現(xiàn)代數(shù)字調制解調技術學習教案

1、會計學1第一頁，共137頁。附附.1 正交振幅調制正交振幅調制(QAM) 在現(xiàn)代通信中，提高頻譜利用率一直是人們關注在現(xiàn)代通信中，提高頻譜利用率一直是人們關注的焦點之一。正交振幅調制的焦點之一。正交振幅調制QAM(Quadrature Amplitude Modulation)就是一種頻譜利用率很高的調就是一種頻譜利用率很高的調制方式，其在中、大容量數(shù)字微波通信系統(tǒng)制方式，其在中、大容量數(shù)字微波通信系統(tǒng)(xtng)、有線電視網(wǎng)絡高速數(shù)據(jù)傳輸、衛(wèi)星通信系統(tǒng)有線電視網(wǎng)絡高速數(shù)據(jù)傳輸、衛(wèi)星通信系統(tǒng)(xtng)等等領域得到了廣泛應用。在移動通信中，隨著微蜂窩和領域得到了廣泛應用。在移動通信中，隨著微蜂

2、窩和微微蜂窩的出現(xiàn)，使得信道傳輸特性發(fā)生了很大變化。微微蜂窩的出現(xiàn)，使得信道傳輸特性發(fā)生了很大變化。過去在傳統(tǒng)蜂窩系統(tǒng)過去在傳統(tǒng)蜂窩系統(tǒng)(xtng)中不能應用的正交振幅調中不能應用的正交振幅調制也引起人們的重視。制也引起人們的重視。第1頁/共136頁第二頁，共137頁。附附.1.1MQAM調制原理調制原理 正交振幅正交振幅(zhnf)調制是用兩個獨立的基帶數(shù)字信號調制是用兩個獨立的基帶數(shù)字信號對兩個相互正交的同頻載波進行抑制載波的雙邊帶調制，對兩個相互正交的同頻載波進行抑制載波的雙邊帶調制，利用這種已調信號在同一帶寬內頻譜正交的性質來實現(xiàn)兩利用這種已調信號在同一帶寬內頻譜正交的性質來實現(xiàn)兩路并

3、行的數(shù)字信息傳輸。路并行的數(shù)字信息傳輸。nncSnMQAMtnTtgAts)cos()()(式中，An是基帶信號幅度，g(t-nTs)是寬度為Ts的單個基帶信號波形。式(附.1 - 1)還可以變換(binhun)為正交表示形式: 正交振幅調制信號的一般(ybn)表示式為(附.1 - 1)第2頁/共136頁第三頁，共137頁。tnTtgAtnTtgAtscnSnncnSnnMQAMsinsin)(coscos)()(令(附.1 - 2)AdAYAcAXnnnnnnnnsincos則ttYttXtnTtgYtnTtgXtscccSnncSnnMQAMsin)(cos)(sin)(cos)()(附.

4、1 - 3)第3頁/共136頁第四頁，共137頁。 QAM信號調制原理圖如圖 9 - 1 所示。為了抑制已調信號的帶外輻射，該L電平(din pn)的基帶信號還要經(jīng)過預調制低通濾波器。 圖9-1 QAM信號(xnho)調制原理圖2到 L電平變換2到 L電平變換預調制LPF預調制LPF串 / 并變換costsintAmBmy(t)已調信號輸出第4頁/共136頁第五頁，共137頁。 信號矢量端點的分布圖稱為星座圖。通常，可以用星座圖來描述(mio sh)QAM信號的信號空間分布狀態(tài)。 圖 9- 216QAM的星座(xngzu)圖 (a) 方型16QAM星座(xngzu)； (b) 星型16QAM星

5、座(xngzu)(2.61,0)(4.61,0)(2.61,0)(4.61,0)(0,2.61)(0,4.61)(0,4.61)(0,2.61)(3,3)(3,1)(3,1)(3,3)(3,3)(3,1)(3,3)(1,1) (1,1)(a)(b)第5頁/共136頁第六頁，共137頁。若信號點之間的最小距離為若信號點之間的最小距離為2A，且所有信號點等概率出，且所有信號點等概率出現(xiàn)，則平均現(xiàn)，則平均(pngjn)發(fā)射信號功率為發(fā)射信號功率為MnnnsdcMAP1222)(附.1 - 5)對于(duy)方型16QAM，信號平均功率為22122210)18410824(16)(AAdcMAPMnn

6、ns對于(duy)星型16QAM，信號平均功率為 2222122203.14)61. 4861. 24(16)(AAdcMAPMnnns第6頁/共136頁第七頁，共137頁。 兩者功率相差1.4dB。另外，兩者的星座結構也有重要的差別(chbi)。一是星型16QAM只有兩個振幅值，而方型16QAM有三種振幅值；二是星型16QAM只有8種相位值，而方型16QAM有12種相位值。這兩點使得在衰落信道中，星型16QAM比方型16QAM更具有吸引力。M=4, 16, 32, , 256時MQAM信號的星座圖如圖 9 - 3 所示。若已調信號的最大幅度為1，則MPSK信號星座圖上信號點間的最小距離為Md

7、MPSKsin2(附.1 - 6)第7頁/共136頁第八頁，共137頁。而MQAM信號(xnho)矩形星座圖上信號(xnho)點間的最小距離為1212MLdMQAM(附.1 - 7) 式中，L為星座圖上信號點在水平軸和垂直軸上投影的電平數(shù)，M=L2。由式(附.1 - 6)和(附.1 - 7)可以(ky)看出，當M=4時，d4PSK=d4QAM，實際上，4PSK和4QAM的星座圖相同。當M=16時，d16QAM=0.47，而d16PSK=0.39，d16PSKd16QAM。這表明，16QAM系統(tǒng)的抗干擾能力優(yōu)于16PSK。 第8頁/共136頁第九頁，共137頁。圖9-3 MQAM信號(xnho)

8、的星座圖M4M16M256M128M64M32第9頁/共136頁第十頁，共137頁。附附.1.2 MQAM解調原理解調原理(yunl) MQAM信號同樣可以采用正交相干解調方法，信號同樣可以采用正交相干解調方法， 其解調其解調器原理器原理(yunl)圖如圖圖如圖 9 - 4 所示。多電平判決器對多電平基所示。多電平判決器對多電平基帶信號進行判決和檢測。帶信號進行判決和檢測。 圖 9-4MQAM信號(xnho)相干解調原理圖LPF多電平轉換定時恢復多電平判決LPFL到 2電平變換并 / 串變換載波恢復L到 2電平變換第10頁/共136頁第十一頁，共137頁。附附.1.3MQAM抗噪聲性能抗噪聲性

9、能 對于方型對于方型QAM，可以看成是由兩個，可以看成是由兩個(lin )相互正交相互正交且獨立的多電平且獨立的多電平ASK信號疊加而成。因此，利用多電平信信號疊加而成。因此，利用多電平信號誤碼率的分析方法，可得到號誤碼率的分析方法，可得到M進制進制QAM的誤碼率為的誤碼率為0221log311nELLerfcLPbe式中，M=L2，Eb為每比特碼元能量(nngling)，n0為噪聲單邊功率譜密度。圖 9 -5 給出了M進制方型QAM的誤碼率曲線。 (附.1 - 8)第11頁/共136頁第十二頁，共137頁。圖 9- 5 M進制方型QAM的誤碼率曲線(qxin) 642 0246810 12

10、14 16 18 20 22PSKM32QAMM16QAMPSKM4PSKM16QAMM641062551052104251032510225101PMSNR / bit / dB第12頁/共136頁第十三頁，共137頁。 數(shù)字頻率調制和數(shù)字相位調制，由于已調信號包絡恒定，因此有利于在非線性特性的信道中傳輸。由于一般(ybn)移頻鍵控信號相位不連續(xù)、頻偏較大等原 因 ， 使 其 頻 譜 利 用 率 較 低 。 本 節(jié) 將 討 論 的MSK(Minimum Frequency Shift Keying)是二進制連續(xù)相位FSK的一種特殊形式。MSK稱為最小移頻鍵控，有時也稱為快速移頻鍵控(FFSK

11、)。所謂“最小”是指這種調制方式能以最小的調制指數(shù)(0.5)獲得正交信號； 而“快速”是指在給定同樣的頻帶內，MSK能比2PSK的數(shù)據(jù)傳輸速率更高，且在帶外的頻譜分量要比2PSK衰減的快。 第13頁/共136頁第十四頁，共137頁。附附.2.1 MSK 的基本原理的基本原理 MSK是恒定包絡連續(xù)相位是恒定包絡連續(xù)相位(xingwi)頻率調制，其頻率調制，其信號的表示式為信號的表示式為kSkcMSKtTatts2cos)(其中(qzhng)令sskskkTktkTtTat) 1(,2)(則式(附.2 - 1)可表示(biosh)為(附.2 - 1), 1 , 0,) 1(kTktkTss(附.2

12、 - 2)(cos)(tttskcMSK(附.2 - 3)第14頁/共136頁第十五頁，共137頁。式中， 稱為(chn wi)附加相位函數(shù)； 為第k個輸入碼元，取值為1； 為第k個碼元的相位常數(shù)，在時間kTst(k+1)Ts中保持不變，其作用是保證在t=kTs時刻信號相位連續(xù)。 令則12122)(aTaTTadttdscscskck由式(附.2 - 5)可以看出，MSK信號(xnho)的兩個頻率分別為)(tkkakkSkcktTatt2)(附.2 - 4)(附.2 - 5)第15頁/共136頁第十六頁，共137頁。中心頻率(pnl)fc應選為,.2 , 1,4nTnfSc式(附.2 - 8)

13、表明，MSK信號在每一碼元周期內必須包含四分之一載波周期的整數(shù)倍。fc還可以(ky)表示為ScTmNf14(N為正整數(shù)； m=0, 1, 2, 3) ScTff411(附.2 - 6)ScTff412(附.2 - 7)(附.2 - 8)(附.2 - 9)第16頁/共136頁第十七頁，共137頁。由此可得頻率(pnl)間隔為STfff21125 . 0212121SSSsTTTfTh相應(xingyng)地MSK信號的兩個頻率可表示為sScTmNTff141411(附.2 - 10)sScTmNTff141411(附.2 - 11)MSK信號(xnho)的調制指數(shù)為(附.2 - 12)(附.2

14、- 13)第17頁/共136頁第十八頁，共137頁。圖 9-6 MSK 信號(xnho)的時間波形1001110tOsMSK(t)當取N=1, m=0 時，MSK信號(xnho)的時間波形如圖 9 - 6 所示。 第18頁/共136頁第十九頁，共137頁。111111,) 1(,) 1(2)(kkkkkkkkkkaakaakaa上式即反映了MSK信號(xnho)前后碼元區(qū)間的相位約束關系。 對第k個碼元的相位常數(shù) 的選擇應保證MSK信號相位在碼元轉換時刻(shk)是連續(xù)的。根據(jù)這一要求，由式(附.2 - 2)可以得到相位約束條件為k(附.2 - 14)若取 的初始(ch sh)參考值 ，則k0

15、0, 2, 1 , 020kk）（?；?附.2 - 15)第19頁/共136頁第二十頁，共137頁。圖 9 7 附加相位(xingwi)函數(shù) 的波形圖0k(t)111111111ak3 02 3 3 44 xk2TsTs3Ts4Ts5Ts6Ts7Ts8Ts9Tst232325)(tk是一直線(zhxin)方程，其斜率為 ， 截距為 。)(tkskTa2k第20頁/共136頁第二十一頁，共137頁。圖 9 -8MSK的相位(xingwi)網(wǎng)格圖3Ts2 Ts5Ts7Tst 02k (t)對于(duy)各種可能的輸入信號序列， 的所有可能路徑是一個從-2到+2的網(wǎng)格圖。)(tk第21頁/共136頁

16、第二十二頁，共137頁。從以上分析總結得出，MSK信號具有以下特點： MSK信號是恒定包絡信號； 在碼元轉換時刻，信號的相位(xingwi)是連續(xù)的，以載波相位(xingwi)為基準的信號相位(xingwi)在一個碼元期間內線性地變化 ； 在一個碼元期間內，信號應包括四分之一載波周期的整數(shù)倍，信號的頻率偏移等于 ，相應的調制指數(shù)h=0.5。2/)4/(1STScScSMSKTffTffTfP)(2cos)(1618)(2222MSK信號(xnho)的單邊功率譜密度可表示為(附.2 - 16)第22頁/共136頁第二十三頁，共137頁。圖 9 - 9MSK信號(xnho)的歸一化功率譜40302

17、0100sT75. 0sT1sT2sT3( f fc ) / Hz功率譜密度 / dBMSK2PSK與2PSK相比，MSK信號的功率譜更加(gnji)緊湊，衰減速率快得多，因此對鄰道的干擾也較小。 第23頁/共136頁第二十四頁，共137頁。附附.2.2 MSK調制調制(tiozh)解調解調原理原理 )2(0, 1,2)(模或kkkSkkatTattTttQtTttItTtatTttscSkcSkcSkkcSkMSKsin2sin)(cos2cos)(sin2sincoscos2coscos)(tttttttsckckkcMSKsin)(sincos)(cos)(cos)(附.2 - 17)(

18、附.2 - 3)(附.2 - 18)第24頁/共136頁第二十五頁，共137頁。圖 9-10 MSK信號(xnho)調制器原理圖差分編碼串 / 并變換振蕩sTf41振蕩f fc相移90帶通濾波器遲延 Ts輸入數(shù)據(jù)MSK信號akckQkIkIkcos(t / 2Ts )Ikcos(t / 2Ts )cosctQksin(t / 2Ts )sinctQksin(t / 2Ts )sin(t / 2Ts )cos(t / 2Ts )同相分量(fn ling)tTttxcSkIcos2coscos)(附.2 - 19)正交分量(fn ling)tTtatxcSkkQsin2sincos)(附.2 -

19、20)第25頁/共136頁第二十六頁，共137頁。圖 9- 11MSK鑒頻器解調(ji dio)原理圖BPF鑒 頻LPF抽 樣判 決輸 出輸 入MSK信號屬于數(shù)字頻率(pnl)調制信號，因此可以采用一般鑒頻器方式進行解調。鑒頻器解調方式結構簡單，容易實現(xiàn)。上圖中，輸入二進制數(shù)據(jù)序列經(jīng)過差分編碼和串/并變換后， I支路信號經(jīng)cos 加權調制和同相載波(zib)cosct相乘輸出xI(t)。Q支路信號先延遲Ts，經(jīng)sin 加權調制和正交載波(zib)sinct相乘輸出正交分量xQ(t)。xI(t)和xQ(t)相減就可得到已調MSK信號。 STt2STt2第26頁/共136頁第二十七頁，共137頁。

20、圖 9 - 12MSK信號(xnho)相干解調器原理圖LPF判決電路LPF判決電路并 / 串變換差分譯碼載波恢復BPF輸入輸出cosctsinct由于MSK信號調制指數(shù)較小，采用一般鑒頻器方式(fngsh)進行解調誤碼率性能不太好，因此在對誤碼率有較高要求時大多采用相干解調方式(fngsh)。第27頁/共136頁第二十八頁，共137頁。附附.2.3 MSK的性能的性能 設信道設信道(xn do)特性為恒參信道特性為恒參信道(xn do)，噪聲為，噪聲為加性高斯白噪聲，加性高斯白噪聲，MSK解調器輸入信號與噪聲的合成波解調器輸入信號與噪聲的合成波為為)(2cos)(tntTattrkSkc 經(jīng)過

21、相乘、低通濾波和抽樣后，在t=2kTs時刻I支路(zh l)的樣值和在t=(2k+1)Ts時刻Q支路(zh l)的樣值分別為(附.2 - 21)式中ttnttntncsccsin)(cos)()(是均值為0，方差為2的窄帶(zhi di)高斯噪聲。第28頁/共136頁第二十九頁，共137頁。在I支路(zh l)和Q支路(zh l)數(shù)據(jù)等概率的情況下，各支路(zh l)的誤碼率為rerfcdxaxdxxfPs212)(exp21)(0220222ar ckksnakTI) 1(cos)2(附.2 - 22)skkksnaaTkQ) 1(cos) 12(附.2 - 23)(附.2 - 24)式中，

22、 為信噪比。第29頁/共136頁第三十頁，共137頁。圖 9- 13MSK系統(tǒng)(xtng)誤比特率曲線 由以上分析可以看出，MSK信號比2PSK有更高的頻譜利用率，并且有更強的抗噪聲性能，從而(cng r)得到了廣泛的應用。 經(jīng)過(jnggu)交替門輸出和差分譯碼后， 系統(tǒng)的總誤比特率為)1 (2ssePPP(附.2 - 25)MSK系統(tǒng)誤比特率曲線如圖 9 - 13 所示。第30頁/共136頁第三十一頁，共137頁。 由上一節(jié)分析可知，MSK調制方式的突出優(yōu)點是已調信號具有恒定包絡，且功率譜在主瓣以外衰減較快。但是，在移動通信中，對信號帶外輻射功率的限制十分嚴格，一般要求必須衰減70dB以上

23、。從MSK信號的功率譜可以看出，MSK信號仍不能滿足這樣的要求。高斯最小移頻鍵控(jin kn)(GMSK)就是針對上述要求提出來的。GMSK調制方式能滿足移動通信環(huán)境下對鄰道干擾的嚴格要求，它以其良好的性能而被泛歐數(shù)字蜂窩移動通信系統(tǒng)(GSM)所采用。 第31頁/共136頁第三十二頁，共137頁。附附.3.1GMSK的基本原理的基本原理 MSK調制是調制指數(shù)為調制是調制指數(shù)為0.5的二進制調頻，基帶信號的二進制調頻，基帶信號為矩形波形為矩形波形(b xn)。為了壓縮。為了壓縮MSK信號的功率譜，可信號的功率譜，可在在MSK調制前加入預調制濾波器，對矩形波形調制前加入預調制濾波器，對矩形波形(

24、b xn)進行濾波，得到一種新型的基帶波形進行濾波，得到一種新型的基帶波形(b xn)，使其本，使其本身和盡可能高階的導數(shù)都連續(xù)，從而得到較好的頻譜特身和盡可能高階的導數(shù)都連續(xù)，從而得到較好的頻譜特性。性。圖 9 14 GMSK調制(tiozh)原理圖預調制濾波器MSK調制器輸入輸出第32頁/共136頁第三十三頁，共137頁。1.帶寬窄并且具有陡峭的截止特性(txng)； 2.脈沖響應的過沖較小； 3.濾波器輸出脈沖響應曲線下的面積對應于/2的相移。 為了有效地抑制MSK信號(xnho)的帶外功率輻射，預調制濾波器應具有以下特性： 其中條件(tiojin)1是為了抑制高頻分量；條件(tioji

25、n)2是為了防止過大的瞬時頻偏；條件(tiojin)3是為了使調制指數(shù)為0.5。 一種滿足上述特性的預調制濾波器是高斯低通濾波器， 其第33頁/共136頁第三十四頁，共137頁。如果(rgu)輸入為雙極性不歸零矩形脈沖序列s(t):5887. 02ln21bB1, )()(nnbnanTtbats其它, 020,1)(2TtTtbb2exp)(tth(附.3 - 1)單位(dnwi)沖激響應22exp)(ffH(附.3 - 2)傳輸(chun sh)函數(shù)式中,是與高斯濾波器的3dB帶寬Bb有關的參數(shù)，(附.3 - 3)(附.3 - 4)式中(附.3 - 5)第34頁/共136頁第三十五頁，共1

26、37頁。高斯(o s)預調制濾波器輸出為)()()()(nbnnTtgathtstx式中, g(t)為高斯(o s)預調制濾波器的脈沖響應:22222exp1)(1)()()(bbbbbbbbTTTTbTTTTbdTdhTthtbtg(附.3 - 6)(附.3 - 7)當BbTb取不同(b tn)值時，g(t)的波形如圖 9 - 15 所示。第35頁/共136頁第三十六頁，共137頁。圖9-15 高斯(o s)濾波器的矩形脈沖響應00.51024681.00.750.50.40.30.2BbTb0.1g(t)第36頁/共136頁第三十七頁，共137頁。式中，an為輸入數(shù)據(jù)。 高斯濾波器的輸出脈

27、沖經(jīng)MSK調制得到GMSK信號，其相位路徑由脈沖的形狀決定。由于高斯濾波后的脈沖無陡峭沿， 也無拐點，因此，相位路徑得到進一步平滑，如圖 9 - 16 所示。 圖 9 - 17 是通過計算機模擬得到的GMSK信號的功率譜。 圖中，橫坐標為歸一化頻差(f-fc)Tb，縱坐標為功率譜密度，參變量BbTb為高斯低通濾波器的歸一化3dB帶寬(di kun)Bb與碼元長度Tb的乘積。BbTb=的曲線是MSK信號的功率譜密度。GMSK信號的功率譜密度隨BbTb值的減小變得緊湊起來。表 9 - 1 給出了作為BbTb函數(shù)的GMSK信號中包含給定功率百分比的帶寬(di kun)。 GMSK信號(xnho)的表

28、達式為 sGMSK(t)=cos tbbnbcdTnTgaTtw)2(2第37頁/共136頁第三十八頁，共137頁。圖 9 -6GMSK信號的相位(xingwi)路徑222TbTb4t(t)0第38頁/共136頁第三十九頁，共137頁。圖 9 -17GMSK信號(xnho)的功率譜密度1200.160.20.30.5BbTb: TFMQPSKBbTb(MSK)11010090807060504030201001000.51.01.52.02.5功率譜密度 / dB第39頁/共136頁第四十頁，共137頁。 圖 9 - 17 是通過計算機模擬得到的GMSK信號的功率譜。圖中，橫坐標為歸一化頻差(

29、f-fc)Tb，縱坐標為功率譜密度，參變量BbTb為高斯低通濾波器的歸一化3dB帶寬Bb與碼元長度Tb的乘積。BbTb=的曲線是MSK信號的功率譜密度。GMSK信號的功率譜密度隨BbTb值的減小變得緊湊起來。表 9 - 1給出了作為BbTb函數(shù)的GMSK信號中包含給定功率百分比的帶寬。 圖 9 - 18 是在不同(b tn)BbTb時由頻譜分析儀測得的射頻輸出頻譜?？梢?，測量值與圖9 - 17 所示的計算機模擬結果基本一致。 圖 9 - 19 是GMSK信號正交相干解調時測得的眼圖?？梢钥闯?， 當BbTb較小時會使基帶波形中引入嚴重的碼間干擾，從而降低性能。當BbTb=0.25 時，GMSK的

30、誤碼率比MSK下降1 dB。 第40頁/共136頁第四十一頁，共137頁。表表 9 1 GMSK信號中包含給定功率信號中包含給定功率(gngl)百分比的射頻帶寬百分比的射頻帶寬 BbTb 90% 60% 9附.9% 9附.99% 0.2 0.52Rb 0.79Rb0.99Rb1.22Rb0.25 0.57Rb0.86Rb1.09Rb1.37Rb0. 50.69Rb1.04Rb1.33Rb2.08Rb 0.78Rb1.20Rb2.76Rb6.00Rb第41頁/共136頁第四十二頁，共137頁。圖 9 18 不同BbTb時實測GMSK信號射頻(sh pn)功率譜 第42頁/共136頁第四十三頁，共

31、137頁。圖 9 - 19GMSK信號正交相干(xinggn)解調的眼圖 第43頁/共136頁第四十四頁，共137頁。 附.3.2GMSK的調制與解調 產(chǎn)生GMSK信號的一種簡單方法是采用鎖相環(huán)(PLL)法， 其原理圖如圖 9 - 20 所示。圖中，輸入數(shù)據(jù)序列先進行 相移BPSK調制，然后將該信號通過鎖相環(huán)對BPSK信號的相位(xingwi)突跳進行平滑，使得信號在碼元轉換時刻相位(xingwi)連續(xù)，而且沒有尖角。該方法實現(xiàn)GMSK信號的關鍵是鎖相環(huán)傳輸函數(shù)的設計，以滿足輸出信號功率譜特性要求。 由式(附.3 - 8)，GMSK信號可以表示為正交形式，即 sGMSK(t)=cosct+(t

32、)=cos(t)cosct-sin(t)sinct 2第44頁/共136頁第四十五頁，共137頁。圖 9 -20PLL型GMSK調制器 移相BPSK2鎖相環(huán)振蕩器輸入輸出cosct第45頁/共136頁第四十六頁，共137頁。式中 (t)= dTnTgaTbbtnb)2(2 由式(附.3 - 9)和式(附.3 - 10)可以構成一種波形存儲正交調制器，其原理圖如圖 9 - 21 所示。 波形存儲正交調制器的優(yōu)點是避免(bmin)了復雜的濾波器設計和實現(xiàn)，可以產(chǎn)生具有任何特性的基帶脈沖波形和已調信號。 GMSK信號的基本特征與MSK信號完全相同， 其主要差別是GMSK信號的相位軌跡比MSK信號的相

33、位軌跡平滑。因此， 圖 9 - 12所示的MSK信號相干解調器原理圖完全適用GMSK信號的相干解調。 GMSK信號也可以采用圖 9 - 22 所示的差分解調器解調。圖 9 - 22(a)是1比特差分解調方案，圖 9 - 22(b)是2比特差分解調方案。 第46頁/共136頁第四十七頁，共137頁。圖 9 21 波形存儲(cn ch)正交調制器產(chǎn)生GMSK信號cos函數(shù)表象限控制sin函數(shù)表D / A變換D / A變換LPFLPFBPF輸出輸入cosctsinct第47頁/共136頁第四十八頁，共137頁。 圖9-22GMSK 信號(xnho)差分解調器原理（a)1比特差分調節(jié)器 （b)2比特差

34、分解調器BPF時延 Tb90 移相LPF抽樣判決信號輸入輸出BPF時延2 TbLPF抽樣判決信號輸入輸出(a)(b)限幅器第48頁/共136頁第四十九頁，共137頁。 附.3.3GMSK系統(tǒng)的性能 假設信道為恒參信道，噪聲為加性高斯白噪聲，其單邊功率譜密度(md)為n0。 GMSK信號相干解調的誤比特率下界可以表示為 Pe= rderfc0min2221 式中，dmin為在t1到t2之間觀察所得的Hilbert空間中發(fā)送數(shù)據(jù)“1”和“0”對應的復信號(xnho)u1(t)和u0(t)之間的最小距離， 即 dttutudtttutu201)(),(2min2110)()(min第49頁/共136

35、頁第五十頁，共137頁。 在恒參信道，加性高斯白噪聲條件下，測得的GMSK相干解調誤比特率曲線如圖9 - 23 所示。由圖可以(ky)看出，當BbTb=0.25 時，GMSK的性能僅比MSK下降1dB。由于移動通信系統(tǒng)是快速瑞利衰落信道，因此誤比特性能要比理想信道下的誤比特性能下降很多。具體誤比特性能要通過實際測試。 例 9 - 1為了產(chǎn)生BbTb=0.2的GMSK信號，當信道數(shù)據(jù)速率Rb=250 kb/s時， 試求高斯低通濾波器的3dB帶寬。并確定射頻信道中99% 的功率集中在多大的帶寬中？ 解 由題中條件可知碼元寬度為 usRTbb410250113第50頁/共136頁第五十一頁，共137

36、頁。圖9-23 例相信道下GMSK相干解調(ji dio)誤比特率曲線 BbTb(MSK)0.250.20理想BPSK檢測前高斯BPFBbTb0.6310610510410310210146810121416BEREbNo/ dB第51頁/共136頁第五十二頁，共137頁。因為(yn wi)BbTb=0.2，可求出3 dB帶寬為 Bb= kHzTb501042 . 02 . 06所以3dB帶寬為50kHz。 為了確定99%功率(gngl)帶寬，查表 9 - 1 可知： B=0.79Rb=0.79250103=197.5 kHz所以99%功率(gngl)帶寬為197.5kHz。 第52頁/共13

37、6頁第五十三頁，共137頁。 DQPSK( -Shift Differentially Encoded Quadrature Phase Shift Keying)是一種正交相移鍵控調制方式，它綜合了QPSK和OQPSK兩種調制方式的優(yōu)點。 DQPSK有比QPSK更小的包絡波動和比GMSK更高的頻譜利用率。在多徑擴展和衰落的情況下， DQPSK比OQPSK的性能更好。 DQPSK能夠采用非相干解調，從而使得接收機實現(xiàn)大大簡化。 DQPSK已被用于北美和日本(r bn)的數(shù)字蜂窩移動通信系統(tǒng)。 444444第53頁/共136頁第五十四頁，共137頁。 附.4.1 DQPSK的調制原理 在 DQP

38、SK調制器中，已調信號的信號點從相互偏移 的兩個QPSK星座圖中選取。圖 9 - 24 給出了兩個相互偏移 的星座圖和一個(y )合并的星座圖，圖中兩個信號點之間的連線表示可能的相位跳變。可見， 信號的最大相位跳變是 。 另外，由圖 9 - 24 還可看出，對每對連續(xù)的雙比特其信號點至少有 的相位變化，從而使接收機容易進行時鐘恢復和同步。 DQPSK調制器原理圖如圖 9 - 25所示。輸入的二進制數(shù)據(jù)序列經(jīng)過串/并變換和差分相位編碼輸出同相支路信號Ik和正交支路信號Qk，Ik和Qk的符號速率是輸入數(shù)據(jù)速率的一半。在第k個碼元區(qū)間內，差分相位編碼器的輸出和輸入有如下關系:44444344第54頁

39、/共136頁第五十五頁，共137頁。 圖 9- 24 DQPSK信號(xnho)的星座圖 4QkIkQkIk(a)(b)QkIk(c)第55頁/共136頁第五十六頁，共137頁。圖 9-25 DQPSK調制器原理圖 4LPFLPF輸出cosctsinct差分相位編碼串 / 并變換輸入QkIk第56頁/共136頁第五十七頁，共137頁。 Ik=Ik-1cosk-Qk-1sink (附.4 - 1) Qk=Ik-1sink+Qk-1cosk式中，k是由差分相位編碼器的輸入數(shù)據(jù)xk和yk所決定的。 采用Gray編碼的雙比特（xk，yk）與相移k的關系如表 9 - 2所示。差分相位編碼器的輸出Ik和Q

40、k共有五種取值： 為了抑制已調信號的帶外功率輻射，在進行正交調制前先使同相支路信號和正交支路信號Ik和Qk通過具有線性相位特性和平方根升余弦(yxin)幅頻特性的低通濾波器。幅頻特性表示式為 . 1,21, 0)( fH1,2) 12(sin121afT00f Ta21Ta21 fTa21fTa21第57頁/共136頁第五十八頁，共137頁。表表 9 2 采用采用(ciyng)Gray編碼的雙比特編碼的雙比特(xk, yk)與相移與相移k的關系表的關系表 xkyk00011110k443434第58頁/共136頁第五十九頁，共137頁。 式中，g(t)為低通濾波器輸出脈沖波形，k為第k個數(shù)據(jù)期

41、間的絕對相位。k可由以下差分編碼得出: k=k-1+k (附.4 - 5) DQPSK是一種線性調制，其包絡不恒定。若發(fā)射機具有非線性放大，將會使已調信號頻譜展寬，降低頻譜利用率。 為了提高功率(gngl)放大器的動態(tài)范圍，改善輸出信號的頻譜特性， 通常采用具有負反饋控制的功率(gngl)放大器。 4第59頁/共136頁第六十頁，共137頁。 附.4.2 DQPSK的解調 DQPSK可以采用與4DPSK相似的方式解調。 在加性高斯白噪聲(AWGN)信道中，相干解調的 DQPSK與4DPSK有相同的誤碼性能。為了便于實現(xiàn)，經(jīng)常采用差分檢測來解調 DQPSK信號。在低比特率，快速瑞利衰落信道中，由

42、于不依賴相位同步，差分檢測提供了較好的誤碼性能。 DQPSK信號基帶差分檢測器的原理圖如圖 9 - 26 所示。 在解調器中，本地振蕩器產(chǎn)生的正交載波與發(fā)射載波頻率相同， 但有固定的相位差。解調器中同相支路(zh l)和正交支路(zh l)兩個低通濾波器的輸出分別為444第60頁/共136頁第六十一頁，共137頁。圖 9 26 基帶差分(ch fn)檢測器原理圖BPFLPFLPF抽樣差分解碼抽樣差分解碼判決電路判決電路并 / 串變換cosctsinct輸出輸入第61頁/共136頁第六十二頁，共137頁。 ck=cos(k-) (附.4 - 6) dk= sin(k-) 兩個序列ck和dk送入差

43、分(ch fn)解碼器進行解碼， 其解碼關系為ek=ckck-1+dkdk-1 =cos(k-)cos(k-1-)+sin(k-)sin(k-1-) =cos(k-k-1)=cosk (附.4 - 8) fk=dkck-1-ckdk-1 =sin(k-)cos(k-1-)+cos(k-)sin(k-1-) =sin(k-k-1)= sink (附.4 - 9) k=arctan )(kkfe第62頁/共136頁第六十三頁，共137頁。 根據(jù)表 9 - 2 和式(附.4 - 10)就可以得到調制數(shù)據(jù)， 再經(jīng)過并/串變換即可恢復出發(fā)送的數(shù)據(jù)序列。 DQPSK信號(xnho)還可以采用FM鑒頻器檢測

44、，其原理圖如圖 9 -27 所示。該檢測器由帶通濾波器、限幅器、FM鑒頻器、 積分器、模2校正電路、差分相位譯碼及并/串變換電路組成。 除了基帶差分檢測、鑒頻器檢測方法外， DQPSK信號(xnho)還可以采用中頻差分檢測方法解調，并且三種解調方式是等價的。 44第63頁/共136頁第六十四頁，共137頁。圖 9 -27 DQPSK信號(xnho)鑒頻器檢測 BPF限幅FM鑒頻器積分清除模2差分解碼信號輸入輸出4DQPSK并 / 串變換第64頁/共136頁第六十五頁，共137頁。 附.4.3 DQPSK系統(tǒng)的性能 在加性高斯白噪聲信道條件下，采用(ciyng)基帶差分檢測， DQPSK系統(tǒng)的誤

45、比特率為 Pe=e-2r 4rnnnerIrI200)2(21)2() 12(式中，r= ，In是第一類第n階修正貝塞爾(Bessel)函數(shù)。 誤比特率曲線如圖 9 - 28 所示。 對于基帶差分檢測來說，當收發(fā)兩端存在相位漂移=2fT時，將會使系統(tǒng)誤比特率增加，圖 9 -28 中給出了不同fT時的誤比特率曲線。可以(ky)看出，當fT=0.025， 即頻率偏差為碼元速率的2.5%時，在一個碼元期間內將產(chǎn)生9的相位差。在誤比特率為10-5時，該相位差將會引起 1 dB左右的性能惡化。 0nEb第65頁/共136頁第六十六頁，共137頁。圖 9- 28 DQPSK系統(tǒng)(xtng)的誤比特率曲線

46、4f T051015202510610510410310210110002468101214PeEbNo/ dB第66頁/共136頁第六十七頁，共137頁。 前面幾節(jié)所討論的數(shù)字調制解調方式都是屬于串行體制， 和串行體制相對應的一種體制是并行體制。它是將高速率的信息(xnx)數(shù)據(jù)流經(jīng)串/并變換，分割為若干路低速率并行數(shù)據(jù)流，然后每路低速率數(shù)據(jù)采用一個獨立的載波調制并疊加在一起構成發(fā)送信號，這種系統(tǒng)也稱為多載波傳輸系統(tǒng)。多載波傳輸系統(tǒng)原理圖如圖 9 - 29 所示。 在并行體制中， 正交頻分復用(OFDM)方式是一種高效調制技術，它具有較強的抗多徑傳播和頻率選擇性衰落的能力以及較高的頻譜利用率，

47、因此得到了深入的研究。 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)系統(tǒng)已成功地應用于接入網(wǎng)中的高速數(shù)字環(huán)路HDSL、非對稱數(shù)字環(huán)路ADSL， 高清晰度電視HDTV的地面廣播系統(tǒng)。在移動通信領域，OFDM是第三代、第四代移動通信系統(tǒng)準備采用的技術之一 第67頁/共136頁第六十八頁，共137頁。圖 9-29 多載波(zib)傳輸系統(tǒng)原理圖編碼映射串 / 并變換調制器相加信道相干解調譯碼判決輸出輸入并 / 串變換第68頁/共136頁第六十九頁，共137頁。 附.5.1OFDM基本原理 OFDM是一種高效調制技術，其基本原理是將發(fā)送的數(shù)據(jù)流分散到

48、許多個子載波上，使各子載波的信號速率大為降低， 從而能夠提高抗多徑和抗衰落的能力。為了提高頻譜利用率，OFDM方式中各子載波頻譜有 重疊， 但保持相互正交， 在接收端通過相關解調技術分離出各子載波， 同時消除(xioch)碼間干擾的影響。 OFDM信號可以用復數(shù)形式表示為sOFDM(t)= tmjwMmmetd)(10式中 m=c+m 第69頁/共136頁第七十頁，共137頁。 為第m個子載波角頻率，dm(t)為第m個子載波上的復數(shù)信號。dm(t)在一個符號期間Ts上為常數(shù)，則有 dm(t)=dm 若對信號sOFDM(t)進行采樣(ci yn)，采樣(ci yn)間隔為T，則有 sOFDM(k

49、T)= kTmjwMmmed10kTwmwjMmmCed)(10假設一個符號周期Ts內含有N個采樣值，即 Ts=NT OFDM信號的產(chǎn)生是首先在基帶實現(xiàn)，然后通過上變頻產(chǎn)生輸出(shch)信號。因此，基帶處理時可令c=0，則式(附.5 - 4)可簡化為第70頁/共136頁第七十一頁，共137頁。kTwmwjMmmCed)(10sOFDM(kT)=將上式與離散傅立葉反變換(binhun)(IDFT)形式 g(kT)= MmkjMmeMTmG/210)( 相比較可以看出，若將dm(t)看作頻率采樣信號(xnho)，則sOFDM(kT)為對應的時域信號(xnho)。比較式(附.5 - 6) 和式(附

50、.5 - 7)可以看出，若令 f= STNT11則式(附.5 - 6) 和式(附.5 - 7)相等(xingdng)。 第71頁/共136頁第七十二頁，共137頁。 由此可見，若選擇(xunz)載波頻率間隔f= ，則OFDM信號不但保持各子載波相互正交，而且可以用離散傅立葉變換(DFT)來表示。 在OFDM系統(tǒng)中引入DFT技術對并行數(shù)據(jù)進行調制和解調， 其子帶頻譜是 函數(shù)，OFDM信號頻譜結構如圖 9 - 30 所示。OFDM信號是通過基帶處理來實現(xiàn)的，不需要振蕩器組， 從而大大降低了OFDM系統(tǒng)實現(xiàn)的復雜性。 T1T1第72頁/共136頁第七十三頁，共137頁。圖 9 - 30OFDM信號(

51、xnho)頻譜結構 (a)(b)第73頁/共136頁第七十四頁，共137頁。 附.5.2OFDM信號調制(tiozh)與解調 OFDM信號的產(chǎn)生是基于快速離散傅立葉變換實現(xiàn)的， 其產(chǎn)生原理如圖 9 - 31 所示。圖中，輸入信息速率為Rb的二進制數(shù)據(jù)序列先進行串/并變換。根據(jù)OFDM符號間隔Ts，將其分成ct=RbTs個比特一組。這ct個比特被分配到N個子信道上， 經(jīng)過編碼后映射為N個復數(shù)子符號Xk，其中子信道k對應的子符號Xk代表bk個比特，而且 ct=10NKkb在Hermitian對稱(duchn)條件: Xk=X*2N-k, 0k2N-k 第74頁/共136頁第七十五頁，共137頁。圖

52、 9 - 31OFDM信號(xnho)產(chǎn)生原理圖編碼映射IFFT并 / 串變串D / A變換LPF上變頻輸入輸出串 / 并變換第75頁/共136頁第七十六頁，共137頁。 的約束下，2N點快速離散傅立葉反變換(IFFT)將頻域內的N個復數(shù)子符號Xk變換成時域中的2N個實數(shù)樣值xk(k=0, 1, , 2N-1)，加上循環(huán)前綴xk=x2N+k(k=-1, , -J)之后，這2N+J個實數(shù)樣值就構成了實際的OFDM發(fā)送符號。xk經(jīng)過并/串變換之后，通過時鐘速率為fs= 的D/A轉換器和低通濾波器輸出基帶信號。 最后經(jīng)過上變頻輸出OFDM信號。 OFDM信號接收端的原理圖如圖 9 - 32 所示，

53、其處理過程與發(fā)送端相反。接收端輸入OFDM信號首先經(jīng)過下變頻變換到基帶，A/D轉換、串/并變換后的信號去除循環(huán)前綴， 再進行2N點快速離散傅立葉變換(FFT)得到一幀數(shù)據(jù)。為了(wi le)對信道失真進行校正，需要對數(shù)據(jù)進行單抽頭或雙抽頭時域均衡。 最后經(jīng)過譯碼判決和并/串變換，恢復出發(fā)送的二進制數(shù)據(jù)序列。 STJN 2第76頁/共136頁第七十七頁，共137頁。圖 9 - 32OFDM信號(xnho)接收原理圖下變頻LPFA / D變換FFT均衡譯碼判決并 / 串變換輸入輸出串 / 并變換第77頁/共136頁第七十八頁，共137頁。 由于OFDM采用的基帶調制為離散傅立葉反變換(binhun

54、)，可以認為數(shù)據(jù)的編碼映射是在頻域進行的，經(jīng)過IFFT變換(binhun)為時域信號發(fā)送出去。接收端通過FFT恢復出頻域信號。 為了使信號在IFFT、FFT前后功率保持不變，DFT和IDFT應滿足以下關系10),2exp()(1)(10NkkNnjnxNkXNn10),2exp()(1)(10NnnNkjkxNnXNk第78頁/共136頁第七十九頁，共137頁。 在OFDM系統(tǒng)中，符號周期、載波間距和子載波數(shù)應根據(jù)實際應用條件合理選擇。符號周期的大小影響載波間距以及編碼調制遲延時間。若信號星座固定，則符號周期越長，抗干擾能力越強，但是載波數(shù)量和FFT的規(guī)模也越大。各子載波間距的大小也受到載波偏

55、移及相位穩(wěn)定度的影響。一般選定(xun dn)符號周期時應使信道在一個符號周期內保持穩(wěn)定。子載波的數(shù)量根據(jù)信道帶寬、數(shù)據(jù)速率以及符號周期來確定。OFDM系統(tǒng)采用的調制方式應根據(jù)功率及頻譜利用率的要求來選擇。常用的調制方式有QPSK和16QAM方式。另外，不同的子信道還可以采用不同的調制方式，特性較好的子信道可以采用頻譜利用率較高的調制方式，而衰落較大的子信道應選用功率利用率較高的調制方式，這是OFDM系統(tǒng)的優(yōu)點之一。 第79頁/共136頁第八十頁，共137頁。 附.5.3OFDM系統(tǒng)性能 1. 抗脈沖干擾 OFDM系統(tǒng)抗脈沖干擾的能力比單載波系統(tǒng)強很多。 這是因為對OFDM信號的解調是在一個很

56、長的符號周期內積分， 從而使脈沖噪聲的影響得以分散。事實上，對脈沖干擾有效的抑制作用是最初研究多載波系統(tǒng)的動機之一。提交給CCITT的測試報告表明，能夠引起多載波系統(tǒng)發(fā)生錯誤的脈沖噪聲的門限電平比單載波系統(tǒng)高11 dB。 2. 抗多徑傳播與衰落 OFDM系統(tǒng)把信息分散到許多個載波上，大大降低了各子載波的信號速率，使符號周期比多徑遲延長，從而能夠減弱多徑傳播的影響。若再采用保護間隔(jin g)和時域均衡等措施 可以有效降低符號間干擾。保護間隔(jin g)原理如圖 9 - 33 所示。 第80頁/共136頁第八十一頁，共137頁。圖 9 33 保護間隔(jin g)原理保 護間 隔有 效 符

57、號 周 期第 i 幀第 i 1 幀第 i 1 幀第81頁/共136頁第八十二頁，共137頁。 3. 頻譜利用率 OFDM信號由N個信號疊加而成，每個信號頻譜為函數(shù)并且與相鄰信號頻譜有1/2重疊，如圖 9 - 34 所示。 設信號采樣頻率(pnl)為1/T，則每個子載波信號的采樣速率為 ， 即載波間距為 ，若將信號兩側的旁瓣忽略， 則頻譜寬度為 BOFDM=(N-1) xxsinNT1NT1NTNNTNT121OFDM的符號(fho)速率為 RB= TNNT11第82頁/共136頁第八十三頁，共137頁。圖 9- 34OFDM信號(xnho)頻譜結構1 / NT1 / NT(N1) / NT第8

58、3頁/共136頁第八十四頁，共137頁。 比特速率與所采用的調制方式有關， 若信號星座點數(shù)為M， 則比特率為 Rb= log2M (附.5 - 15)因此，OFDM的頻譜利用率為OFDM= = log2M (附.5 - 16) 對于串行系統(tǒng)，當采用MQAM調制方式時，頻譜利用率為 MQAM= 比較式(附.5 - 16)和式(附.5 - 17)可以(ky)看出，當采用MQAM調制方式時，OFDM系統(tǒng)的頻譜利用率比串行系統(tǒng)提高近一倍。 MBRMQAMb2log21T1MQAMbBR21第84頁/共136頁第八十五頁，共137頁。 由于頻譜是一個有限的資源，以上所研究的各種調制方式的一個主要設計思想

59、就是減小傳輸帶寬，提高頻譜利用率。 然而，在一些應用中，我們也得考慮通信系統(tǒng)的多址能力(nngl)， 抗干擾、抗阻塞能力(nngl)以及隱蔽能力(nngl)等。擴頻技術是解決以上問題的有效措施。擴頻系統(tǒng)則是將發(fā)送的信息擴展到一個很寬的頻帶上，通常要比發(fā)送的信息帶寬寬很多。在接收端，通過相關檢測恢復出發(fā)送的信息。擴頻系統(tǒng)對于單個用戶來說頻譜利用率很低，但是擴頻系統(tǒng)允許很多用戶在同一個頻帶中同時工作，而不會相互產(chǎn)生明顯的干擾。 當采用碼分多址(CDMA)技術，實現(xiàn)多用戶工作時，擴頻系統(tǒng)的頻譜效率就變得較高。 第85頁/共136頁第八十六頁，共137頁。 擴頻系統(tǒng)具有以下主要特點： （1） 抗干擾和

60、抗衰落、 抗阻塞能力強； （2） 多址通信時頻譜利用率高； （3） 信號的功率譜密度很低， 有利于信號的隱蔽(ynb)。 擴頻通信系統(tǒng)的工作方式有： 直接序列擴頻(Direct Sequence Spread Spectrum)、 跳變頻率擴頻(Frequency Hopping Spread Spectrum)、跳變時間擴頻(Time HoppingSpread Spectrum)和混合擴頻。 以擴頻技術為基礎的碼分多址(CDMA)方式已得到廣泛應用， 并確定為第三代移動通信系統(tǒng)的多址方式。 第86頁/共136頁第八十七頁，共137頁。 附.6.1直接序列擴頻(DS-SS) 1. 直接序列擴