通或同時(shí)關(guān)斷。在導(dǎo)通時(shí) 電源電壓Vin加到變壓器T的原邊繞組上。

19、在穩(wěn)態(tài)下，由于上一周期工作時(shí)電感線圈L已建立的電流，通過(guò)D4進(jìn)行導(dǎo)通，構(gòu)成了負(fù)載Io的續(xù)流電路。新周期開(kāi)始，副邊繞組由于原邊繞組Q1、Q2的導(dǎo)通有了感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)。副邊繞組、二極管D3很快建立電流，其速度受制于變壓器和副邊電路的漏感。因?yàn)樵趯?dǎo)通瞬間Lo上流過(guò)的電流Il保持不變。所以，由于D3的電流建立，二極管D4的電流必隨之等同的快速減小。當(dāng)D3中的正向電流增加到原先流過(guò)D4的電流值時(shí)，D4則轉(zhuǎn)為關(guān)斷，而且L的輸入端電壓將增加到副邊席線圈電壓Vs（減去Vd3）。與此同時(shí)開(kāi)始了正激能量傳遞狀態(tài)。前面的動(dòng)作時(shí)間只占到整個(gè)傳遞期間期間非常小的部分，其大小依漏感而定。一般電流在1us內(nèi)，就建立，但是在低壓

20、大電流傳遞時(shí)，漏感影響電流的建立非常明顯，甚至大到占了全導(dǎo)通期間的相當(dāng)大的比例。這時(shí)就影響了能量的傳遞。因此漏感應(yīng)盡可能的小。一般情況下，在導(dǎo)通期間的大部分，LC濾波器上電壓為(Vs-Vo)，電流Il按公式計(jì)算為：這個(gè)副邊繞組電流可以按一般變化關(guān)系式：n=Np/Ns折算到原邊繞組。即：Ip=Is/n除了這個(gè)折算副邊電流外，一個(gè)原邊電感Lp所定義的磁化電流將流過(guò)原邊線圈。此次化電流使變壓器的磁區(qū)存儲(chǔ)能量，并且這個(gè)存儲(chǔ)能量在關(guān)斷瞬間產(chǎn)生反激作用。線路中，通過(guò)二極管D1、D2的導(dǎo)通，Q1、Q2電壓都限制在Vs值上。因?yàn)榇嘶仞侂妷号c原來(lái)正向電壓近似相等，所以?xún)?chǔ)存能量的回饋時(shí)間約等于之前的導(dǎo)通時(shí)間（伏秒

21、值相等）。因此對(duì)于這種形式的電路，導(dǎo)通與關(guān)斷時(shí)間各占周期的50%。在主開(kāi)關(guān)管關(guān)斷瞬間，副邊繞組電壓反響，且整流二極管D3關(guān)斷。在L反激下D4導(dǎo)通。構(gòu)成續(xù)流回路。D4導(dǎo)通后，副邊上端電壓與負(fù)載端“-”相同。Lo兩端電壓即為負(fù)載端電壓Vo。由于帶載緣故Il續(xù)流逐漸減小，降到原來(lái)啟動(dòng)值時(shí)，主開(kāi)關(guān)管又導(dǎo)通，又開(kāi)始了新的工作周期，如此周而復(fù)始。2.3電容C的作用電容C的主要作用是減小輸出電壓和存儲(chǔ)一定的能量。電容C中的ESR和ESR對(duì)于零極點(diǎn)的配置還是有相當(dāng)大的影響的，在設(shè)計(jì)樣機(jī)時(shí)會(huì)對(duì)它的影響進(jìn)行簡(jiǎn)單介紹并且進(jìn)行解決。2.4正激變換器的小信號(hào)模型的推導(dǎo)與分析由于雙管正激變換器的兩個(gè)開(kāi)關(guān)管是同時(shí)開(kāi)通和關(guān)斷

22、的，因此其工作過(guò)程和單管正激變換器幾乎沒(méi)有區(qū)別，而正激變換器又是從 Buck 變換器變化而來(lái)，Buck 電路如下圖所示。在 Buck 變換器的基礎(chǔ)上添加一個(gè)變壓器以實(shí)現(xiàn)電氣隔離和能量傳輸即可得到正激變換器。因此分析 Buck 變換器模型可以得到正激變換器的具體工作過(guò)程。為了獲得 Buck 開(kāi)關(guān)變換器的基本工作特性而又簡(jiǎn)化分析，假定以下理想條件成立：（1）開(kāi)關(guān)管 T 和二極管 D 從導(dǎo)通變?yōu)樽钄?，或從阻斷變?yōu)閷?dǎo)通的過(guò)渡過(guò)程時(shí)間均為零，且通態(tài)電壓為零，斷態(tài)漏電流為零；（2）在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期中，輸入電壓 Vin 保持不變，輸出濾波電容電壓即輸出電壓 Vo 有很小的紋波，在分析開(kāi)關(guān)電路變換特性時(shí)，可認(rèn)為

23、 Vo 保持不變，其值為輸出的直流電壓平均值 Vo；（3）電感和電容均為無(wú)損耗的理想儲(chǔ)能元件；圖2.4 buck電路原理圖圖2.5 開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)等效電路圖（4）線路阻抗為零。圖 2.4 所示電路在一個(gè)周期的Ton時(shí)間和Toff 時(shí)間內(nèi)等效電路圖分別如下圖 2.5、2.6 所示。下面以此電路模型為基礎(chǔ)推導(dǎo) Buck 的狀態(tài)空間表達(dá)式。假設(shè)電感電流連續(xù)，則Ton 時(shí)間內(nèi)，電感電流線性增加， （2-1） （2-2）圖2.6 開(kāi)關(guān)斷開(kāi)時(shí)等效電路圖T 時(shí)間內(nèi)，電感電流線性減小，依圖 2.6（b） （2-3） （2-4）以IL、Vc為狀態(tài)變量，分別列出T on、T off時(shí)間內(nèi)狀態(tài)方程表達(dá)式。在0s t

24、dT期間： （2-5） （2-6）簡(jiǎn)寫(xiě)成 （2-7） （2-8）在dT<=t<=Ts期間 （2-9） （2-10）簡(jiǎn)寫(xiě)成 （2-11） （2-12）將式（2-11）、（2-15）按占空比的影響求平均值，得到下式 （2-13）同理可得 （2-14）式中現(xiàn)在對(duì)基本狀態(tài)平均方程組施加擾動(dòng)， 將以上式子代入式（2-17）、（2-18）得：（2-15） （2-16） 將穩(wěn)態(tài)分量與擾動(dòng)分量分離成二組方程，其中穩(wěn)態(tài)方程即為式（2-17）、（2-18），擾動(dòng)方程如下，（2-17）式（2-16）、式（2-17）有、兩項(xiàng)，故是非線性化方程，為了線性化，假設(shè)動(dòng)態(tài)分量遠(yuǎn)小于穩(wěn)態(tài)量，即，則、可以忽略，同時(shí)記

25、，因此上兩式可以化簡(jiǎn)為： （2-18） （2-19）上兩式即為動(dòng)態(tài)低頻小信號(hào)狀態(tài)平均方程，是一個(gè)線性非時(shí)變方程，將它進(jìn)行拉氏變換，轉(zhuǎn)至 S 域： （2-20） （2-21） 求解得， （2-22） （2-23）由上兩式可求得各傳遞函數(shù) （2-24） （2-25） （2-26）據(jù)此可以繪出波德圖進(jìn)行校正分析。另外從穩(wěn)態(tài)方程（2-17）、（2-18）可求解得靜態(tài)解 （2-27） （2-28）式（2-29）（2-34）即為狀態(tài)空間平均方程的小信號(hào)動(dòng)態(tài)解和靜態(tài)解。它以解析形式描述了低頻小信號(hào)擾動(dòng)下的特性，但還不夠直觀，如果以為電源，為輸出，可以繪出狀態(tài)空間平均法等效電路。適用于 Buck、Boost

26、和 BuckBoost 三種基本電路的標(biāo)準(zhǔn)化等效電路模型如下圖 2.7 所示。研究表明，Buck、Boost 和 BuckBoost 變換器，用小信號(hào)方程及等效電路觀點(diǎn)來(lái)看其結(jié)構(gòu)時(shí)，都是相同的，不同點(diǎn)只是電路中各元件值及電路方程所對(duì)應(yīng)的常數(shù)值不相同而已。所以可以得到一個(gè)重要的概念：任何一種工作方式的開(kāi)關(guān)變換器的小信號(hào)模型，都可以用有相同的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和相同類(lèi)型的電路元件來(lái)表示。圖 2.7 連續(xù)工作模式下變換器的小信號(hào)模型可以看到上圖將電路分成三個(gè)部分，每個(gè)部分表示了開(kāi)關(guān)電源的固有特性。第一部分表示對(duì)于小信號(hào)d 的控制特性；第二部分表示直流變壓隔離器模型，其變比為電壓增益 M ( d )；第三部分表

27、示開(kāi)關(guān)電源所用的低通濾波器，其參數(shù)為H e。通過(guò)式（2-29）（2-34）可得到 Buck 電路的如圖 2-8 所示小信號(hào)模型的具體參數(shù)，又由于正激變換器只是添加了隔離變壓器到 Buck 電路，通過(guò)繞組折算的方法可得到正激變換器的小信號(hào)模型如下圖所示，觀察可知匝比只是改變了模型中M、E、J 因子。則由上圖知正激變換器的動(dòng)態(tài)小信號(hào)傳遞函數(shù)為：式（2-36）又被稱(chēng)為控制到輸出的傳遞函數(shù)，式（2-36）中 n 為變壓器變比N2/N1。2.5電壓型控制電壓型控制VMC（Voltage-mode control）是開(kāi)關(guān)變換器最基本的一種控制方式，屬于單閉環(huán)負(fù)反饋控制方式。為了觸發(fā)、驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)變換器的功率開(kāi)

28、關(guān)管，需要將連續(xù)信號(hào)調(diào)制為脈沖信號(hào)，其中脈寬調(diào)制，簡(jiǎn)稱(chēng)PWM（pulse width modulation），是開(kāi)關(guān)變換器常用的一種調(diào)制模式。也可以采用其他調(diào)制方式，如脈沖頻率調(diào)制模式，簡(jiǎn)稱(chēng)PFM（pulse frequency modulation）等。脈寬調(diào)制模式控制的原理是：變換器的輸出電壓被檢測(cè)后，與給定（基準(zhǔn)）值Vr相比較，電壓誤差信號(hào)經(jīng)電壓調(diào)節(jié)器（放大器）放大后，生成控制信號(hào)Vc，作用于脈寬調(diào)制電路，將模擬電壓信號(hào)轉(zhuǎn)變?yōu)殚_(kāi)關(guān)脈沖信號(hào)，驅(qū)動(dòng)功率開(kāi)關(guān)管。因?yàn)槊}沖信號(hào)寬度隨Vc而變化，從而改變輸出電壓，構(gòu)成單閉環(huán)反饋控制系統(tǒng)。開(kāi)關(guān)信號(hào)的頻率是不變的，導(dǎo)通脈沖寬度（簡(jiǎn)稱(chēng)脈寬）為DT，D為占

29、空比，T為開(kāi)關(guān)周期。圖2.9所示為DC-DC PWM變換器的電壓控制原理框圖，該系統(tǒng)包括主電路和控制電路?？刂齐娐吠ǔ２捎脤?zhuān)用集成控制器，除了脈寬調(diào)制外，還有過(guò)電壓保護(hù)、過(guò)電流保護(hù)、前饋控制（一種開(kāi)環(huán)控制）以及軟啟動(dòng)等電路環(huán)節(jié)。脈寬調(diào)制器是一個(gè)比較器，將控制信號(hào)Vc與頻率一定的鋸齒波電壓進(jìn)行比較，產(chǎn)生脈沖序列，如圖2.10所示。因此在集成控制電路中還包括一個(gè)頻率一定的時(shí)鐘信號(hào)和鋸齒波發(fā)生器，時(shí)鐘頻率決定了PWM變換器的開(kāi)關(guān)頻率。設(shè)鋸齒波電壓幅值為Vm，鋸齒波寬為T(mén)（決定了開(kāi)關(guān)周期）控制信號(hào)Vc與鋸齒波又一次相交，決定了這時(shí)的PWM輸出，脈沖寬度dT?？梢?jiàn)，在相交點(diǎn)Vo/Vi=D。DC-DC開(kāi)關(guān)

30、變換器的輸出-輸入電壓比Vo/Vi與占空比D有關(guān)，即Vo/Vi=f(D)。任何原因使負(fù)載電壓Vo變化時(shí)，由于系統(tǒng)的負(fù)反饋控制作用，PWM輸出脈沖寬度（即占空比D）自動(dòng)調(diào)整，從而自動(dòng)實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓，使Vo的變化保持在給定值附近的容許范圍之內(nèi)。圖2.9 DC-DC變換器電壓型控制原理框圖2.10 脈寬調(diào)制器PWM原理2.6開(kāi)關(guān)電源的頻域建模2.6.1 電氣系統(tǒng)建模方框圖是自動(dòng)調(diào)節(jié)（控制）系統(tǒng)中個(gè)單元的功能和信號(hào)流的一種圖解，也是一種數(shù)學(xué)模型，它表示個(gè)單元間相互關(guān)系和信號(hào)流動(dòng)的情況，方框圖并不等同于圖系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)框圖，圖2.11是一個(gè)單環(huán)控制的開(kāi)關(guān)電源系統(tǒng)方塊圖，方塊圖可用以分析小信號(hào)擾動(dòng)作用下系統(tǒng)的瞬態(tài)性

31、能。方塊圖中，每個(gè)單元是一個(gè)方塊，用傳遞函數(shù)G（s）描述方塊的輸出Y（s）輸入信號(hào)X（s）的關(guān)系：G(s)=Y(s)/X(s)圖2.11 單環(huán)控制的開(kāi)關(guān)電源系統(tǒng)方框圖圖2.11中，負(fù)載電流和輸入電壓是小信號(hào)擾動(dòng)。G（s）=K1（s）K2（s）Go（s）為開(kāi)關(guān)變換器的控制輸出傳遞函數(shù)。K1（s）和K2（s）是電壓控制器和脈寬調(diào)制器（PWM）的傳遞函數(shù)，K2（s）近似與鋸齒波幅值成反比。K2(s) = =1/VmH（s）為電壓檢測(cè)器的傳遞函數(shù)；Z（s）為開(kāi)關(guān)變換器的等效輸出電阻抗。為給定的基準(zhǔn)電壓。開(kāi)環(huán)系統(tǒng)的傳遞函數(shù)和閉環(huán)系統(tǒng)的傳遞函數(shù)是不同的，前向通道的傳遞函數(shù)為G（s），反饋通道的傳遞函數(shù)為H

32、（s）。系統(tǒng)的開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)為G(s)H(s)。閉環(huán)傳遞函數(shù)為/=G(s)/1+G(s)H(s)，閉環(huán)傳遞函數(shù)的分母多項(xiàng)式稱(chēng)為系統(tǒng)的特征多項(xiàng)式。 2.6.2 系統(tǒng)的穩(wěn)定性和穩(wěn)定裕度設(shè)計(jì)一個(gè)自動(dòng)調(diào)節(jié)系統(tǒng)，首先要保證其穩(wěn)定性，并使系統(tǒng)有足夠大的穩(wěn)定儲(chǔ)備，即在對(duì)數(shù)頻率特性圖上表現(xiàn)出足夠的穩(wěn)定裕度，包括增益欲量，其定義可在系統(tǒng)的開(kāi)環(huán)頻率上了解。增益裕量：式中的w1相頻特性曲線穿越-180度時(shí)的頻率，稱(chēng)為相位交越頻率。以分貝數(shù)表示的Kg>0時(shí)，系統(tǒng)是穩(wěn)定的。相位欲量為=180°+G(jc)式中c幅頻特性曲線穿越0db時(shí)的頻率，稱(chēng)為增益交越頻率或穿越頻率，由G(jc) =1求得。與阻尼比相關(guān)

33、。對(duì)于二階閉環(huán)系統(tǒng)，不同的的相應(yīng)計(jì)算見(jiàn)表。00.20.40.60.81023°45°60°70°75°當(dāng)=0時(shí)，相頻特性正好在c處穿越-180°，即c=1，則=0.即系統(tǒng)穩(wěn)定裕量為零，這時(shí)的時(shí)域響應(yīng)為等幅震蕩。<0，Kg<0系統(tǒng)是不穩(wěn)定的。一般要求所設(shè)計(jì)的系統(tǒng)，增益裕量大于6db，相位裕量為30°60°，如果穩(wěn)定裕量過(guò)小，則系統(tǒng)階躍響應(yīng)的震蕩次數(shù)較多，超調(diào)量加大；如果穩(wěn)定裕量過(guò)大，則系統(tǒng)響應(yīng)太慢，調(diào)節(jié)時(shí)間長(zhǎng)。 2.6.3電壓型控制正激變換器這類(lèi)拓?fù)浒ㄓ脗鹘y(tǒng)電壓控制方法的Buck、正激式、推挽式、半橋和

34、全橋電路。典型的電路如圖2.12所示。圖中使用了一個(gè)變壓器。第一步要確定系統(tǒng)的直流增益，即增益曲線的起點(diǎn)。直流增益可以用下式求得：Adc=Vout/Vi=（Vin/Vc）*（Nsec/Npri）式中Vc三角波發(fā)生器的輸出電壓峰峰值。把直流增益轉(zhuǎn)換成分貝表示就是Gdc=20log（Adc）Gdc就是博德圖上的起始點(diǎn)。圖2.12 典型控制的正激變換器的控制到輸出特性模型主極點(diǎn)是由輸出LC濾波器發(fā)生的，它表現(xiàn)為一個(gè)雙重極點(diǎn)，這個(gè)雙重極點(diǎn)上“Q”現(xiàn)象通?？梢院雎浴Ｔ陬l率超過(guò)轉(zhuǎn)折頻率后，增益是以-40dB下降的。相位在1/10轉(zhuǎn)折頻率處就開(kāi)始有比較明顯的滯后了，到10倍轉(zhuǎn)折頻率時(shí)就滯后了180°

35、;。雙極點(diǎn)的位置由下式?jīng)Q定： （2-37）式中Lo和Co輸出LC濾波器的電感值和電容值，單位為H和F。如果多路輸出的電源，濾波器的值要采用被檢測(cè)量最大的輸出上的值。接下來(lái)是由輸出濾波電容等效串聯(lián)電阻ESR與輸出濾波電容本身引起的零點(diǎn)，該零點(diǎn)轉(zhuǎn)折頻率為： （2-38）該零點(diǎn)在控制到輸出特性上，使高于轉(zhuǎn)折頻率處的增益和相位增加，這會(huì)引起電源系統(tǒng)的穩(wěn)定性問(wèn)題。不幸的是，很多電容廠商并沒(méi)有給出它們的電容的ESR值，通常輸出濾波電容引起的零點(diǎn)范圍如下：電解電容：15kHz鉭電容：1025kHz從這里可以看到，選擇不同的輸出濾波電容會(huì)改變控制到輸出特性，輸出濾波電容有時(shí)會(huì)對(duì)電路的穩(wěn)定性產(chǎn)生很不利的影響。電

36、壓型控制的正激式變換器的控制到輸出特性見(jiàn)圖2.13圖2.13電壓型控制正激式變換器的控制到輸出特性2.6.4 普通誤差放大補(bǔ)償器的設(shè)計(jì)再設(shè)計(jì)誤差放大補(bǔ)償器時(shí)，要遵循下面四條規(guī)則。只要合理地遵循這四條規(guī)則，就可以設(shè)計(jì)出比較好的補(bǔ)償器。1、 在所有增益大于0dB的頻率處的閉環(huán)相位不要超過(guò)-360°。2、 閉環(huán)增益的穿越頻率盡可能高，這樣就可以提高系統(tǒng)的暫態(tài)響應(yīng)。3、 閉環(huán)的直流增益盡可能大，這樣可以提高系統(tǒng)的調(diào)節(jié)精度。4、 通常閉環(huán)增益曲線斜率以-20dB/dec下降。另外要考慮的是，所使用的運(yùn)算放大器數(shù)據(jù)手冊(cè)上提供的增益帶寬，如果運(yùn)算放大器的工作頻率很低，設(shè)計(jì)出來(lái)的補(bǔ)償器有可能不能工作

37、。本次設(shè)計(jì)中的電壓型控制正激變換器最適合的補(bǔ)償器類(lèi)型為單極點(diǎn)單零點(diǎn)形式的。2.6.5 極點(diǎn)零點(diǎn)補(bǔ)償器這種方法用在具有單極點(diǎn)濾波響應(yīng)的拓?fù)渲?。該補(bǔ)償器有直流增益大、相位超前的特性，這也給設(shè)計(jì)者提供了對(duì)電源補(bǔ)償器進(jìn)行修正的可能。補(bǔ)償器的電流圖和伯德圖見(jiàn)圖2.14。 這種補(bǔ)償方法在直流處有一個(gè)極點(diǎn)，通過(guò)提高誤差放大器的開(kāi)環(huán)增益來(lái)改善輸出調(diào)節(jié)性能。在輸出濾波器最低極點(diǎn)頻率或以下引入一個(gè)零點(diǎn)，以補(bǔ)償濾波器幾點(diǎn)引起的相位滯后。這實(shí)際上是減少誤差放大器零點(diǎn)與極點(diǎn)間的相位滯后量。這種補(bǔ)償器在理論上相位上限為-180°（也就是使相位增加了+90°）.相位增加的地方應(yīng)該設(shè)計(jì)在控制到輸出特性相位

38、滯后最嚴(yán)重處。補(bǔ)償器的最后一個(gè)極點(diǎn)用來(lái)衰減高頻分量，以抵消輸出濾波電容ESR引起的零點(diǎn)作用。閉環(huán)伯德圖見(jiàn)圖2.15。在設(shè)計(jì)補(bǔ)償器之前，要先確定控制到輸出特性的直流增益。在計(jì)算這些值時(shí)，要用最大輸入電壓來(lái)計(jì)算，這樣計(jì)算出來(lái)的才是最大直流增益（最壞環(huán)境）。接著確定最大的閉環(huán)增益穿越頻率，這個(gè)頻率小于開(kāi)關(guān)頻率的1/5比較合理。圖2.14 極點(diǎn)-零點(diǎn)補(bǔ)償方法閉環(huán)增益的穿越頻率確定后，就要確定在穿越頻率處是控制到輸出特性增益曲線提升到0dB所需要增加的增益量。圖2.15 極點(diǎn)-零點(diǎn)補(bǔ)償器用在電壓變換器的例子接下來(lái)的工作是確定誤差放大器的補(bǔ)償零點(diǎn)和極點(diǎn)的位置。零點(diǎn)設(shè)計(jì)在濾波器呈現(xiàn)出來(lái)的最低極點(diǎn)處。這是由于

39、電壓型控制正激變換器極點(diǎn)的頻率位置隨負(fù)載等效電阻變化而變化。負(fù)載最輕時(shí)，極點(diǎn)的頻率位置也最低。誤差放大器的高頻補(bǔ)償極點(diǎn)設(shè)計(jì)在控制到輸出特性曲線上由于濾波電容ESR引起的零點(diǎn)頻率處。簡(jiǎn)而言之：這些確定后，就可以計(jì)算各個(gè)器件的參數(shù)了。由于輸入電阻R1就是反饋電壓的分壓器上端電阻，是已知的。反饋補(bǔ)償器的參數(shù)可以根據(jù)下面的一些式子計(jì)算：式中Axo在穿越頻率處所需要提供的增益絕對(duì)量（不是dB值）。誤差放大器提升的相位量如下：相位的提升量與誤差放大器這一對(duì)零點(diǎn)-極點(diǎn)間的距離成比例，但這是次要的，因?yàn)檎`差放大器的極點(diǎn)和零點(diǎn)主要是用來(lái)補(bǔ)償控制到輸出特性中最壞情況下的零點(diǎn)和極點(diǎn)。由于ESR引起的實(shí)際零點(diǎn)與電容廠

40、商和型號(hào)有關(guān)，如果相位裕度低于30°（也就是滯后-330°），就要改變補(bǔ)償器極點(diǎn)位置。2.7本章小結(jié)本章對(duì)于雙管正激主電路進(jìn)行了原理分析，對(duì)于其小信號(hào)模型進(jìn)行了介紹，對(duì)于補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)也進(jìn)行了相應(yīng)的說(shuō)明，對(duì)于以后設(shè)計(jì)一個(gè)電源模型做了鋪墊。37第3章 同步整流管雙向?qū)щ娞匦约罢鲹p耗分析第3章 同步整流管雙向?qū)щ娞匦约罢鲹p耗分析3.1 同步整流技術(shù)介紹 隨著超大規(guī)模集成電路的集成度越來(lái)越高、尺寸越來(lái)越小、工作頻率不斷提高和功率損耗不斷降低，其供電電源的電壓也隨之要求越來(lái)越低、電流卻不斷增大。例如新一代高速數(shù)據(jù)處理系統(tǒng)要求電源輸80100A，0.81.2A。輸出電壓為35V的DC-

41、DC開(kāi)關(guān)變換器，一般采用肖特基勢(shì)壘二極管（schottky barrier diode,SBD）作為輸出整流管，由于材料物理特性和制造工藝水平的限制，其正向壓降約為0.3-0.6V、甚至達(dá)到1V，大電流時(shí)的通態(tài)損耗很大，在輸出電壓低于3V時(shí)的開(kāi)關(guān)變換器的總損耗中將占主要比重，例如可能達(dá)到50%。而現(xiàn)代高速集成電路的電源電壓，已降低到幾乎可以和SBD正向壓降可比的程度。SBD不能滿(mǎn)足低壓大電流輸出變換器的效率要求，利用功率MOS管導(dǎo)通時(shí)正向壓降小的特點(diǎn)，將功率MOS管反接，可以作為低電壓輸出開(kāi)關(guān)變換器的功率整流二極管使用，稱(chēng)為同步整流管。3.2肖特基整流管的損耗分析SBD作為DC-DC變換器輸出

42、整流二極管時(shí)，其功耗可分析如下。設(shè)DC-DC變換器輸出電壓為Vo，SBD正向壓降為Vf。為簡(jiǎn)化分析，不考慮輸出整流電路的開(kāi)關(guān)損耗，可得：Pf/Po=Vf*If/（Vo*Io） （3-1）式中Pf與Po分別為SBD功耗DC-DC變換器輸出功率。對(duì)于某些整流電路，如中點(diǎn)抽頭全波整流，有：If=Io （3-2）故有：Pf/Po=Vf/Vo （3-3）即Vf/Vo反稱(chēng)為應(yīng)了功率比Pf/Po大小。表3-1給出SBD（假設(shè)Vf=0.4V）作用DC-DC變換器的輸出整流管時(shí)，整流損耗與輸出功率的比值表3-1 SBD（Vf=0.4V）作用輸出整流管時(shí)的整流損耗；由表3-1可見(jiàn)，在DC-DC變換器中應(yīng)用SBD作

43、為輸出整流管，當(dāng)Vo降到0.8V時(shí)，即使SBD的Vf低至0.4V，整流損耗仍高達(dá)輸出功率的50%。可見(jiàn)，降低整流損耗成為提高低壓輸出DC-DC變換器效率的關(guān)鍵。Vo/V53.30.8Pf/Po=Vf/Vo（%）812503.3同步整流的工作原理和特性功率MOSFET器件（以下簡(jiǎn)稱(chēng)功率MOS管）制造技術(shù)的迅速進(jìn)步，使低壓功率MOS管的通態(tài)電阻Rds on可以達(dá)到足夠的水平，使得在很大的導(dǎo)通電流下，其等效正向壓降也很小。因此，從20世紀(jì)80年代初開(kāi)始，國(guó)際電源界研究開(kāi)發(fā)同步整流技術(shù)，即用通態(tài)電阻很低的功率MOS管反接，代替SBD，用于低電壓大電流輸出的DC-DC變換器中，稱(chēng)為同步整流管（synch

44、ronous rectifuer，SR），目的是減小整流損耗。20世紀(jì)80年代初，日本電氣公司就已經(jīng)開(kāi)發(fā)了用作SR的MOS管，通態(tài)電阻為13m，輸入電容為6.3nF，體二極管反向恢復(fù)時(shí)間Trr=300ns，擊穿電壓為60V，門(mén)極控制電壓15V。近年來(lái)，專(zhuān)門(mén)開(kāi)發(fā)的低Rds on已經(jīng)可以低至1-2m，門(mén)極控制電壓可以降低至5V以下。3.3.1 同步整流的基本工作原理圖3.1給出N溝道MOS管構(gòu)成的同步整流管SR和SBD整流管的電路圖形符號(hào)，整流二極管有兩極:陽(yáng)極A和陰極K。功率MOS管有三極：漏極D、源極S和門(mén)極G用作同步整流管時(shí)，降功率MOS管反接使用，即源極S接電壓正端，相當(dāng)于二極管的陰極A；

45、漏極D接電壓負(fù)端，相當(dāng)于二極管的陰極K；當(dāng)功率MOS管在門(mén)極G信號(hào)作用下導(dǎo)通時(shí)，電流有源極S流向漏極D。而功率MOS管作為開(kāi)關(guān)使用時(shí)，漏極D接電壓正端，源極S接電壓負(fù)端；導(dǎo)通時(shí)，相當(dāng)于開(kāi)關(guān)關(guān)閉，電流漏極流向源極。圖3.1 MOS管符號(hào)和二極管符號(hào)同步整流管源漏間有寄生的體二極管，還有輸出結(jié)電容（此處未畫(huà)出），驅(qū)動(dòng)信號(hào)加在門(mén)極和源極（G-S）間，是一種可控的開(kāi)關(guān)器件。SR關(guān)斷時(shí)，電流仍可以由體二極管流通。不過(guò)，SR體二極管的正向?qū)▔航岛头聪蚧謴?fù)時(shí)間都比SBD大得多，因此，一旦電流流過(guò)SR的體二極管，則整流損耗將明顯增加。由于同步整流是由可控的三端半導(dǎo)體開(kāi)關(guān)器件實(shí)現(xiàn)，因此，必須要有符合一定的時(shí)序

46、關(guān)系的門(mén)極驅(qū)動(dòng)信號(hào)控制它，使之像二極管一樣地開(kāi)通和關(guān)斷。驅(qū)動(dòng)方法對(duì)SR的整體性能影響很大，因此門(mén)極驅(qū)動(dòng)信號(hào)往往是設(shè)計(jì)同步整流電路必須解決的首要問(wèn)題。例如，SR開(kāi)通過(guò)早或過(guò)晚，可能造成短路，而開(kāi)通過(guò)晚或關(guān)斷過(guò)早，又使SR的體二極管導(dǎo)通，使整流損耗和器件應(yīng)力增大。綜上所述，當(dāng)功率MOS管反接時(shí)可以作為SR使用，其特點(diǎn)是：（1） SR是一個(gè)可控的（三級(jí)）開(kāi)關(guān)器件，在門(mén)極和源極間家驅(qū)動(dòng)信號(hào)，可以控制功率MOS管源極S和漏極D之間的通、斷。（2） 門(mén)極驅(qū)動(dòng)信號(hào)和源極電壓同步，例如源極為高電平時(shí)，驅(qū)動(dòng)信號(hào)也是高電平，MOS管導(dǎo)通；反之，源極為低電平，MOS管關(guān)斷；則自然實(shí)現(xiàn)了整流，電流只能源極S流向漏極D

47、。由于是通過(guò)門(mén)極信號(hào)和源極電壓同步來(lái)實(shí)現(xiàn)整流，因此這種整流稱(chēng)為同步整流。（3） 用于開(kāi)關(guān)變換器中的同步整流管代替SBD在為整流管或續(xù)流管工作時(shí)，必須保證門(mén)極有正確的控制時(shí)序，使其工作于開(kāi)關(guān)變換器的主開(kāi)關(guān)管工作同步協(xié)調(diào)。因此不同的開(kāi)關(guān)變換器拓?fù)?，同步整流管的控制時(shí)序是不同的。同步整流管的控制時(shí)序?qū)⒃谝院蠼榻B。（4） 在功率MOS管反接情況下，它固有的體二極管極性確是正向的。有時(shí)要利用它先導(dǎo)通，以便到過(guò)渡到功率MOS管進(jìn)入整流狀態(tài)。但由于體二極管正向壓降大，常常不希望它導(dǎo)通或?qū)〞r(shí)間太長(zhǎng)。 3.3.2同步整流管的主要參數(shù)功率MOS管用用作同步整流，在三個(gè)關(guān)鍵參數(shù)：功耗、阻斷電壓、體二極管的回復(fù)時(shí)間

48、。1.功耗 SR的功耗可用公式近似表示為： （3-4）式中 第一項(xiàng)正向通太損耗，Ifms為正向電流有效值；Rdson功率MOS管通態(tài)電阻；第二項(xiàng)開(kāi)關(guān)過(guò)程中功率MOS管輸入電容充放電引起的損耗，其中f為開(kāi)關(guān)頻率；Ci等效輸入電容；Vgs門(mén)極驅(qū)動(dòng)電壓。由式可以看出，功耗與Rdson和Ci有關(guān)，工程上用兩者乘積表示SR的損耗大?。篕=Rdson*Ci式中K損耗因數(shù)，單位為nFm。為了減小通態(tài)電阻，可以將幾個(gè)低低壓功率MOS管并聯(lián)組成SR。但在高頻時(shí)，多管并聯(lián)后寄生電容也成倍的增大，因而輸入電容充放電引起的損耗將大幅增加。2.體二極管的恢復(fù)時(shí)間和正向壓降 功率MOS管的寄生二極管，稱(chēng)為體二極管，其恢復(fù)

49、時(shí)間與存儲(chǔ)在體二極管內(nèi)的多余電荷成正比。體二極管的通態(tài)損耗與其正向壓降Vf成正比，一般SR的體二極管的正向壓降約為1V，遠(yuǎn)大于功率MOS管本身的正向壓降。因次為了減少體二極管產(chǎn)生的附加損耗，在運(yùn)行過(guò)程中，應(yīng)使負(fù)載電流盡量避免流過(guò)SR的體二極管；即使有電流流過(guò)，也要盡量減少在體二極管中的流通時(shí)間。另外，如果體二極管能保持阻斷狀態(tài)，SR可以很快關(guān)斷，有導(dǎo)通狀態(tài)轉(zhuǎn)換到關(guān)斷狀態(tài)的時(shí)間很短。3.阻斷電壓 和SBD相比，SR可以承受更高的阻斷電壓。但是對(duì)于同一系列的SR，額定阻斷電壓越高、Rdson越大。3.4同步整流的驅(qū)動(dòng)方式SR 的驅(qū)動(dòng)方式從不同的角度出發(fā)有不同的分類(lèi)方法，如外驅(qū)動(dòng)和自驅(qū)動(dòng)、電壓自驅(qū)動(dòng)

50、和電流自驅(qū)動(dòng)等。從同步整流管的工作方式來(lái)說(shuō)，又可以分為同步開(kāi)關(guān)方式和有源二極管方式。同步整流的柵極驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)是決定SR 正常工作和良好性能的關(guān)鍵。3.4.1 外驅(qū)動(dòng)與自驅(qū)動(dòng)同步整流所謂外驅(qū)動(dòng)，是由外部的控制電路通過(guò)計(jì)算或根據(jù)電路的狀態(tài)，確定功率MOSFET的驅(qū)動(dòng)時(shí)間，然后由一專(zhuān)門(mén)的控制IC驅(qū)動(dòng)同步整流管。外驅(qū)動(dòng)電路具有一些優(yōu)點(diǎn)，如：可以提供比較精確的控制時(shí)序，使同步整流管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)和理想的驅(qū)動(dòng)波形一致；驅(qū)動(dòng)信號(hào)不受輸入電壓或輸出電壓變化的影響，能提供高質(zhì)量的驅(qū)動(dòng)波形。但是電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜、所用的元件多、成本高、驅(qū)動(dòng)電路有損耗、開(kāi)發(fā)周期長(zhǎng)，因而限制了外驅(qū)動(dòng)同步整流方式的廣泛應(yīng)用。目前，對(duì)于12V

51、以上至20V左右的同步整流，則多采用控制驅(qū)動(dòng)IC?，F(xiàn)已開(kāi)發(fā)出了一些外驅(qū)動(dòng)控制芯片，比如ST公司的STSR2和STSR3，可以很好地用于正激和反激變換電路；Linear Technology公司的LTC1681和LTC1698，用于雙管正激電路的同步整流驅(qū)動(dòng)；IR公司的IR1175，可直接從變換器副邊取得外驅(qū)動(dòng)控制信號(hào)。自驅(qū)動(dòng)同步整流即是在主電路中直接獲取驅(qū)動(dòng)信號(hào)，驅(qū)動(dòng)同步整流管。相比較來(lái)說(shuō),自驅(qū)動(dòng)同步整流的電路所需的元件數(shù)量較少，結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單；同時(shí)由于自驅(qū)動(dòng)同步整流續(xù)流二極管靠復(fù)位電壓驅(qū)動(dòng),所以工作特性受功率變壓器的復(fù)位方式影響。理想情況是變壓器的復(fù)位時(shí)間與主開(kāi)關(guān)管的關(guān)斷時(shí)間相等，這時(shí)輸出電流就能

52、在整個(gè)關(guān)斷期間內(nèi)通過(guò)同步整流管續(xù)流。由于漏源極間PN結(jié)的存在,使MOSFET漏源極之間存在一個(gè)反向的并聯(lián)體二極管。MOS管作為整流管使用時(shí),電路拓?fù)湟笃溆蟹聪蜃钄喙δ?因此流過(guò)電流的方向不是通常的從漏極到源極，而必須是從源極到漏極。在實(shí)際應(yīng)用中,如果在換流期間一只整流管已導(dǎo)通,而另外一只還沒(méi)有及時(shí)關(guān)斷,就會(huì)造成短路,產(chǎn)生較大的短路電流,甚至?xí)龤OS管，因此2只整流管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)之間應(yīng)保證足夠的死區(qū)時(shí)間。但死區(qū)時(shí)間也要有所限制,因?yàn)樵谒绤^(qū)時(shí)間內(nèi),負(fù)載電流將從SR管的體二極管流過(guò),完成MOSFET作為整流管的功能,如果死區(qū)時(shí)間過(guò)長(zhǎng),電路雖然仍能正常工作,但損耗會(huì)增加。因此,從減小損耗的角度考慮,死區(qū)時(shí)間應(yīng)設(shè)置得足夠小。一種簡(jiǎn)單的驅(qū)動(dòng)電路是在主變壓器上加兩個(gè)輔助繞組，直接連接MOS管的柵源極，獲得驅(qū)動(dòng)信號(hào)。另一種更簡(jiǎn)單