升壓式DC／DC變換器的研究與設(shè)計(jì)

1、李亞雄摘要如今，隨著手機(jī)、相機(jī)以及平板電腦等各種便攜式數(shù)碼電子產(chǎn)品的快速發(fā)展和市場(chǎng)的不斷擴(kuò)大，電子產(chǎn)品扮演著人們?nèi)粘Ｉ钪信e足輕重的地位。電源管理芯片，作為整個(gè)電子系統(tǒng)中不可或缺的組成部件，其發(fā)展和需求量都得到了迅猛增加。由于具有轉(zhuǎn)換效率高、小體積是等特點(diǎn)，DC/DC變換器被廣泛應(yīng)用于各種便攜式電子產(chǎn)品中。本文通過分析和研究DC/DC變換器的三種基本的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和工作原理，設(shè)計(jì)了一款升壓式DC/DC變換器。該升壓式DC/DC變換器的輸入電壓范圍為2.7 V-5.5 V，可應(yīng)用于鋰離子電池供電的各種便攜式電子產(chǎn)品中，穩(wěn)定輸出電壓高達(dá)18 V，最大負(fù)載電流可達(dá)200 mA。電路調(diào)制采用電壓控制PWM

2、方式，內(nèi)建振蕩器的頻率為1.5 MHz。為提高系統(tǒng)效率采用同步整流技術(shù)。并且研究了升壓型變換器的模型建立，設(shè)計(jì)了欠壓鎖定、過溫關(guān)斷等保護(hù)電路提升了系統(tǒng)的穩(wěn)定性。本文完成了帶隙基準(zhǔn)電壓源、LDO穩(wěn)壓器、PWM比較器、誤差放大器、鉗位電路、振蕩器、系統(tǒng)補(bǔ)償電路等DC/DC變換芯片控制電路的子模塊的設(shè)計(jì)。電路基于0.35 m BCD6S工藝，使用Cadence Spectre仿真工具完成了系統(tǒng)的仿真驗(yàn)證。仿真結(jié)果表明本文設(shè)計(jì)的升壓式DC/DC變換器切實(shí)可行，各項(xiàng)性能均能達(dá)到設(shè)計(jì)目標(biāo)。關(guān)鍵詞： DC/DC變換器；升壓式；設(shè)計(jì)；仿真；1 引言日常使用的便攜式電子產(chǎn)品需要多種電壓，但是這些產(chǎn)品通常只能由一

3、組電池供電，所以其必須通過DC/DC 變換器供給所需要的各種直流電壓。依據(jù)輸入電路與輸出電路的之間關(guān)系，DC/DC變換器可分為升壓型 (Boost)、降壓型 (Bulk)，升壓-降壓型 (Boost-Bulk)和反相型 (CuK)DC/DC變換器1。Boost 型DC/DC變換器技術(shù)尤其是數(shù)控Boost 型DC/DC變換器技術(shù)是一門實(shí)踐性非常強(qiáng)的工程技術(shù)，其應(yīng)用服務(wù)于各行各業(yè)。如今Boost 型DC/DC變換器技術(shù)融合了電子、系統(tǒng)集成、電氣、材料和控制理論等諸多學(xué)科領(lǐng)域。Boost 型DC/DC變換器是電子技術(shù)中應(yīng)用最多的儀表設(shè)備之一，廣泛的應(yīng)用于科研和教學(xué)等領(lǐng)域，是電路開發(fā)部門、電子實(shí)驗(yàn)員和

4、電子設(shè)計(jì)人員進(jìn)行科學(xué)研究和實(shí)驗(yàn)操作不可或缺的電子儀器設(shè)備。在電子電路中，供電一般采用電壓穩(wěn)定的直流Boost 型DC/DC變換器。在整個(gè)穩(wěn)定電壓過程中，Boost 型DC/DC變換器通常由變壓器、整流、濾波和穩(wěn)壓等四部分構(gòu)成。但是這種傳統(tǒng)的Boost 型DC/DC變換器具有可靠性低、功能簡(jiǎn)單、不好控制、精度低、干擾大和復(fù)雜度高等缺點(diǎn)。傳統(tǒng)的Boost 型DC/DC變換器有很多品種，但都存在以下兩個(gè)問題：變換器隨著使用時(shí)間的增長(zhǎng)，會(huì)出現(xiàn)波段開關(guān)及電位器接觸不良的問題，影響輸出。穩(wěn)壓方式一般采用串聯(lián)型穩(wěn)壓電路，對(duì)過載進(jìn)行限流與截流保護(hù)，電路構(gòu)成比較復(fù)雜，穩(wěn)壓精度低。另外，由于通過粗調(diào)（波段開關(guān)）和

5、細(xì)調(diào)（電位器）來調(diào)節(jié)輸出電壓2-3。所以，當(dāng)需要精確輸出電壓，或需要在一個(gè)很小的范圍內(nèi)變化時(shí)，難度較大。在各種便攜式電子設(shè)備中，一般供電都采用電壓穩(wěn)定的直流Boost 型DC/DC變換器。但是在日常實(shí)際生活中，供電均由220V的交流電網(wǎng)提供，所有這就便需要通過變壓、整流、濾波和穩(wěn)壓電路將220 V交流電轉(zhuǎn)換成穩(wěn)定的直流電。濾波器的作用是濾去整流輸出電壓中的紋波，傳統(tǒng)電路一般由電容器和濾波扼流圈構(gòu)成，如果由晶體管濾波器來替換，則可減小直流Boost 型DC/DC變換器的體積和減輕其重量，并且晶體管濾波直流Boost 型DC/DC變換器不需要直流穩(wěn)壓器便能夠用作家用設(shè)備的Boost 型DC/DC變

6、換器，既縮小家用設(shè)備的體積，使家用設(shè)備小型化，還能大幅降低家用設(shè)備的成本。傳統(tǒng)的Boost 型DC/DC變換器一般通過波段開關(guān)和電位器來實(shí)現(xiàn)對(duì)電壓的調(diào)節(jié)，并且使用電壓表指示電壓的大小，所以其變換器具有電壓調(diào)節(jié)精度低，讀數(shù)直觀度不高和電位器易損壞的缺點(diǎn)。但是基于單片機(jī)控制的Boost 型DC/DC變換器能夠較好地彌補(bǔ)以上傳統(tǒng)Boost 型DC/DC變換器的缺點(diǎn)4。隨著電子行業(yè)的快速發(fā)展，Boost 型DC/DC變換器是其發(fā)展的必然產(chǎn)物。如今，隨著電子技術(shù)的發(fā)展，可調(diào)Boost 型DC/DC變換器得到了越來越廣泛的應(yīng)用。目前，各種單片機(jī)控制的數(shù)字Boost 型DC/DC變換器發(fā)展越來越快，已經(jīng)被廣

7、泛應(yīng)用于工業(yè)電器、家庭電器和軍事電器等領(lǐng)域，顯示出強(qiáng)大的主流性。同時(shí)，由于它較強(qiáng)的擴(kuò)展能力和日趨完善的功能而擴(kuò)展應(yīng)用到人類生活的各個(gè)方面。2 Boost 型DC/DC變換器原理分析2.1 Boost 型DC/DC變換器圖為Boost 型DC/DC變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，主要由以下四個(gè)部分組成：開關(guān)(SW)、續(xù)流二極管(D)、升壓電感(L)、濾波電容(C)。其中開關(guān)(SW)是受控制電路決定的周期性導(dǎo)通。圖2.1 Boost 型DC/DC變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)當(dāng)開關(guān)導(dǎo)通時(shí)，儲(chǔ)能電感的兩端被輸入電壓加載，電感儲(chǔ)存能量，使能量不能傳遞給輸出端，根據(jù)電感方程，有：由可推導(dǎo)：假設(shè)輸入電壓VIN保持不變，則有：其中，ILm

8、in是開關(guān)SW導(dǎo)通之前通過電感L的電流，由此我們可以看出，在開關(guān)導(dǎo)通后，電感上的電流線性升高，開關(guān)上的電流也呈現(xiàn)線性增加的趨勢(shì)，當(dāng)t=ton，在終止開關(guān)導(dǎo)通的狀態(tài)時(shí)刻，電感電流達(dá)到最大值5，為：當(dāng)開關(guān)斷開時(shí)，電感電壓呈反向狀態(tài)，此電壓與電源電壓疊加后，通過負(fù)載電容 (C)和二極管 (D)加載到負(fù)載兩端，通過二極管電感儲(chǔ)存的能量傳遞給輸出端，與此同時(shí)直流源也給負(fù)載提供能量。則有：在t1時(shí)刻，計(jì)算得通過電感L的電流為：在t-t1=toff時(shí)，通過電感的電流達(dá)到最小值，為：將式帶入ILmax的表達(dá)式中，可得：整理式得到：根據(jù)式，此電路的輸入電壓VIN低于輸出電壓VO，因此將此電路稱為升壓型DC/DC

9、變換器。在工作過程中，開關(guān)的關(guān)斷時(shí)間toff和導(dǎo)通時(shí)間ton都是可以使升壓型DC/DC變換器的輸出電壓變化。2.2 Boost 型DC/DC變換器的導(dǎo)通工作模式當(dāng)工作過程達(dá)到穩(wěn)態(tài)時(shí)，轉(zhuǎn)換電路存在兩種工作模式：濾波電感非連續(xù)導(dǎo)通模式DCM (Discontinual-Conduction-Mode)和連續(xù)導(dǎo)通模式CCM (Continual-Conduction-Mode)。在非連續(xù)導(dǎo)通模式(DCM)下當(dāng)達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)時(shí)每個(gè)周期中電路電感電流都回到零；在連續(xù)導(dǎo)通模式(CCM)下電路電流回到某一非零值。其中，連續(xù)導(dǎo)通模式(CCM)是功率變換中最普遍的工作模式。下面將具體討論Boost型DC/DC變換

10、器的兩種工作模式6。2.2.1 Boost型DC/DC變換器的連續(xù)導(dǎo)通模式圖2.2 Boost 型DC/DC變換器CCM電感電流波形圖將變換器的占空比(D)定義為開關(guān)管導(dǎo)通的時(shí)間(TON)和工作周期(T)之比：在一個(gè)周期內(nèi)，當(dāng)開關(guān)電源工作處于連續(xù)導(dǎo)通模式下時(shí)，開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間為DT，則電感電流的凈增長(zhǎng)量為：所以電感儲(chǔ)存能量可表示為：輸出電容提供該階段的輸出負(fù)載電流，由于足夠的大的開關(guān)頻率，較短的周期，可以認(rèn)為輸出電壓VO僅僅得到了一個(gè)很小幅度的降低，此降低稱為輸出電壓紋波，由于幅度很小，它相對(duì)輸出電壓的值是可以忽略，所以負(fù)載仍獲得不變的輸出電流。因此為了盡可能的降低輸出電壓紋波，電路必須具備足夠

11、的大輸出電容。如果為開關(guān)斷開的時(shí)間，則電感電流的減少量為：在穩(wěn)定狀態(tài)下，為了使電路能夠以穩(wěn)定的能量包的形式向負(fù)載傳遞能量，必須與相等，則有Boost型DC/DC變換器的占空比與輸出輸入之間的關(guān)系：輸出紋波電壓：其中、分別為開關(guān)工作頻率、負(fù)載電阻和輸出電流。適用的電容值便可以根據(jù)紋波電壓的指標(biāo)選擇。將電壓紋波系數(shù)定義為：由可知：提高開關(guān)頻率或者增大輸出電容可顯著降低輸出電壓紋波。電感并非輸出濾波器組成部分，只能作為儲(chǔ)能元件，因此降壓變換器的紋波通常小于升壓變換器的輸出紋波7。2.2.2 Boost型DC/DC變換器的非連續(xù)導(dǎo)通模式在輸出電流IO低于一定值時(shí)或者電感足夠小，Boost型DC/DC變

12、換器便有可能在非連續(xù)導(dǎo)通模式下工作，其開關(guān)導(dǎo)通時(shí)工作過程基本保持不變。當(dāng)開關(guān)斷開時(shí)，如圖所示電感電流的可分為以下兩個(gè)階段：圖非連續(xù)導(dǎo)通時(shí)刻電感電流圖如上圖所示，電感器可分為以下兩種情況：tON t t2和t2 t T，其中t2為電感電流為0的時(shí)刻。在tON t t2和0 t tON兩個(gè)期間，電感平均電壓分別為和，定義，則有：平均輸出電流：平均電感電流與平均輸入電流相等：聯(lián)立三式可解得：在式中，為保持Boost型DC/DC變換器處于連續(xù)與非連續(xù)導(dǎo)通模式邊緣的臨界電感，同時(shí)這也是連續(xù)與非連續(xù)導(dǎo)通模式的邊界條件。由式可知，在選擇外圍器件中通過選擇電感可使得變換器在連續(xù)導(dǎo)通狀態(tài)下工作。3 其它型DC/

13、DC變換器的工作原理Buck型DC/DC變換器結(jié)構(gòu)意圖如圖所示。其中SW、L、C和D分別為開關(guān)、電感、濾波電容和整流二極管。圖 Buck型DC/DC變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Buck-Boost DC/DC變換器電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖所示，由于Buck-Boost DC/DC變換器是降壓-升壓混合電路，其輸入電壓可大于輸出電壓，也可小于輸出電壓，并且輸入電壓極性與輸出電壓相反。圖 Buck-Boost型DC/DC變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)CuK型DC/DC變換器其實(shí)是由Buck和Boost型DC/DC變換器組合而成，圖表示一個(gè)CuK型DC/DC變換器。它可以拆分為圖和兩種電路圖。由于Buck電路可提供一個(gè)平滑的輸出電流，

14、Boost電路可提供一個(gè)平滑的輸入電流，這便是CuK型DC/DC變換器的連續(xù)工作模式下的最大優(yōu)點(diǎn)。圖 CuK型DC/DC變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)4 Boost 型DC/DC變換器的PWM調(diào)制方式在開關(guān)電源中，控制電路的主要功能是為開關(guān)管提供比率可調(diào)的驅(qū)動(dòng)脈沖或者時(shí)間，從而使得輸出電壓達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)。如今主要由有比率和時(shí)間調(diào)節(jié)的方式，可分為以下四種調(diào)節(jié)方式：PWM(Pluse-Width Modulation，脈沖寬度調(diào)制)、PFM(Pluse-Frequency Modulation，脈沖頻率調(diào)制)、PWM-PFM(調(diào)寬調(diào)頻)和PSM(Pluse-Skip Modulation，跨周期調(diào)制)，下面我們將主

15、要理解PWM調(diào)制方式。4.1 PWM調(diào)制方式PWM調(diào)制方式是指在工作頻率保持恒定的情況，通過改變功率開關(guān)管的截止時(shí)間或者導(dǎo)通時(shí)間來對(duì)占空比改變的一種調(diào)制方式，在當(dāng)前功率變換器中應(yīng)用最為普遍。工作原理如下：首先檢測(cè)被控輸出電壓，得出反饋電壓，然后將其加至運(yùn)放的反相輸入端，運(yùn)放的同相輸入端加入另外一個(gè)精確的基準(zhǔn)參考電壓。通過比較基準(zhǔn)電壓與反饋電壓輸出直流誤差電壓，PWM比較器的同相輸入端加入此誤差電壓，比較器的反相輸入端加入另外一個(gè)固定頻率的振蕩器產(chǎn)生鋸齒波信號(hào)，兩者經(jīng)過PWM比較器，得到輸出一方波信號(hào)，隨著誤差電壓的變化，此方波信號(hào)的占空比改變，脈寬調(diào)制從而得到實(shí)現(xiàn)。PWM控制的實(shí)質(zhì)就是在輸入電

16、壓，外接負(fù)載及內(nèi)部參數(shù)改變的情況下，通過被控制信號(hào)與基準(zhǔn)信號(hào)的差值控制電路進(jìn)行閉環(huán)反饋，調(diào)節(jié)主電路開關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間(即脈沖寬度)，保持脈沖的周期穩(wěn)定來達(dá)到穩(wěn)定輸出電壓的目的。PWM反饋控制可分為電流控制和電壓控制。4.2 PWM調(diào)制的兩種控制方式在Boost型DC/DC變換器中，控制輸出電壓通常用反饋回路來實(shí)現(xiàn)，根據(jù)不同的采樣變量，分為電流控制和電壓控制。由于電壓型控制單一的控制環(huán)路，簡(jiǎn)單的分析設(shè)計(jì)、較小的電路體積，振蕩器產(chǎn)生的較大幅值，以及較強(qiáng)的抗干擾能力，本論文中設(shè)計(jì)擬采用電壓型方式進(jìn)行控制。下面將著重對(duì)電壓控制型調(diào)制方式的原理展開介紹。圖電壓控制原理圖如圖表示電壓控制的原理圖。經(jīng)過采樣電

17、阻的分壓后輸出電壓VO輸入到誤差放大器的反相端，誤差放大器同相端為帶隙基準(zhǔn)提供的基準(zhǔn)電壓Vref，兩者經(jīng)誤差放大器放大輸出的直流電平VE作為PWM比較器的門限，和振蕩器產(chǎn)生的固定頻率的鋸齒波相比較，輸出一方波，經(jīng)過驅(qū)動(dòng)電路后驅(qū)動(dòng)功率開關(guān)管。輸出電壓降低時(shí)，反饋電壓降低，誤差放大電壓增加，比較器門限增加，開關(guān)導(dǎo)通時(shí)間越長(zhǎng)，從而使得電感儲(chǔ)存具有足夠的能量，保持負(fù)載電壓的穩(wěn)定。由以上分析可知：其中、分別為誤差放大器的增益和反饋系數(shù)。若 1，輸出電壓可表示為：由式可知，為一個(gè)和負(fù)載電流和輸入電壓無關(guān)的調(diào)制電壓。由以上分析可知，電壓反饋控制只響應(yīng)輸出負(fù)載電壓的變化，當(dāng)輸入電壓或者負(fù)載電流變化時(shí)，必須等到

18、負(fù)載電壓發(fā)生變化時(shí)才能夠響應(yīng)。同時(shí)因?yàn)镈C/DC變換器的電流經(jīng)電感使得濾波電容上的電壓信號(hào)對(duì)電流信號(hào)產(chǎn)生90度的相位延遲，這種延遲經(jīng)常為一個(gè)或者多個(gè)周期。由于輸出的LC濾波給回路增加了兩個(gè)極點(diǎn)，對(duì)環(huán)路穩(wěn)定性造成不良影響，通過設(shè)計(jì)合理的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)可以抵消這兩個(gè)極點(diǎn)的影響，使系統(tǒng)達(dá)到穩(wěn)定。電壓控制模式優(yōu)點(diǎn)電壓控制模式缺點(diǎn)占空比調(diào)節(jié)不受限制補(bǔ)償網(wǎng)路設(shè)計(jì)本來就較為復(fù)雜，閉環(huán)增益隨輸入電壓而變化更為復(fù)雜對(duì)于多路輸出電源，他們之間的交互調(diào)節(jié)效應(yīng)較好單一反饋電壓閉環(huán)設(shè)計(jì)，比較容易調(diào)試對(duì)輸入電壓的變化動(dòng)態(tài)響應(yīng)較慢；較好的響應(yīng)調(diào)節(jié)輸出負(fù)載的變化輸出LC濾波器給控制環(huán)增加了雙極點(diǎn)，在補(bǔ)償誤差放大器時(shí)，需要將主極點(diǎn)低

19、頻衰減，或者增加一個(gè)零點(diǎn)進(jìn)行補(bǔ)償。PWM三角波幅值較大，脈沖寬度調(diào)節(jié)時(shí)具有較好的抗噪聲裕量5 電路子模板設(shè)計(jì)5.1 帶隙基準(zhǔn)電路的設(shè)計(jì)帶隙基準(zhǔn)電路的主要功能是為電路的其它單元提供穩(wěn)定的輸入電壓和溫度變化影響極小的基準(zhǔn)電壓，并且可提供PTAT偏置電流。帶隙基準(zhǔn)電路是電路設(shè)計(jì)中非常重要的模塊。帶隙基準(zhǔn)電路模塊的設(shè)計(jì)要求為：輸出直流電壓為，溫度系數(shù)低于10個(gè)ppm/°C。帶隙基準(zhǔn)工作原理工作原理：由于硅材料的帶隙電壓具有與輸入電壓和溫度無關(guān)的特性，則利用兩個(gè)具有相反溫度系數(shù)的量以適當(dāng)?shù)臋?quán)重相加可得到理論上的零溫度系數(shù)基準(zhǔn)。當(dāng)雙極晶體管的基極-發(fā)射極電壓，或者更一般的說PN結(jié)二極管的正向電壓

20、具有負(fù)溫度系數(shù)。VBE的溫度系數(shù)與溫度有關(guān)且與VBE本身的大小有關(guān)，當(dāng)VBE，T=300 °K時(shí)：當(dāng)兩個(gè)雙極晶體管在不相等的電流密度下工作時(shí)它們的基極-發(fā)射極電壓的差值與絕對(duì)溫度成正比。例如，兩個(gè)同樣的晶體(IS1=IS2)偏置的集電極電流分別為nI0和I0，忽略它們的基極電流，則：此時(shí)VBE的溫度系數(shù)表現(xiàn)為正溫度系數(shù)：而利用正負(fù)溫度系數(shù)電壓可得到：室溫時(shí)VBE/TmV/°K，VT/TmV/°K，通過選取1和2，可得到零溫度系數(shù)。帶隙基準(zhǔn)電路實(shí)現(xiàn)圖帶隙基準(zhǔn)電路圖上圖即為帶隙電路的結(jié)構(gòu)，運(yùn)算放大器與PMOS管構(gòu)成負(fù)反饋，使得運(yùn)放正負(fù)輸入端電壓相等。發(fā)射極面積之比為的

21、兩個(gè)三極管Q1、Q2的基極-發(fā)射極VBE的差值VBE加在電阻R1上。由前面的分析可知，VBE與絕對(duì)溫度成正比，電阻上的電壓也和絕對(duì)溫度成正比，可以用來補(bǔ)償Q1的VBE中隨絕對(duì)溫度減小的部分，合理地選擇R1和R2的值，就可以得到與溫度關(guān)系很小的輸出電壓：為了使電路在上電過程中能夠進(jìn)入正常工作點(diǎn)，加入了啟動(dòng)電路，啟動(dòng)電路由M16，M18，M19，M20管組成，M16和M18管采用二極管方式連接，電路上電時(shí)，M19管的柵極電壓為：設(shè)計(jì)時(shí)保證：則電路上電時(shí)M19管導(dǎo)通，拉低M7，M9，M14，M15的柵極電壓，電流流入帶隙基準(zhǔn)的核心電路。電路進(jìn)入正常工作后，Vbg大于VTH，使得M20管導(dǎo)通，關(guān)斷啟動(dòng)

22、電路，不再消耗電流，不影響電路正常工作。電路中需要一個(gè)高增益的放大器來保證電路中放大器兩端的電壓相等，因此采用了PMOS輸入的兩級(jí)放大器，并且使用自偏置結(jié)構(gòu)。帶隙基準(zhǔn)仿真結(jié)果(1)帶隙基準(zhǔn)的建立帶隙基準(zhǔn)電壓的瞬態(tài)仿真波形如下所示：圖為電源電壓從0V開始上電到，溫度為27，在不同模型參數(shù)下，啟動(dòng)電路開始工作，帶隙基準(zhǔn)電壓建立，最后穩(wěn)定在。上電過程中帶隙基準(zhǔn)電壓的瞬態(tài)特性(2)溫度系數(shù)仿真(Temperature Coefficient，TC)由于溫度變化而引起基準(zhǔn)輸出電壓的變化量，簡(jiǎn)稱溫度漂移，單位是10-6V/(即1ppm/°C)。溫度系數(shù)反映了基準(zhǔn)源在整個(gè)工作溫度范圍，輸出電壓最大

23、值與最小值相對(duì)正常輸出時(shí)的變化，其計(jì)算公式如下式：理論上帶隙基準(zhǔn)電路可以實(shí)現(xiàn)零溫漂，實(shí)際上受到很多因素的影響，基準(zhǔn)電壓只能接近零溫漂。通常來講，TC的數(shù)值為幾十個(gè)ppm/°C，下圖為本文中設(shè)計(jì)基準(zhǔn)電壓與溫度的曲線關(guān)系，在電源電壓為時(shí)，進(jìn)行-40°C到正120°C的溫度掃描，電壓變化范圍為個(gè)mV。可以滿足電路需要。圖基準(zhǔn)電壓與溫度關(guān)系圖(3)線性調(diào)整率仿真圖是室溫為27時(shí)，基準(zhǔn)電壓隨電源電壓變化的曲線，由圖可知，電源電壓從3V變化到55V時(shí)，基準(zhǔn)電壓的線性調(diào)整率為：圖帶隙電壓隨電源電壓變化曲線(4)電源抑制比仿真電源抑制比(PSRR)是輸入電源變化量(以伏為單位)與

24、輸出變化量(以伏為單位)的比值，常用分貝表示。它實(shí)際反映的是輸出電壓對(duì)電源線上的“噪聲”的一種抑制能力。定義如下：其中Ripplepower和Rippleoutput分別為電源電壓和輸出電壓的小信號(hào)變化量，Av(poweroutput)為輸出電壓對(duì)電源電壓的增益。圖為基準(zhǔn)電壓的PSRR仿真結(jié)果，可以看到電源抑制比達(dá)到了75dB，基本可以滿足電路需要。圖帶隙基準(zhǔn)PSRR仿真曲線5.2 LDO穩(wěn)壓器的設(shè)計(jì)VIN是一個(gè)不穩(wěn)定的電壓值，而變換器的內(nèi)部單元模塊需要一個(gè)穩(wěn)定的電壓源給電路供電，為了方便標(biāo)準(zhǔn)電源的替換，設(shè)計(jì)使此電壓值為，由LDO穩(wěn)壓器產(chǎn)生。5.2.1 LDO穩(wěn)壓器原理：LDO穩(wěn)壓器由以下四個(gè)

25、基本的電路模塊構(gòu)成：基準(zhǔn)電壓源，其功能是為L(zhǎng)DO穩(wěn)壓器提供一個(gè)具有較高精確度和熱穩(wěn)定性的電壓源；誤差放大器，其功能主要是用來控制輸出電壓，將VOUT的分壓與基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較，然后通過負(fù)反饋控制PMOS功率管的柵極電壓，從而控制輸出電壓VOUT到需要的值；反饋網(wǎng)絡(luò)，它的作用是設(shè)定一個(gè)穩(wěn)定的輸出VOUT，并通過電阻分壓后與VREF去進(jìn)行比較；功率調(diào)整管，它的主要作用是向負(fù)載輸出大電流提供通道，理想的功率管是PMOS管，能夠?qū)崿F(xiàn)低壓差輸出。LDO主要結(jié)構(gòu)如圖所示，對(duì)于一個(gè)穩(wěn)壓器電路，電壓調(diào)整率和負(fù)載調(diào)整率是重要的質(zhì)量參數(shù)。它們分別表示了輸入電壓變化、輸出負(fù)載變化時(shí)輸出能夠保持在規(guī)定值上的能力。根據(jù)L

26、DO線性穩(wěn)壓器的基本原理，對(duì)放大器的直流開環(huán)增益要求較高。因此運(yùn)放的跨導(dǎo)越大，穩(wěn)壓器的電壓調(diào)整率和負(fù)載調(diào)整率性能越好。放大器的輸出電流直接驅(qū)動(dòng)PMOS管，能夠提供足夠大的輸出驅(qū)動(dòng)電流。輸出驅(qū)動(dòng)電流跟隨負(fù)載變化，誤差放大器本身必須在負(fù)載變化時(shí)仍處于放大狀態(tài)，保持負(fù)反饋從而實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定的輸出。圖5.6 LDO結(jié)構(gòu)示意圖LDO穩(wěn)壓器電路實(shí)現(xiàn)在LDO電路中，M1，M2，M3，M4，M5管構(gòu)成放大器的第一級(jí)，M5為第一級(jí)提供偏置電流，M7，M6構(gòu)成放大器的第二級(jí)，M6管為第二級(jí)提供偏置電流，R1，R2為反饋電阻，由于放大器的作用，R2上端的電壓被鉗制在基準(zhǔn)電壓的大小，適當(dāng)選取R1，R2的阻值，就可以得到的輸

27、出電壓。圖5.7LDO電路圖5.2.3 LDO仿真結(jié)果(1)溫度系數(shù)仿真：壓為，對(duì)穩(wěn)壓電路進(jìn)行直流掃描，溫度范圍為-55125°C，仿真結(jié)果如圖所示。由圖可知：當(dāng)溫度從-55125°C變化時(shí)，基準(zhǔn)電壓從變化到V，差值為，溫度系數(shù)為9.42 ppm/°C。圖5.8穩(wěn)壓電路的溫度特性(2)電壓調(diào)整率仿真：溫度27，輸入電壓從.7 V上升到5.5V，穩(wěn)壓器輸出如下圖，電壓調(diào)整率為：圖5.9穩(wěn)壓器輸出隨電源電壓變化曲線振蕩器的設(shè)計(jì)振蕩器的作用是為了給PWM比較器提供一個(gè)固定頻率的三角波，使其與誤差放大器的輸出比較后產(chǎn)生驅(qū)動(dòng)信號(hào)。振蕩器頻率即為開關(guān)工作頻率。本設(shè)計(jì)中開關(guān)頻率

28、是。工作原理：如圖所示，用一個(gè)恒流源I0為電容C充電，電容上的電壓分別與兩個(gè)基準(zhǔn)電壓做比較后輸出到RS觸發(fā)器，RS觸發(fā)器的輸出作為M1的開關(guān)信號(hào)控制其開關(guān)，從而決定電容放電。振蕩器開始工作時(shí)，電容上電壓VC<VREF_LOW<VREF_HIGH，比較器R，S端置為l，0，觸發(fā)器輸出為低，M1截止，恒定電流I0對(duì)電容C充電，電容電VREF_LOW <VC< VREF_HIGH時(shí)，R，S端置為1，觸發(fā)器輸出保持，繼續(xù)對(duì)電容C充電，當(dāng)VC >VREF_HIGH> VREF_LOW時(shí)，觸發(fā)器輸出0，1，觸發(fā)器輸出為高，M1管打開，電容放電。當(dāng)電容電壓低于VREF_L

29、OW時(shí)，循環(huán)往復(fù)，電容上電壓即為輸出三角波電壓。電容充電時(shí)間：圖5.10振蕩器結(jié)構(gòu)示意圖放電時(shí)間：IS為放電電流，它的大小又由開關(guān)管的大小決定。故振蕩周期：從周期表達(dá)式可以看出，通過調(diào)整充電電容大小和放電管的大小可以改變振蕩周期?？梢詮膱D中讀出三角波的振蕩頻率約為MHz，振幅約為lV，這個(gè)固定頻率的三角波會(huì)與后文中誤差放大器的輸出進(jìn)行比較從而為開關(guān)管產(chǎn)生驅(qū)動(dòng)信號(hào)。圖振蕩器輸出波形圖5.4 PWM比較器電路設(shè)計(jì)PWM比較器是控制電路很重要的組成部分，電路的主要功能是把誤差放大器的輸出經(jīng)過CLAMP電路鉗位后的輸出與固定頻率的三角波比較，產(chǎn)生PWM脈寬控制信號(hào)，進(jìn)而改變占空比，控制開關(guān)管的打開或者

30、關(guān)斷17。比較器需要足夠的增益來達(dá)到較高的分辨率，因此采用兩級(jí)CMOS比較器結(jié)構(gòu)是很好的選擇，比較器的設(shè)計(jì)和運(yùn)放的設(shè)計(jì)很相似，所不同的是比較器工作在開環(huán)狀態(tài)下且不需要補(bǔ)償。其電路結(jié)構(gòu)如圖所示：從左至右，M1，M5，M6，M7，M8構(gòu)成比較器的第一級(jí)，M9，M2，構(gòu)成比較器的第二級(jí)，后跟兩個(gè)反相器可以起到整形并提高驅(qū)動(dòng)能力的作用。比較器的增益為：圖5.12 PWM比較器結(jié)構(gòu)圖誤差放大器是DCDC變換器中重要的模塊，它的開環(huán)增益、相位裕度、電源抑制比等參數(shù)指標(biāo)都直接影響變換器的性能，是變換器電路設(shè)計(jì)的關(guān)鍵?？紤]到放大器的直流增益決定了輸出電壓的精度，要求其增益越高越好，但是考慮到增益過高對(duì)環(huán)路穩(wěn)定

31、性的影響，具體影響在后面環(huán)路補(bǔ)償中會(huì)提到，對(duì)誤差放大器增益的要求在60dB以上即可。由于放大器的相位裕度決定了電路的穩(wěn)定性，要求其相位裕度在60度以上。共模輸入范圍要求足夠的寬，本設(shè)計(jì)中要求共模輸入范圍的下限最好接近零。誤差放大器電路實(shí)現(xiàn)電路結(jié)構(gòu)如下圖所示，采取了兩級(jí)結(jié)構(gòu)。由于低共模輸入的要求，第一級(jí)采用PMOS差分對(duì)輸入的折疊式共源共柵放大器，第二級(jí)M17，M16構(gòu)成源跟隨器，能夠提供比較大的輸出擺幅。C1作為補(bǔ)償電容，將主極點(diǎn)推向低頻，把非主極點(diǎn)移向高頻，保證了放大器的穩(wěn)定性。圖5.13 誤差放大器電路圖第一級(jí)折疊式共源共柵放大器：這種放大器的特點(diǎn)是共模輸入范圍大，輸出電阻大，增益大，輸出

32、電壓范圍變化較小。電流Ibias為輸入管提供偏置電流，輸入PMOS對(duì)管將輸入電壓信號(hào)轉(zhuǎn)換成電流信號(hào)，M7，M14管接收該電流信號(hào)后在M14管漏端輸出。由于采用了折疊式結(jié)構(gòu)，共模輸入范圍較寬。共模輸入的下限可以低到零伏，上限：第一級(jí)增益：第二級(jí)為源跟隨器，它隔離第一級(jí)與輸出，起到緩沖器的作用。它的輸出電阻較小，使電路可以驅(qū)動(dòng)低阻抗負(fù)載而保持信號(hào)電平損失較小。輸出電阻：第二級(jí)增益： 5.21其中RL為運(yùn)放的負(fù)載電阻。該電路的主極點(diǎn)在第一級(jí)的輸出端，此處有很大的電阻和電容，第一非極點(diǎn)在第二級(jí)輸出處，因?yàn)樵擖c(diǎn)電阻值很大，負(fù)載電容也很可能很大。電容CC對(duì)第一級(jí)輸出進(jìn)行頻率補(bǔ)償。誤差放大器仿真結(jié)果從圖4中

33、可以看到誤差放大器的增益保持在70dB，相位裕度大概在110度，這個(gè)增益并不高，在后面的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)中可以看到，運(yùn)放的低頻增益不宜取很高。圖4誤差放大器增益和相位裕度圖5.15為誤差放大器的電源電壓抑制比，70dB可以滿足電路需要?？梢钥吹秸`差放大器的電源電壓抑制比在低頻段比較高，高頻有所下降，基本滿足電路需要。圖5.15誤差放大器PSRR仿真曲線圖5.16為誤差放大器的輸出擺幅仿真曲線，可以看到誤差放大器輸出范圍上限大概為伏，遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于振蕩器產(chǎn)生的鋸齒波的幅值，所以要加入鉗位電路對(duì)輸出進(jìn)行限制。圖6誤差放大器輸出范圍仿真曲線鉗位電路設(shè)計(jì)比較器兩端輸入信號(hào)經(jīng)過比較后，輸出信號(hào)進(jìn)入驅(qū)動(dòng)模塊，然后加載到

34、開關(guān)管上面。所以變換器的工作時(shí)系統(tǒng)的占空比可以通過比較器輸出方波信號(hào)的占空比反應(yīng)。因?yàn)楣潭l率的三角波為比較器負(fù)輸入端，振幅為1V。誤差放大器的輸出為正端，而誤差放大器的輸出在系統(tǒng)穩(wěn)定之前將超出這個(gè)范圍，所以誤差放大器的輸出需要一個(gè)鉗位電路將其限制在可比較的范圍內(nèi)。因?yàn)樵谧钚〉妮斎腚妷汉妥畲蟮恼伎毡鹊那闆r下，占空比高達(dá)85，故將輸出電壓的上限定為在0.8 V，下限定為0.2 V。其中在提供反饋基準(zhǔn)時(shí)軟啟動(dòng)模塊一并提供0.8 V的基準(zhǔn)電壓。電路結(jié)構(gòu)圖如圖7所示。圖7鉗位電路原理示意當(dāng)輸入電壓從0 V緩慢的增加到l V時(shí)，如圖5.18所示，鉗位電路的輸出，可以得到給定的基準(zhǔn)電壓分別為其下限和上限。

35、在這兩個(gè)基準(zhǔn)電壓范圍之間，輸出跟隨輸入，輸入電壓就被限制在這兩個(gè)基準(zhǔn)電壓之間。這樣便可以與三角波進(jìn)行比較。圖5.18鉗位電路仿真結(jié)果5.7 輸出鉗位電路設(shè)計(jì)上面提到，為驅(qū)動(dòng)PDMOS管作為整流管，一個(gè)電路需要用來提供一個(gè)與VOUT始終相差大約3 V的電壓，此電壓為PDMOS管的驅(qū)動(dòng)電路的“地”電位，這樣整流管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)的擺幅就在輸出電壓，和輸出電壓相差3V左右的電壓之間，相當(dāng)于一個(gè)大約為0V到3V的驅(qū)動(dòng)電壓。這個(gè)提供3V壓差的電路即為圖5.19中的輸出鉗位電路。圖5.19輸出鉗位電路結(jié)構(gòu)示意圖工作原理：三個(gè)二極管連接的PMOS管分別為M7，M8和M9，輸出電壓為VCLAMP。三個(gè)二極管連接的支

36、路的偏置電流為電流鏡提供，使VOUT的電壓和Vg處電壓差為固定值，一個(gè)寬長(zhǎng)比很大的PMOS管作為M6，所以當(dāng)它流過一定范圍內(nèi)變化的電流時(shí)，可以認(rèn)為M6的VSG幾乎保持恒定，所以VCLAMP和VOUT之間的電壓值也保持恒定。輸出鉗位電路仿真結(jié)果如圖5.20所示，可以看出當(dāng)VOUT端加入緩慢上升0-18 V然后緩慢下降到0 V的三角波時(shí)，CLAMP電壓一直被鉗位在與輸出相差2.7 V的電位上。圖5.20輸出鉗位電路仿真結(jié)果5.8 軟啟動(dòng)電路軟啟動(dòng)電路示意圖如圖1所示，開始EN和Vss信號(hào)分別高和低。當(dāng)EN斷開時(shí)，軟啟動(dòng)電路開始工作。NMOS鏈M1到M6管的長(zhǎng)度很長(zhǎng)，寬度很短，充當(dāng)?shù)淖饔锚q如大電阻，

37、限制給了電容C充電的電流。這樣通過電流的控制電容的體積得到了盡可能減小。MPl為電流源IO時(shí)，偏置由MP2提供，VSS電壓與VA電壓差值始終保持固定。當(dāng)為電容充電采用電壓源時(shí)，VSS接近于VREF，充電電流變得很低，使得VSS得到更加緩慢的上升。圖1軟啟動(dòng)電路示意圖在三種不同的模型參數(shù)情況下，當(dāng)基準(zhǔn)電壓為帶隙電壓，EN信號(hào)等于330 us時(shí)電路得到啟動(dòng)，仿真曲線圖如圖2所示?？梢钥吹缴仙龝r(shí)間約為380 us，穩(wěn)定后電壓為基準(zhǔn)電壓。圖5.22軟啟動(dòng)電路仿真結(jié)果5.9 電平位移電路電平位移電路的電路結(jié)構(gòu)圖如圖3所示。例如，當(dāng)輸入信號(hào)從0 V上升至3.6 V，將其轉(zhuǎn)換為0到2.5 V，即圖中VP和V

38、+分別為3.6 V和2.5 V。當(dāng)輸入信號(hào)VIN為高時(shí)，M5管的開啟將M4管柵極電位拉低，使M4管和M6管分別開啟和關(guān)閉，從而VOUT被上拉到V+，即3.6V電壓轉(zhuǎn)換到2.5V。當(dāng)輸入信號(hào)VIN為低時(shí)，情況恰好相反，M5管和M6分別關(guān)斷和開啟，將VOUT下拉至零，同時(shí)M3管將開啟，M4的柵電壓由于被拉高而關(guān)斷，M4管的上拉作用得到阻止。電路電路同樣適用于將0 V到2.5 V的電平轉(zhuǎn)換到0 V到3.6 V的情況，只需要將2.5 V的電源電壓接入反相器即可。圖3電平位移電路的電路結(jié)構(gòu)圖5.10 驅(qū)動(dòng)電路由于PWM比較器較弱的輸出的方波信號(hào)驅(qū)動(dòng)能力，此驅(qū)動(dòng)能力無法驅(qū)動(dòng)?xùn)烹娙莺艽蟮腄MOS管，驅(qū)動(dòng)能力

39、需要通過增加一路驅(qū)動(dòng)電路來提升。與此同時(shí)驅(qū)動(dòng)模塊中還應(yīng)有適合驅(qū)動(dòng)功率MOS管的電平位移電路，在驅(qū)動(dòng)電路中實(shí)現(xiàn)死區(qū)時(shí)間隔離。帶電平轉(zhuǎn)換和死區(qū)隔離的驅(qū)動(dòng)電路如圖4所示。PWM比較器輸出的方波信號(hào)為DR信號(hào)，經(jīng)過兩組電平位移電路，然后經(jīng)過反相器鏈后，整流管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)DP和開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)GN得到輸出。其中電平位移模塊LS2將0V到2.5V的驅(qū)動(dòng)信號(hào)轉(zhuǎn)換到前文提到的與VOUT相差約3V的VCLAMP電壓和輸出電壓VOUT之間。圖4帶電平轉(zhuǎn)換和死區(qū)隔離的驅(qū)動(dòng)電路5.11 保護(hù)電路5.11.1 過溫保護(hù)電路為了避免芯片過熱對(duì)芯片產(chǎn)生永久性的損害情況的發(fā)生，過熱保護(hù)電路必不可少。我們知道雙極型晶體管VBE具

40、有負(fù)溫度的特性。所以為監(jiān)測(cè)溫度的變化，溫度檢測(cè)器件采用雙極型晶體管的VBE，當(dāng)?shù)竭_(dá)一定閾值后分別輸出高、低電平，本文中規(guī)定溫度下降到140°C時(shí)，輸出低電平使芯片正常工作，溫度高于148 °C時(shí)，輸出高電平是芯片正常工作。圖5表示溫度保護(hù)電路結(jié)構(gòu)示意圖。Q1、R1和R2構(gòu)成一個(gè)PART電流產(chǎn)生電路，基準(zhǔn)電壓為Vref，則電阻R1上的電流為：電壓為：圖5溫度保護(hù)電路結(jié)構(gòu)示意圖當(dāng)VA施加于Q2基極。溫度很高時(shí)，由于負(fù)溫度系數(shù)的VBEQ1，很高的VA電壓和Q管的基極電流，很強(qiáng)大的Q2驅(qū)動(dòng)能力，大于電流I2和I3的上拉作用，拉低VB電位，輸出低的0TP信號(hào)。臨界翻轉(zhuǎn)條件為I2和I3

41、電流之和等于Q2的集電極電流，此時(shí)M3管關(guān)斷，上拉電流得到減小，正反饋形成，VB電位更低。當(dāng)溫度降低時(shí)，VA電壓逐漸下降，減弱了Q2的驅(qū)動(dòng)能力，當(dāng)I2等于減弱的Q2的集電極電流時(shí)，VB電位拉高，翻轉(zhuǎn)OTP信號(hào)，開啟M3管，VB電壓的上拉作用得到加強(qiáng)。圖5.26表示過溫保護(hù)的特性曲線。OTP信號(hào)高電平發(fā)生在148 °C，溫度降低至140 °C時(shí)，輸出為低電平。8 °C為遲滯范圍，避免由熱振蕩引起的誤觸發(fā)的發(fā)生。6 溫度保護(hù)電路仿真曲線曲線5.11.2 欠壓鎖定電路電路上電啟動(dòng)時(shí)，電源電壓的波動(dòng)可能會(huì)對(duì)系統(tǒng)穩(wěn)定性造成一定的影響。這便需要一個(gè)欠壓鎖定電路，其目的為當(dāng)輸入

42、電壓降低至某個(gè)閾值電壓之下時(shí)，器件關(guān)斷以達(dá)到隔離輸入輸出的目的。設(shè)計(jì)思路：采用電阻分壓對(duì)輸入電壓進(jìn)行采樣，對(duì)比基準(zhǔn)電壓和采樣電壓，如果基準(zhǔn)電壓高于采樣電壓，輸出低電平，使電路正常工作；基準(zhǔn)電壓高于采樣電壓，輸出高電平，通過邏輯控制使芯片進(jìn)入欠壓鎖定狀態(tài)。圖7 UVLO電路示意圖設(shè)計(jì)原理如圖7所示：R1、R2的R3分別為分壓電阻，電源電壓得到采樣后，與基準(zhǔn)電壓相比較，輸入電壓正常時(shí)，A點(diǎn)電壓高于，比較器輸出為低，關(guān)斷MNI管，UVLO信號(hào)為高。電壓電壓開始下降，到滿足臨界條件：當(dāng)A點(diǎn)電位下降到低于，UVLO輸出為低，使得比較器翻轉(zhuǎn)。MNI管開啟，R3短路，使A點(diǎn)電位更低。上升到滿足臨界值，為：

43、5.25 所以欠壓鎖定信號(hào)的翻轉(zhuǎn)閾值電壓為： 5.26 5.27 本論文中假設(shè)電壓增加到2.7 V和下降到2.5 V，其仿真輸出結(jié)果如圖5.28所示：圖 UVLO仿真結(jié)果5.12 電壓型控制補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)5.12.1 電壓性補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的原理DC/DC變換器系統(tǒng)可分成兩個(gè)模塊:控制和反饋，其中控制部分由脈寬調(diào)制、LC濾波器和功率變換級(jí)組成；反饋部分包含補(bǔ)償誤差放大器和電壓采樣網(wǎng)絡(luò)。現(xiàn)分別研究各個(gè)部分的傳遞函數(shù)，然后得出系統(tǒng)的傳遞函數(shù)。(1) PWM比較器傳遞函數(shù)：EA-OUT，或稱誤差放大器輸出，是PWM比較器的一個(gè)輸入。三角波電壓是PWM比較器的另一個(gè)輸入，由振蕩器產(chǎn)生。來自電源輸出的反饋信號(hào)接到

44、誤差放大器的反相端，如果電源輸出高于參考電壓，則誤差放大器的轉(zhuǎn)化輸出降低，這樣會(huì)使脈寬調(diào)制器減少輸出占空比，使輸出電壓減少。反之亦然。PWM比較器的輸入是控制電壓，輸出是占空比，所以，是它的傳遞函數(shù)，單位為1/V，可以看出它不是無量綱。(2) Boost拓?fù)涞牡膫鬟f函數(shù)：由Boost輸出輸入電壓關(guān)系：控制部分的傳遞函數(shù)是等效LC濾波器的傳遞函數(shù)和這兩部分傳遞函數(shù)的乘積：其中：所以上式可以寫成：其中：，。從控制部分的上面提到的傳遞函數(shù)表達(dá)式可以看出，Boost變換器的傳遞函數(shù)中存在一個(gè)雙重極點(diǎn)，這個(gè)極點(diǎn)是控制電路部分的LC濾波器帶來的，由于實(shí)際的LC濾波電路不存在于輸出端，電容C和拓?fù)渲须姼蠰之

45、間存在著一個(gè)續(xù)流二極管，從而一個(gè)右半平面零點(diǎn)產(chǎn)生了。從傳遞函數(shù)的分子可以看出，在當(dāng)環(huán)路的相角很低時(shí)這個(gè)零點(diǎn)能導(dǎo)致系統(tǒng)的不穩(wěn)定，增加它的頻率不失為一個(gè)合理的解決方案，使其不能影響到整個(gè)環(huán)路?；虻刃У模沟眠@個(gè)零點(diǎn)頻率遠(yuǎn)大于穿越頻率，這樣增益為零時(shí)便與它沒有關(guān)系。5.12.2 補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的確定本文中應(yīng)用到的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)分別包含了三個(gè)電阻和三個(gè)電容。圖29表示系統(tǒng)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)示意圖，傳遞函數(shù)中除了零極點(diǎn)po外，還包含兩個(gè)零點(diǎn)z1和z2和有兩個(gè)極點(diǎn)p1和P2。圖5.29系統(tǒng)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)示意圖注意到零點(diǎn)對(duì)于電路有一種使增益和相位變優(yōu)的趨勢(shì)，故將兩個(gè)零點(diǎn)設(shè)置在雙重極點(diǎn)處為補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)的目的，使誤差放大器的增益曲線在雙重極點(diǎn)后以+1斜率上揚(yáng)，與LC控制電路的-2斜率抵消，則環(huán)路增益曲線以-1斜率穿過穿越頻率。補(bǔ)償以后的波特圖如圖0所示。前面提到的誤差放大器增益問題，因?yàn)樵诃h(huán)路補(bǔ)償中為了使系統(tǒng)穩(wěn)定，要使系統(tǒng)增益盡快下降到零，使穿越頻率遠(yuǎn)小于那些有問題的點(diǎn)。如果增益過高，以-1斜率下降，則進(jìn)入穩(wěn)定狀態(tài)比較慢。所以對(duì)誤差放大器的增益要求大約60dB即可。圖0經(jīng)過補(bǔ)償?shù)南到y(tǒng)增益和相位裕度5.13 變換器的