脈寬調制移相全橋變換器設計

1、本科畢業(yè)設計論文脈寬調制移相全橋變換器設計 燕 山 大 學2021年6月本科畢業(yè)設計論文脈寬調制移相全橋變換器設計 學院：里仁學院專業(yè)：應用電子學生姓名： 學號：111203031219指導教師： 辯論日期：2021 6 23燕山大學畢業(yè)設計(論文)任務書學院：里仁學院 系級教學單位：電氣工程及其自動化系 學號學生姓名趙路專 業(yè)班 級應電11-4題目題目名稱脈寬調制移相全橋變換器設計題目性質1.理工類：工程設計 ；工程技術實驗研究型 ；理論研究型 ；計算機軟件型 ；綜合型 。2.文管類 ；3.外語類 ；4.藝術類 。題目類型1.畢業(yè)設計 2.論文 題目來源科研課題 生產實際 自選題目 主要內容

2、1查閱資料，比擬移相全橋ZVZCS DC/DC變換器的各種電路拓撲，確定主電路拓撲方案；2分析主電路工作原理，進行參數設計；3控制方案比擬與選擇，并選擇控制芯片；4形成整體系統(tǒng)；基本要求1該變換器實現超前橋臂零電壓開關和滯后橋臂的零電流開關；2具有過電流保護，輸入欠壓保護；3輸入直流電壓450V，輸出直流電壓24V；4A0圖紙一張，論文一本，2.4萬字以上。參考資料1電力電子技術 第五版；2電力電子技術 期刊 、電工技術雜志 期刊；3IEEE Trans. on PE. IEEE Trans. on IE. ；4. 阮新波、嚴仰光，脈寬調制DC/DC全橋變換器的軟開關技術，科學出版社 周 次1

3、-2 周3-7周8-10周11-15周16-17周應完成的內容查閱文獻，翻譯外文資料主電路的分析及參數設計控制電路的設計系統(tǒng)仿真研究撰寫論文、畫圖、準備辯論指導教師：朱艷萍職稱：副教授 2021 年12 月28 日系級教學單位審批： 年 月 日摘要本論文研究了一種新型的ZVZCS PWM DC/DC全橋變換器。該變換器以全橋變換器為主電路，來實現超前橋臂的零電壓開關以及滯后橋臂的零電流開關?？刂齐娐芬訳C3875為主要控制芯片，來實現移相控制方式，并最終到達軟開關目的。該變換器的輸入電壓為450V直流,輸出電壓為24V直流。本文通過對ZVZCS移相全橋DC/DC變換器的分析研究，改良了傳統(tǒng)的主

4、電路拓撲，優(yōu)化了電路系統(tǒng)參數，完善了電路控制方案，通過理論分析與模擬仿真，設計并制作了改變換器的試驗樣機，并驗證了其工作原理和性能特點。論文以全橋變換器作為主電路拓撲。全橋電路拓撲結構簡單，控制容易，廣泛應用于高質量要求及大功率場合。眾所周知，功率密度的提高意味著開關頻率的提高，隨之而來的是開關管的損耗，這便要求在工作工程中能夠實現開關管的軟開關。論文在傳統(tǒng)通過在變壓器副邊參加一個電容Cc和兩個二極管Dc，Dh組成的簡單輔助電路，使得超前橋臂實現了ZVS,滯后橋臂實現了ZCS，而且對副邊整流橋進行鉗位，降低了開關管的開關損耗和電路中的環(huán)流損耗，從而大大提高了變換器的工作效率。為了使該變換器具有

5、良好的穩(wěn)態(tài)性能，變換器采用電壓閉環(huán)控制。并通過UC3875芯片實現了輸出過電流保護和輸入欠電壓保護。論文通過理論分析，設計了該變換器的主電路拓撲，控制電路，保護電路及反應電路的各項參數，最終對該變換器通過PSIM軟件進行模擬仿真，并給出了實驗結果。關鍵詞DC/DC變換器；移相全橋；軟開關；諧振；AbstractThis paper studied a new kind of ZVZCS PWM DC/DC full bridge converter. The converter is given priority to with full bridge converter circuit, t

6、o realize the advanced bridge arm zero voltage switch and zero current switch lag bridge arm. Control circuit UC3875 as the main control chip, to achieve phase-shifting control mode, and ultimately achieve soft switch. The converter input voltage is 450 VDC, the output voltage is 24 VDC. This articl

7、e through to the ZVZCS phase-shift full bridge DC/DC converter of analysis and research, improved the traditional main circuit topology, circuit system parameter was optimized and improved the circuit control system, through the theoretical analysis and simulation, the design and construction of the

8、 converter instead of experimental prototype, and verify its working principle and performance characteristics.Papers to the full bridge converter as the main circuit topology. The whole bridge circuit topology structure is simple, easy control, are widely used in high quality requirement and high p

9、ower occasion. As is known to all, the improvement of power density means the improvement of switching frequency, followed by the wastage of the switch tube, this requirement can be achieved in the engineering work of the switch tube soft switch. Papers in traditional by joining at the edge of the t

10、ransformer, vice a Dc capacitor Cc and two diodes, Dh consisting of a simple auxiliary circuit, makes the bridge arm realizes ZVS in advance, the lag bridge arm realized ZCS, and vice side of rectifier bridge for clamping, reduce the loss of the switch of the switch tube and circulation loss in the

11、circuit, thus greatly improving the work efficiency of the converterIn order to make the converter have a good steady-state performance, voltage converter adopts closed loop control. And through U3875 chip to achieve the output over current protection and input under voltage protection .Based on the

12、oretical analysis, this paper designs the main circuit of the converter topology, control circuit, protection circuit and feedback circuit parameters, finally using the psim simulation to the converter, and gave the experimental results.Key words DC/DC converter; Phase-shift full bridge; zero-voltag

13、e switching; ZCS; Soft switch; Resonance; UC3875 chip目錄 TOC o 1-3 h z u HYPERLINK l _Toc422309345 摘要 PAGEREF _Toc422309345 h I HYPERLINK l _Toc422309346 Abstract PAGEREF _Toc422309346 h II HYPERLINK l _Toc422309347 第1章緒論 PAGEREF _Toc422309347 h 1 HYPERLINK l _Toc422309348 1.1課題背景及意義 PAGEREF _Toc4223

14、09348 h 1 HYPERLINK l _Toc422309349 1.2國內外DC/DC變換器技術的開展歷程 PAGEREF _Toc422309349 h 2 HYPERLINK l _Toc422309350 1.3課題方案選擇與設計 PAGEREF _Toc422309350 h 3 HYPERLINK l _Toc422309351 主電路拓撲的選擇 PAGEREF _Toc422309351 h 3 HYPERLINK l _Toc422309352 控制方式的選擇 PAGEREF _Toc422309352 h 3 HYPERLINK l _Toc422309353 1.4課

15、題的主要研究工作 PAGEREF _Toc422309353 h 3 HYPERLINK l _Toc422309354 第2章移相全橋ZVZCS變換器 PAGEREF _Toc422309354 h 5 HYPERLINK l _Toc422309355 2.1常規(guī)全橋電路工作分析 PAGEREF _Toc422309355 h 5 HYPERLINK l _Toc422309356 2.2ZVZCS變換器工作特點與變換器性能分析 PAGEREF _Toc422309356 h 6 HYPERLINK l _Toc422309357 主電路拓撲 PAGEREF _Toc422309357 h

16、 6 HYPERLINK l _Toc422309358 工作狀態(tài)分析 PAGEREF _Toc422309358 h 7 HYPERLINK l _Toc422309359 2.3變換器軟開關實現的條件 PAGEREF _Toc422309359 h 13 HYPERLINK l _Toc422309360 第3章電路參數設計 PAGEREF _Toc422309360 h 15 HYPERLINK l _Toc422309361 3.1主電路拓撲設計 PAGEREF _Toc422309361 h 15 HYPERLINK l _Toc422309362 逆變全橋局部 PAGEREF _T

17、oc422309362 h 15 HYPERLINK l _Toc422309363 輸入電感大小 PAGEREF _Toc422309363 h 15 HYPERLINK l _Toc422309364 變壓器隔離局部 PAGEREF _Toc422309364 h 16 HYPERLINK l _Toc422309365 整流橋局部 PAGEREF _Toc422309365 h 16 HYPERLINK l _Toc422309366 輸出濾波電感的選取 PAGEREF _Toc422309366 h 17 HYPERLINK l _Toc422309367 輸出濾波電容的選取 PAGE

18、REF _Toc422309367 h 18 HYPERLINK l _Toc422309368 3.2輔助電路拓撲設計 PAGEREF _Toc422309368 h 18 HYPERLINK l _Toc422309369 鉗位電容的選取 PAGEREF _Toc422309369 h 18 HYPERLINK l _Toc422309370 二極管DcDh選擇 PAGEREF _Toc422309370 h 19 HYPERLINK l _Toc422309371 3.3控制電路分析 PAGEREF _Toc422309371 h 19 HYPERLINK l _Toc422309372

19、 3.4檢測電路 PAGEREF _Toc422309372 h 23 HYPERLINK l _Toc422309373 電流檢測電路 PAGEREF _Toc422309373 h 23 HYPERLINK l _Toc422309374 電壓檢測電路 PAGEREF _Toc422309374 h 23 HYPERLINK l _Toc422309375 第4章電路仿真及分析 PAGEREF _Toc422309375 h 26 HYPERLINK l _Toc422309376 4.1PSIM9.0簡介 PAGEREF _Toc422309376 h 26 HYPERLINK l _T

20、oc422309377 4.2仿真模型的建立 PAGEREF _Toc422309377 h 26 HYPERLINK l _Toc422309378 主電路模型建立 PAGEREF _Toc422309378 h 27 HYPERLINK l _Toc422309379 移相PWM脈沖的生成 PAGEREF _Toc422309379 h 27 HYPERLINK l _Toc422309380 反應電路構成閉環(huán) PAGEREF _Toc422309380 h 28 HYPERLINK l _Toc422309381 4.3仿真結果及其分析 PAGEREF _Toc422309381 h 2

21、9 HYPERLINK l _Toc422309382 電路各工作模式仿真 PAGEREF _Toc422309382 h 31 HYPERLINK l _Toc422309383 超前橋臂零電壓開關的實現 PAGEREF _Toc422309383 h 33 HYPERLINK l _Toc422309384 滯后橋臂零電流開關的實現 PAGEREF _Toc422309384 h 34 HYPERLINK l _Toc422309385 4.4系統(tǒng)整體分析 PAGEREF _Toc422309385 h 35 HYPERLINK l _Toc422309386 結論 PAGEREF _To

22、c422309386 h 36 HYPERLINK l _Toc422309387 致謝 PAGEREF _Toc422309387 h 37 HYPERLINK l _Toc422309388 參考文獻 PAGEREF _Toc422309388 h 38 HYPERLINK l _Toc422309389 附錄1 PAGEREF _Toc422309389 h 39 HYPERLINK l _Toc422309390 附錄2 PAGEREF _Toc422309390 h 46第1章緒論1.1課題背景及意義直流-直流變換器(DC/DC)變換器作為電力電子電能變換技術的一個重要研究方向,越來

23、越受到世界各國的重視。它可以將輸入的直流電壓經過高頻逆變后，再通過整流和濾波環(huán)節(jié)，轉換成所需要的直流電壓。DC/DC變換器廣泛應用于遠程及數據通訊、計算機、辦公自動化設備、工業(yè)儀器儀表、軍事、航天等領域，涉及到國民經濟的各行各業(yè)。隨著開關電源技術的日益開展，實際生產生活對直流變換器的要求也越來越高。這便要求變化器擁有較高的效率和較大的功率密度。高頻化是開關電源技術的重要開展方向之一。大功率場效應管MOS管和功率絕緣柵晶體管IGBT管在中大功率場合中的廣泛應用，使開關電源的工作頻率越來越高，但是由于功率器件的開關損耗與其開關頻率成正比，即開關頻率越高，開關損耗就越大，電路效率也會越低，并且隨著開

24、關頻率的提高，電路中的di/dt和dv/dt也會越來越高，由此電路所產生的電磁干擾也會越來越強，最終會影響系統(tǒng)控制和驅動的穩(wěn)定性，因此我們必須想方法減小開關損耗，軟開關技術因此孕育而生。由于移相全橋ZVZCS變換器能夠實現超前臂的零電壓開關和滯后臂的零電流開關,可以減小功率損耗,從而開展成為中大功率DC/DC變換器的主流。ZVZCS方案可以解決傳統(tǒng)變換器方案的故有缺陷，即可以大幅度降低電路內部的循環(huán)能量，提高變換器效率，減小副邊占空比喪失，提高最大占空比，而且其最大軟開關范圍不受輸入電壓和負載的影響。本論文正是針對如何有效提高直流變換器開關管效率這一背景提出來的。1.2國內外DC/DC變換器技

25、術的開展歷程在大容量化和高頻化方面，國內外對DC/DC變換器的研究均取得了喜的開展。DC/DC變換器中軟開關技術的普遍應用，已經逐漸取代傳統(tǒng)的硬開關技術。最初的軟開關技術是在電路中增加有源或無源的緩沖網絡，然后出現了諧振軟開關變換器，既包括傳統(tǒng)的串聯諧振變換器(SRC)和并聯諧振變換器(PRC)，又有準諧振變換器(QRC)和多諧振變換器(MRC)。準諧振變換器出現在上世紀80年代中期，包括零電流開關準諧振(ZCS QRC)和零電壓開關準諧振(ZVS QRC)。這兩種電路雖然能使主開關管在零電壓或零電流下導通和關斷，但卻需要采用頻率調制技術，給實際應用造成較大不便，并且開關管的電流或電壓應力較大

26、為了消除因頻率調制而造成的不便，IvoBarbi在上世紀90年代提出了ZCS-PWM和ZVS-PWM變換器概念。ZVSPWM和ZCSPWM變換器是PWM電路與QRC的結合，在根本的ZVS和ZCS電路中增加了一個輔助開關。該輔助開關一方面以通過諧振來為主功率管創(chuàng)造零電壓或零電流開關的條件，另一方面還可以阻斷諧振過程，在這段時間中讓主功率開關管按PWM方式工作。因此，ZCS-PWM和ZVS-PWM變換器既有軟開關的特點，又有PWM恒頻占空比調節(jié)的特點。但上述多種軟開關變換器均存在以下欠缺：由于開關管的電流或電壓應力過大，而造成電路損耗的增加；諧振電感和電容因為應力的增大而造成變換器體積的增大；諧振

27、電感串聯在主功率回路中會導致環(huán)流變大進而增加了整體損耗，此外，軟開關的工作條件還極大地依賴輸入電壓和輸出負載的變化，因此電路也很難在一個較寬的范圍內實現軟開關。為了解決以上問題，G. C. Hua在90年代提出了零電壓轉換(ZVT)和零電流轉換(ZCT)的概念。其根本思想是將輔助諧振網絡從主功率通路中移開，與主功率開關管相并聯。在功率器件變換的一段很短的時間見間隔內，使輔助諧振網絡工作，為主功率開關管創(chuàng)造ZVS或ZCS軟開關條件。轉換過程結束后，電路返回常規(guī)PWM工作進程，因此，環(huán)流能量相對于諧振電路即可保持在較小的數值，而且軟開關動作的實現沒有受到輸入電壓和輸出負載變化的影響。當代的諧振技術

28、已經取得了較大開展，其中ZVS和ZCS技術廣泛應用于中功率變換，而零轉換技術那么適用于大功率變換場合。ZVZCS的中心思想就是將PWM控制技術與諧振變換器結合起來，來實現功率開關管的軟開關，是直流直流變換器技術開展的重要方向之一。1.3課題方案選擇與設計主電路拓撲的選擇在大中功率場合，一般采用全橋變換器；本論文所研究的DC/DC變換器是將輸入直流電壓450V變換成24V直流低電壓，輸入輸出差異相對較大，故采用帶有變壓器隔離的DC/DC電路；DC/DC全橋變化電路分為電壓型和電流型兩類電路，器代表分別為BUCK電路和BOOST電路。BUCK電路結構簡單，控制方便，BOOST電路的電感位于輸入側，

29、可用于功率因數校正電路。綜上，本論文采用的是帶有隔離變壓器的BUCK型DC/DC變換器。控制方式的選擇本變換器采用移相全橋脈寬調制技術。移相PWM控制技術是近幾年廣泛應用于中大功率全橋變換器中的一種技術，這種技術實際上是諧振技術與PWM技術的結合。移相全橋軟開關電路不僅降低了電路的開關損耗和開關噪聲,還減少了器件在開關過程中產生的電磁干擾,為變換器裝置提高開關頻率和效率降低尺寸及重量提供了良好的條件。同時，它還保持了傳統(tǒng)的常規(guī)PWM電路的拓撲結構簡單、控制方式方便、開關頻率固定、元器件電壓電流應力小等諸多優(yōu)點。1.4課題的主要研究工作1、450V直流輸入，24V直流輸出。選擇變換器的主電路拓撲

30、；2、移相全橋控制。確定移相PWM控制方案；3、超前橋臂實現ZVS,滯后橋臂實現ZCS。確定輔助電路及其參數；4、仿真軟件進行試驗仿真，給出試驗結果。有輸出過電流保護，輸入欠電壓保護。確定輸出電壓閉環(huán)反應，設計保護電路。第2章移相全橋ZVZCS變換器2.1常規(guī)全橋電路工作分析通過控制四只開關管，在AB兩點得到一個幅值為Vin的交流方波電壓，經過高頻變壓器的隔離和變壓，在變壓器副邊得到一個幅值為Vin/K的交流方波電壓，然后在通過由DR1和DR2構成的輸出整流橋，在CD兩點得到幅值為Vin/K的直流方波電壓。Lf和Cf組成的輸出濾波電路將該直流方波中的高頻分量濾去，在輸出端得到期望輸出的直流電壓

31、。圖2-1全橋逆變主電路移相全橋PWMPhase-Shifted Full Bridge PWM控制方式的根本思想是：電路中的同一橋臂的開關管互補工作，但兩個橋臂之間的相互導通之間相差一個相位移相角。因為Q1和Q3分別先于Q4和Q2導通，所以把Q1和Q3組成的橋臂稱為超前橋臂，Q2和Q4組成的橋臂稱為滯后橋臂。通過調節(jié)此移相角的大小，可以在變壓器副邊得到占空比為D可調的正負半周期對稱的交流方波電壓，從而到達調節(jié)相應的輸出電壓的目的。圖2-2開關管波形及變壓器原副邊電壓2.2ZVZCS變換器工作特點與變換器性能分析主電路拓撲本論文采用ZVZCS PWM移相全橋變換器，利用增加輔助網絡的方法使變壓

32、器原邊電流復位來實現了超前臂的零電壓開關ZVS和滯后臂的零電流開關(ZCS)。該電路拓撲可以看成是由根本Buck電路衍生出來，并且與ZVS FB-PWM電路類似。但是在后面的分析可以看出，它們的電路特性有明顯區(qū)別。這種區(qū)別是由其移相特性和引入的輔助電容形成的。輔助電容不僅可以做到穩(wěn)壓，而且還可以對變壓器原邊電壓進行鉗位。圖2-3全橋ZVZCS變換器主電路拓撲工作狀態(tài)分析變換器在半個工作周期內有七種工作狀態(tài)。在進行狀態(tài)分析前，為了便于計算，我們做出如下假設：1、所有器件都是理想的；;2、C1=C3=Clead，C2=C4=Clad；3、變壓器的變比N=n1/n2，n1為變壓器原邊匝數，n2為變壓

33、器副邊匝數；4、輸出濾波電感Lo很大，因此輸出濾波的電流在工作周期內是常量；5、輸出濾波電容Co很大，因此輸出電壓在整個周期中近似為常數；輔助電容Cc數值比擬小，副邊整流橋電壓可以在開關導通周期內升至諧振峰值；電路的占空比比擬小，Vcc能夠在電路續(xù)流階段下降到零。電路七種工作模式如下列圖所示：模式一t0-t1：圖2-4模式一初始狀態(tài)原邊電流為零，變壓器原邊電流為零。整流二極管全部斷開，CC經過L0和dh為整個負載續(xù)流。此時，Q4導通。該閉合過程因為原邊漏感的存在所以是零電流導通。原邊電流ip線性增加(I1為副邊濾波電感電路)，電容電流iC持續(xù)減小為零。整流橋電壓等于輔助電容電壓VCC。ipt=

34、Vin-nVCLk(t-t0)(2-1)iCt=I1-n(Vin-nVC)Lk(t-t0)(2-2)Vrec=VCC(2-3)到t1時刻，ip到達I1/n。該模式需要的時間為t10=LkIln(Vin-nVc)(2-4)模式二t1-t2：圖2-5模式二t1時刻，dh關斷，dc導通。電容Cc通過dc和C0進行充電。輸入能量經過原邊漏電感，開關管Q1和Q4傳送到輸出端。原邊電流ip和電容電壓VCC及整流橋電壓Vrec的公式如下：ipt=nnVin-Vo-VCC(t)Zasint+Iln(2-5)VCCt=nVs-V0-nVS-V0-VCCt1cost(2-6)Vrect=VCCt+V0(2-7)上

35、式中，=1n2LkCC。模式三t2-t3：圖2-6模式三Dc斷開。整流橋電壓回落到nVs。這時候，原邊電流近似為恒定值，能量依然從輸入端傳遞到輸出端。該模式下的公式如下：ipt=Il/n(2-8)Vrect=Vin/n(2-9)t23=DT2-LkIlnVin(2-10)D為原邊電路占空比，T為整個工作周期，T/2為半個工作周期。模式四t3-t4圖2-7模式四Q1斷開，因為電感電流不突變，所以電流ip從Q1中轉移到C1和C3上，即原邊漏感Lk和C1 C3發(fā)生諧振，C1進行充電，而C3發(fā)生放電。因為C1的存在，所以Q1是零電壓關斷。在該過程中，原邊漏感Lk與輸出濾波電感L0相當于串聯，所以變壓器

36、原邊電壓和副邊電壓以同樣的速率線性下降，直到副邊電壓降到輔助電容電壓Vcc。Vabt=Vin-nIlC1+C3t(2-11)VC1t+VC3t=Vin(2-12)VC1t=ip(t)2Cleadt(2-13)iC1t-iC3t=ip(t)(2-14)Vrect=Vinn-Il(t-t30)n2(C1+C3)(2-15)t=n2(C1+C3)(2U0-Vinn)Il(2-16)在該模式中，可做如下近似：輸出濾波數值比擬大，而且副邊電流相對于原邊電流的下降速率很小，又C1和C3的充電放電時間很短，在這么短的時間內，原邊電流可以認為恒定不變，即ip(t)=Ip。電容C1兩端電壓線性上升，同時，電容C

37、3兩端電壓線性下降，二者斜率均為Ip/2Clead，斜率與負載的大小成正比，與Clead的大小成反比。模式五t4-t5圖2-8模式五當整流橋電壓Vrec降至為鉗位電壓Vcc時，二極管dh導通并且Cc為整流橋提供電壓。Cc的存在使得變壓器副邊電壓的下降速度小于原邊，導致電位差并產生感應電動勢作用在Lk上，從而加快了C3的放電速度，為S3的零電壓開通提供了一定條件。事實上，該模式的時間極短，因此電流下降時間根本按由t3到t5處理。t35=2VinCleadIp(2-17)模式六t5-t6圖2-9模式六C3放電完全電壓降為零，D3導通，此時開通S3，由于較大的原邊電流和Lk，D3仍處于導通狀態(tài)，所以

38、S3是零電壓開通。S3與S1之間的死區(qū)時間tdt35。變壓器的原邊電壓Vab為零，副邊的反射電壓加到漏感上使得原邊電流迅速下降。Cc提供負載電流。此模式結束后，原邊電流降為零。ip=IlnnVCCLkt(2-18)模式七t6-t7圖2-7模式七t6時刻，原邊電流復位為零，Cc經過dh進行續(xù)流，續(xù)流期間關斷S4，S4為零電流關斷。此外，整流橋電壓被Vcc鉗位。經過一段較小延時后，鉗位電容Cc的電壓降為零，負載電流通過整流橋的四個二極管繼續(xù)續(xù)流，于t7時刻開通S2，由于原邊漏感Lk的存在，原邊電流ip線性增加，故S2為零電流開通。t67=2CC(VinnU0)Il(2-19)至此，前半個工作周期t

39、0-t7結束，后半個工作周期與之類似。2.3變換器軟開關實現的條件ZVZCS混合了超前橋臂開關的ZVS和滯后橋臂開關的ZCS。超前橋臂開關的ZVS的實現方式與常規(guī)ZVS全橋PWM變換器是類似的。而滯后橋臂開關的ZCS那么是由在續(xù)流期間復位原邊電流實現的。1、超前橋臂實現零電壓開關的條件超前橋臂的零電壓開關是在自身并聯的結電容充放電條件完成的，因此，其條件有如下兩個：、諧振電路本身應該能保證開關管并聯電容通過諧振可以完全放電。、驅動信號必須在開關管的并聯電容完全放電兩端電壓降為零后給出。即同一橋臂的兩個開關管的的死區(qū)時間應該大于并聯電容的充放電時間。2、滯后橋臂實現零電流開關的條件滯后橋臂開關管

40、的Q2和Q4的零電流開關條件是通過原邊漏感和副邊的鉗位電容Cc的諧振，使原邊電流最終諧振到零實現的。因此，如果電路滿足了零電流關斷條件，那么自然滿足零電流開通條件。零電流開關條件同零電壓條件一樣也是兩個方面：、諧振電路本身應該能保證原邊電流ip通過諧振可以下降為零。、Q2和Q4的驅動信號應該在原邊電流降為零之后給出。由知道，電路的實際占空比受到了一定的限制，因此輔助電容該盡可能小來實現最大占空比。本章主要分析了副邊采用輔助鉗位電容的ZVZVS FB-PWM變換器的工作原理，其中不僅有開關管的具體工作狀況，更重要的是對相關元器件電容、電感、二極管的工作方式進行了仔細研究，并對電路拓撲的各個階段的

41、工作模式轉換進行了深入的分析。第3章電路參數設計參數設計環(huán)節(jié)對整個系統(tǒng)的設計起著舉足輕重的作用，參數設計精確，器件選擇合理，不僅大大提高了研發(fā)設計的效率，更是優(yōu)化了系統(tǒng)，減少不必要的麻煩。本變換器由主電路，輔助電路，控制電路構成。其中主電路又包括逆變全橋、隔離變壓器、輸出整流橋三局部；輔助電路包括鉗位電容、小二極管兩局部；控制電路包括控制芯片及其外圍電路。3.1主電路拓撲設計在電器設備或電力系統(tǒng)中.直接承當電能的交換或控制任務的電路稱為主電路。本變換器的主電路包括逆變全橋、高頻變壓器和輸出整流濾波局部。3.1.1逆變全橋局部逆變全橋電路接受來自控制電路和驅動電路的驅動信號，產生高頻交流方波電壓

42、輸送到隔離高頻變壓器。逆變全橋電路由四只相同的絕緣柵雙極型晶體管IGBT組成。IGBTInsulated Gate BipolarTransistor，絕緣柵雙極型晶體管，是由BJT雙極型三極管和MOS絕緣柵型場效應管組成的復合全控型電壓驅動式功率半導體器件，兼有MOSFET的高輸入阻抗和GTR的低導通壓降兩方面的優(yōu)點。其中有兩個電容C1和C3與開關S1和S3相并聯，作為小型緩沖電路，以保證超前橋臂的零電壓開關。開關S2和S4作為滯后橋臂，兩端沒有并聯電容，只是與S1和S3一樣，并聯了續(xù)流二極管。3.1.2輸入電感大小逆變全橋采用絕緣柵雙極性晶體管IGBT功率管。輸入濾波電感Lk與電容構成諧振

43、電路，可以保證原邊電流的穩(wěn)定不變，此外，L k還用來幫助實現開關管的零電壓開關，它只是在功率管的開關過程中處于線性狀態(tài)，其他時間卻處于飽和狀態(tài)，這樣不僅可以減小副邊占空比的喪失，還可以使原邊占空比的利用率提高。在該變換器中，原邊的最大電流為ip=il/n，選擇其1.5倍的裕量，最終確定輸入電感大小為Lk=15uh。3.1.3變壓器隔離局部高頻變壓器T起著隔離和降壓的作用。為了提高變壓器的利用率，其原邊與副邊的匝數比應該盡可能取得大一些，這樣在功率幾乎不變的情況下，減少開關管的通態(tài)電流，降低整流橋二極管的反向電壓，從而減小器件損耗進而降低本錢，提高整個系統(tǒng)的效率極其工作可靠性。本論文輸入直流電壓

44、450V，允許最低輸入電壓440V，且原邊效率1為0.9。移相全橋控制設計中存有副邊占空比喪失的現象，在額定負載的情況下，選擇副邊效率2為0.9，那么變壓器的副邊最低電壓為V2=U0/2=24/0.9=26.7V，所以原副邊匝數比N為：n=VinVS=Vin0.95Vo+2VD+VLf0.9=15(3-1)3.1.4整流橋局部變壓器副邊輸出采用全橋整流，可以減少整流電路的損耗，D1D4為四個快恢復二極管，其通態(tài)壓降。1、額定電壓整流管承受的最大反向電壓為變壓器副邊電壓幅值： 在整流管開關工作時，變壓器副邊自身存在的漏感值會與整流管的結電容發(fā)生震蕩作用，所以整流管實際承受的反相耐壓值應該是29V

45、的兩倍以上。因此，考慮兩倍的平安裕量，可以選用耐壓值為292=58V以上的整流管。2、額定電流在一個工作周期里，全橋整流電路的工作分為兩種情況：當變壓器副邊電壓不為零時，整流橋的對角兩個整流管導通工作；當變壓器副邊沒有電壓時，四個整流管同時導通，這時，可以認為流過它們的電流近似相等，即都是負載電流的1/4。那么可近似計算整流管的額定電流Id：Id=Il2DS+14Il2(1-DS)42(3-2)Il為負載電流，Il=P/U0=6A。Ds為副邊占空比，取值0.85。根據上式可計算出Id=6.5A。此外，基于本變換器的開關工作頻率為20K赫茲，輸出整流二極管應該選擇外延性快恢復二極管。綜上，選擇D

46、ESI 60-12A。輸出濾波電感的選取由經驗算法可知，電路中一般選擇輸出濾波電感電流的脈動為最大輸出電流的20。即當輸出電流在0.5倍的脈動值時，輸出濾波電感的電流仍然應該保持連續(xù)狀態(tài)。綜上，本變換器的輸出濾波電感的電流脈動值為1.2A。所以，輸出濾波電感Lf大小計算為：Lf=U022fsIlmin1-U0Vinn-Vlf-2Vd(3-3)輸出濾波電感Lf=Vo2(2fs)Io1-VoVinn-Vlf-2Vd=73H因為輸入電壓可能存在波動，當輸入電壓為450V時，Lf取得最大值73UH。綜上所述，在實際中，輸出濾波電感選擇PC40EE100UH。輸出濾波電容的選取在變壓器副邊輸出的直流電壓

47、中，含有一定的高頻紋波分量。選取相應的濾波電容就是為了滿足輸出紋波的要求。如果要求V0.5V，那么輸出電容的計算公式：Cf=U08Lf(2fs)2V1-U0Vinn-Vlf-2Vd100=730F(3-4)輸出濾波電容Cf=V08Lf(2fs)2V1-V0Vinn-Vlf-2Vd100=750F3.2輔助電路拓撲設計鉗位電容的選取由上文分析可知，本變換器的新穎之處在于其變壓器副邊加有一輔助網絡。其中，輔助鉗位定容起到了重要作用。如果在電流續(xù)流期間，電容電壓VCc下降為零，負載電流就會通過整流二極管進行續(xù)流，這樣在下一個工作周期開始時，會導致整流二極管因為反向恢復引起了極大的電流沖擊，為了防止該

48、情況的出現，電容應滿足CCLkIl24(Vin-nU0)(3-5)由上式可確定電容Cc的最小值，Cc越大，Vc的電壓脈動越小，整流二極管的電壓應力減小，Cc越大，會使得電流ip多的下降速率變小，電路的最大占空比也會變小。因此，應該選擇一個適宜的電容數值，在實際實踐中，一般選用最小值的24倍。輔助鉗位電容CC=0.47F；輸出功率P=U2R=144W，負載R=4。二極管DcDh選擇與輸出整流橋二極管工作情況類似，輔助電路中的二極管的額定電壓與額定電流數值根本不變，因此，二極管Dc Dh的型號與輸出整流橋二極管一樣，均為DESI 60-12A。該二極管是大電流快恢復二極管，有著很強的工業(yè)使用價值。

49、在該變換器中，合理分析選擇該型號的二極管對電路工作起著重要的作用。3.3控制電路分析該變換器的控制電路采用控制芯片UC3875，通過輸出電壓的反應進行對功率管占空比的調節(jié)，進而改變輸出電壓的大小。為了保證變換器的穩(wěn)定性與抗干擾性，該論文采用了電壓環(huán)控制模式。電壓調節(jié)器利用UC3875內部的誤差放大器。輸入電壓經過分壓電阻R1進行分壓后經過傳遞電阻R2送至誤差放大器的反相端，5V基準電壓經過R4與R5分壓后，得到3V電壓送達放大器的同相端，作為電壓給定信號。R8和C1跨接在反相端與輸出端作為補償網絡，構成比例積分PI調節(jié)器，為了提高調節(jié)器的性能，在R8和C2上并聯了R9。調節(jié)Rv1可以調節(jié)輸出電

50、壓反應系數，進而調節(jié)輸出電壓大小。UC3875的簡單介紹美國Unitrode公司針對全橋移相控制方案開發(fā)了移相控制芯片UC3875，它有4個獨立的輸出驅動端可以直接驅動四只功率開關管，見下列圖，其中OUTA與OUTB信號相反，OUTC和OUTD信號相反，而OUTC和OUTD相對于OUTA和OUTB存在的信號差是可調的，也就是通過調節(jié)的大小來控制PWM輸出。圖3-1UC3875芯片UC3875的開通門檻電壓為10.75V，關閉門檻電壓為9.25V；能輸出0-1的占空比；可以通過外圍電路的電阻電容來設置死區(qū)時間；UC3875的工作頻率可高達1M赫茲；可以輸出四個驅動能力到2安培的圖騰柱式驅動波形；

51、自帶有軟啟動功能；內部有10MHZ的誤差放大器，且該芯片配有5的基準電壓。UC3875的管腳功能如下：管腳1可提供一個精確的5V基準電壓Vref，為外部電路可以提供其到達60mA左右的電流。當Vin較小時，芯片進入欠壓鎖定狀態(tài)，Vref消失。直到Vref到達4.75V以上時才能脫離欠壓鎖定狀態(tài)。管腳2為電壓反應增益控制端，作為誤差放大器的輸出端，該誤差放大器實際上是一個運算放大器，當放大器的輸出電壓小于1V時可以實現180相移，使電路模塊輸出電壓為零。管腳3 E/A-為誤差放大器的反相輸入端，在平均電流模式中，分壓電阻可以檢測到輸出電源電壓，即該管腳接接測到的平均電流反應信號。管腳4 E/A(

52、+) 為誤差放大器的同相輸入端，該腳接電壓外環(huán)調節(jié)器的輸出誤差電壓。 管腳5 C/S(+) 為電流檢測端，內部是一個電流誤差放大器，承當比擬器的作用。該腳為比擬器的同相輸入端，其基準設定為內部基準2.5V由Vref分壓實現。當該腳的參考電壓到達或超過2.5V時電流故障動作，關閉輸出，復位軟起動。實際上，也可以把該端口用作為一個故障保護電路，例如輸出過電壓、輸出欠電壓、輸入過電壓、輸入欠電壓等。當這些故障發(fā)生時，通過一定的電路轉換成高于2.5V的電壓，接到C/S端，就能夠對電路實現保護了。管腳6 為軟起動端，軟啟動端在芯片內部和誤差放大器的輸出連接。當輸入電壓Vin等于或小于欠壓鎖定值10.75

53、V時，該腳保持低電平；當Vin正常時，該腳通過內部9A電流源給外界電容充電上升到4.8V，如果出現電流故障時該腳電壓從4.8V下降至0V，改變電容容值，就可以改變軟啟動的時間，此腳可實現過電壓保護。管腳7、15為輸出延時控制端，通過改變該腳到地之間并聯的電容和電阻來設置死區(qū)時間，加于同一橋臂兩管驅動脈沖之間，以實現兩管零電壓開通時的瞬態(tài)時間，兩個半橋死區(qū)可單獨提供以滿足不同的瞬態(tài)時間。其中管腳15用來設置A-B延時，管腳7用來設置C-D延時。管腳14、13、9、8為OUTAOUTD四個輸出端，用于驅動全橋變換器的四個開關管。該腳可以實現2A的圖騰柱輸出，其中 A B接滯后橋臂，C D接超前橋臂

54、。每個端口的輸出波形的占空比都是50，可以直接驅動開關管獲經過隔離變壓器來驅動開關管。管腳10Vc為電源電壓端，該腳給輸出驅動級和輔助偏置電路提供電源，Vcc高于3V就可以正常工作，最正確為超過12V。此腳必須接一旁路電容由一個低的等效串聯電阻ESR和等效串聯電感ESL組成到電源地。管腳11為芯片供電電源端，該腳給芯片內部數字、模擬電路局部提供電源，接于12V穩(wěn)壓電源。為使芯片正常的工作，當該腳電壓低于欠壓鎖定值10.75V時就會停止工作。此腳必須接一旁路電容到信號地，當電源輸入電壓超過欠壓鎖定值時，電源電流Iin會從100A激增到20mA。但是如果接一旁路電容，它就可以很快脫離欠壓鎖定狀態(tài)。

55、 管腳12為電源地端。與其它相關的電阻電容網絡相并聯，電源地和信號地的其中一點接地來降低噪聲和直流降落。管腳16為頻率設置端，該腳與地GND之間可以通過一個電阻和電容形成一個高速振蕩器，通過該變電阻和電容設置振蕩頻率即開關管的開關頻率，具體計算公式為：f=4/RFCf。管腳17為時鐘/同步端，作為輸出，它可以提供時鐘信號；作為輸入，該腳又可以提供一個同步點。最簡單的用法就是：當多個具有不同振蕩頻率的UC3875可通過連接其同步端，使它們同步工作于其中的最高頻率。該腳也可使芯片同步工作于外部時鐘頻率，但是外部時鐘頻率應該大于芯片內部的時鐘頻率。管腳18為斜率設置腳Slope，該腳與Vx工作電源V

56、in或者5V基準電壓之間接一個電阻Rslope，將產生一個恒定電流Vx/Rslope以形成鋸齒波，如果連接這個電阻到輸入電壓那么會提供電壓反應。管腳19為鋸齒波端Ramp，該腳是PWM比擬器的一個輸入端，PWM比擬器的另一個輸入端與誤差放大器的輸出端相連接Ramp端可通過一個電容Cramp連接到地，這就決定了鋸齒波的斜率：dvdt=VS/RSCr。選定了Rs與Cr，就決定了鋸齒波的幅值，蛇黨的選擇它們的值，就可以使誤差放大器的輸出電壓不超過鋸齒波的幅值。如果Vx接整流后直流電壓的采樣電壓，就可以實現電路的輸入電壓前饋。管腳20為信號地端，GND是所有電壓的參考基準。頻率設置端的振蕩電容(Cf)

57、，基準電壓Vref端的旁路電容和Vin的旁路電容以及Ramp端斜波電容(Cr)都應就近可靠地接于信號地端。由上述UC3875的各個引腳功能分析，可以知道，該芯片它主要包括以下九個方面的功能：工作電源、基準電源、振蕩器、鋸齒波、誤差放大器和軟啟動、移相控制信號發(fā)生電路、死區(qū)時間設置、信號輸出級。芯片外圍電路的設置1、頻率設置本變換器的開關頻率設定為20KHZ，周期為50us，Cc=0.01uF，R=22K2、鋸齒波幅值和斜率設置較高的鋸齒波幅值有利于對干擾信號的抑制，但是，幅值過高又會限制最大占空比。因此應該設置具有合理幅值與頻率的鋸齒波。3、死區(qū)時間設置為了防止同一橋臂的兩個開關管同時開通，由

58、于短路燒壞開關管，保證逆變橋的正常工作，同一橋臂的兩個驅動信號需要設置死區(qū)時間。本變換器的死區(qū)時間設定為2.5us。死區(qū)設定電阻R7和R8決定死區(qū)時間。由計算公式得：R=2Td62.50.01=80K。3.4檢測電路電流檢測電路檢測電流的方法有很多種，最簡單的是采用電阻檢測方法，即在需要電流檢測的回路中串聯一個較小的電阻，檢測電阻上的電壓降就可以計算出所需檢測的電流。但是這種方法的缺乏是電阻上有一定的損耗而且沒有電的隔離。比擬精確且兼有電隔離的檢測方法是使用霍爾元件，霍爾元件其實就是磁傳感器，電流通過導體時會產生相應的磁場，通過檢測磁場的強度就可以計算出被測導體的電流或電壓大小。測量電流時，只

59、需將載流導體穿過中間的孔即可，操作簡單，原理清楚。電壓檢測電路同電流檢測電路一樣，本論文使用的檢測方法也是使用霍爾元件進行檢測。檢測得到的電壓電流信號經過反應至功率管驅動端，通過調節(jié)占空比的大小進而調節(jié)輸出電壓的大小，構成自動調節(jié)系統(tǒng)。3.5保護電路為了防止輸出電流超過額定電流，系統(tǒng)應該設置輸出限流電路。此外，電路還應該設置輸入欠電壓保護。電流與電壓兩個誤差信號可以通過邏輯門進行輸出調整，最后與電流端C/S(+)連接，實現保護功能。原理如下圖：3-2保護電路當輸入欠電壓時，比擬器輸出高電平。電壓比擬與電流比擬的輸出經過4011的運算后，成為“或的關系，即只要有一種故障發(fā)生，得到的故障信號(R1

60、31和R132的連接點)就為4V電壓，通過二極管接到UC3875的電流檢測端C/S+，這樣就會使UC3875的全部輸出關閉。3.6驅動電路IR2110是一種高壓高速功率功率管驅動器，它有獨立的高端和低端輸出驅動通道，本變換器中使用兩片IR2110來驅動全橋的四個開關管。它兼有光耦隔離(體積小)和電磁隔離(速度快)的優(yōu)點，是中小功率變換裝置中驅動器件的首選品種。3-3IR2110根本框圖第4章電路仿真及分析對系統(tǒng)進行模擬仿真是研究的一個重要環(huán)節(jié)，其目的在于：在進行實物實驗之前，先搭建一個模擬的實驗環(huán)境，對所需的實驗結果進行一個模擬發(fā)生，從而減小設計研發(fā)的盲目性，提高科研效率。本論文通過PSIM9