數(shù)字直流微電流傳感器的設(shè)計與實驗驗證

1、 本科生畢業(yè)設(shè)計論文數(shù)字直流微電流傳感器的設(shè)計與實驗驗證 院 系 光學(xué)與電子信息學(xué)院 專業(yè)班級 電子科學(xué)與技術(shù)1103班姓 名 * 學(xué) 號 U201113861 指導(dǎo)教師 王* 2015年 5 月 22 日華 中 科 技 大 學(xué) 畢 業(yè) 設(shè) 計（論 文）學(xué)位論文原創(chuàng)性聲明本人鄭重聲明：所呈交的論文是本人在導(dǎo)師的指導(dǎo)下獨立進行研究所取得的研究成果。除了文中特別加以標(biāo)注引用的內(nèi)容外，本論文不包括任何其他個人或集體已經(jīng)發(fā)表或撰寫的成果作品。本人完全意識到本聲明的法律后果由本人承擔(dān)。作者簽名： 年 月 日學(xué)位論文版權(quán)使用授權(quán)書本學(xué)位論文作者完全了解學(xué)校有關(guān)保障、使用學(xué)位論文的規(guī)定，同意學(xué)校保留并向有關(guān)

2、學(xué)位論文管理部門或機構(gòu)送交論文的復(fù)印件和電子版，允許論文被查閱和借閱。本人授權(quán)省級優(yōu)秀學(xué)士論文評選機構(gòu)將本學(xué)位論文的全部或部分內(nèi)容編入有關(guān)數(shù)據(jù)進行檢索，可以采用影印、縮印或掃描等復(fù)制手段保存和匯編本學(xué)位論文。本學(xué)位論文屬于 1、保密囗，在 年解密后適用本授權(quán)書2、不保密囗 。（請在以上相應(yīng)方框內(nèi)打“”）作者簽名： 年 月 日導(dǎo)師簽名： 年 月 日摘要在日常生產(chǎn)生活實踐中，人們需要對各種各樣的微弱電流信號進行檢測，并且還有許多物理量通過傳感器交換成微弱電流信號，因此對于微弱電流信號的檢測具有重大意義。目前可用于直流漏電流測量的互感器主要基于霍爾原理和磁調(diào)制原理，其中磁調(diào)制式微電流傳感器通過監(jiān)控電

3、流產(chǎn)生的磁場，不對電路回路產(chǎn)生直接影響，可有效減少誤差，因而得到了廣泛應(yīng)用。本文根據(jù)相差式磁調(diào)制原理設(shè)計并實現(xiàn)了一種可檢測0100mA大小范圍內(nèi)直流電流的微電流傳感器及其測量系統(tǒng)。主要完成了微電流傳感器檢測電路原理設(shè)計和驗證，測量系統(tǒng)的硬件電路設(shè)計，單片機處理系統(tǒng)的軟件設(shè)計與開發(fā)，系統(tǒng)聯(lián)機檢測與分析以及提出一種改進的電路以減小測量誤差和提高測量精度。關(guān)鍵詞：微電流；傳感器；磁調(diào)制；測量AbstractIn the daily life and production practice, people need to realize the micro current signal detecti

4、on of high accuracy on a wide variety , otherwise there are many physical quantity be converted into micro current signal, so it is of great significance for the detection of micro current signal. Currently ,the sensors of dc micro current measurement are mainly based on the principle of Hall and ma

5、gnetic modulation principle, among which the micro current sensor with magnetic modulation are working by monitoring the current generated by the magnetic field.They will produce less direct effect in the detection circuit, and can effectively reduce the error, thereby came into widespread

6、 use. According to the principle of phase difference magnetic modulation, a micro current sensor and its measuring system are designed and realized in this paper for measuring the dc current in the range of 0100mA .We mainly completed the principle design and verification of the micro curr

7、ent sensor detection circuit , measurement system design of the hardware circuit, design and development of the MCU processing system software, and detection and analysis on the on-line system.Finally we put forward an improved circuit so as to reduce the measurement error and improve the measuring

8、accuracy.Key words: Micro current;Sensor;Magnetic modulation; Measurement一，緒論1.1選題背景及研究意義在日常生產(chǎn)生活實踐中，人們需要對各種各樣的微弱電流信號進行檢測。并且還有許多物理量通過傳感器交換成微弱電流信號,因而在靜電研究、材料測試、電力設(shè)備在線監(jiān)測、光電互感器等應(yīng)用與測試中要測量極微弱電流。例如高壓電氣設(shè)備的泄漏電流一般在幾A到幾百mA之間,普通的電流互感器難以測到。又如支路接地是直流系統(tǒng)的常見故障之一，若不及時排查，則可能引發(fā)嚴(yán)重的電力系統(tǒng)事故。因此，必須對直流接地故障(絕緣故障)進行在線監(jiān)測。直流漏電流測量

9、法是直流系統(tǒng)接地故障檢測方法的一種，該方法無須向直流系統(tǒng)注入任何信號，并且不受系統(tǒng)對地分布電容的影響，具有明顯的技術(shù)優(yōu)勢剖。目前，可用于直流漏電流測量的互感器主要基于霍爾原理和磁調(diào)制原理。在傳統(tǒng)意義上的電流測量當(dāng)中,一般是將電流表串連到被測回路當(dāng)中去,因此,該回路將被引入兩個測試點。理想狀態(tài)下,電流表的接入是不會引起任何誤差的,但是在實際的測量當(dāng)中,這種直接式測量將改變電路的參數(shù),從而將會帶來測量誤差。直接得到的電信號是模擬信號，一般都比較微弱，還會外接放大電路將信號放大，再通過A/D轉(zhuǎn)換電路將其轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號。1非直接式電流測量直流電的方法有霍爾傳感器、電流互感器和電流比較器等。一般通過監(jiān)控

10、電流產(chǎn)生的磁場得到，由于電流周圍本身會產(chǎn)生磁場，因此通過測量磁場的大小得到要測電流的大小，可以通過磁調(diào)制式傳感器來檢測直流電流。生產(chǎn)生活中，人們需要對各種各樣的微弱電流信號進行檢測，為了減小測量誤差，非直接式測量得到了廣泛應(yīng)用。直接式會在回路中引入兩個測試點；非直接式通過監(jiān)控電流產(chǎn)生的磁場，不對電路回路產(chǎn)生直接影響，可有效減少誤差。在非接觸式測量方法中，利用磁調(diào)制方法測量的儀器得到廣泛應(yīng)用?，F(xiàn)有的直流電流比較儀式的電流測量儀器, 基本上都以倍頻磁調(diào)制器為核心構(gòu)成。這種方法在直流電流的測量方面實現(xiàn)了準(zhǔn)確度的重大突破, 相應(yīng)的儀器精度均達到數(shù)量級。與此同時, 倍頻磁調(diào)制原理的應(yīng)用又迅速擴展到其它領(lǐng)

11、域, 如磁測量及非電量測量2。在磁調(diào)制器輸出信息中, 不僅有幅值變化量, 也含有相位變化。相位差式磁調(diào)制器直流電流測量方法通過對磁調(diào)制器輸出信息中相位變化的測量, 達到直流電流測量的目的。相位差式測量方法與倍頻式測量方法相比, 具有測量精度高、電路簡單、穩(wěn)定性好、抗干擾能力強、使用方便等優(yōu)點。31.2國內(nèi)外研究現(xiàn)狀早在70年代，對直流電流間接測量的研究已廣泛展開，并在大電流場合(幾百至十幾萬安培)已能夠做到較精確的間接測量，但實現(xiàn)在小電流范圍內(nèi)(幾十毫安至幾十安培)的精準(zhǔn)測量難度較大。4曾維魯深入地研究了相位差式磁調(diào)制直流電流測量方法5，以磁調(diào)制器輸出信息中正負(fù)半波相位變化量為測量對象, 來達

12、到直流電流測量的目的。文章中指出，相位變化量是時間量, 因此測量系統(tǒng)不需要復(fù)雜的濾波、放大等輔助電路, 使硬件系統(tǒng)十分簡化, 提高了抗干擾能力。時間測量可以比較容易地達到較高精度, 易于數(shù)字化和與計算機接口。他發(fā)現(xiàn)與現(xiàn)有的倍頻磁調(diào)制器直流電流測量儀相比, 由于相位差式磁調(diào)制直流電流測量方法完全摒棄了二次諧波分量幅值測量, 而以磁調(diào)制器輸出信息中正負(fù)半波相位差變化量為測量對象, 來達到直流電流測量的目的, 因此這種方法具有以下優(yōu)點:1）相位變化量t 是時間量, 測量較為方便, 時間測量容易達到較高精度;2）相差式測量方法采用單鐵芯磁調(diào)制器即可滿足要求, 磁調(diào)制器工藝簡單;3）省去復(fù)雜的濾波、解調(diào)

13、、放大電路, 系統(tǒng)輔助電路簡潔、可靠、穩(wěn)定性好;4）相位測量比幅值測量抗干擾能力強, 易于實現(xiàn)測量系統(tǒng)全數(shù)字化;5）使用方便, 調(diào)校容易。近年來，國內(nèi)的微電流檢測研究得到了十分迅速地發(fā)展，根據(jù)文獻,僅在2007年，國內(nèi)微電流檢測的研究精度就已達到10-16A,其代表產(chǎn)品為EsT121型數(shù)字超高阻、微電流測量儀,其微電流測量精度最高為A;而國外的研究精度為10-17A(美國吉時利(Keithiey)儀器公司),并已形成系列產(chǎn)品，當(dāng)時該公司的6430型亞認(rèn)遠程源表,其電流測量精度為0.4fA)。6Xu Zeliang等人提出并實現(xiàn)了一種利用新型磁調(diào)制方法的漏電流傳感器7，用于傳感正弦交流電，脈沖式

14、或平滑的直流電所產(chǎn)生的漏電流，以保護操作人員避免直接或間接接觸電流。他們將一種基于RL自激振蕩電路用于調(diào)制伴有方波脈沖信號的交流或直流剩余電流，以及一種包含有二次諧波低通濾波器電路的解調(diào)制方法用于簡便地測量交流和直流剩余電流。他們設(shè)計的這種漏電流傳感器與漏電流防護標(biāo)準(zhǔn)IEC60947-2 Annex B和IEC60755相符合。與此同時，這種傳感器具有更簡單的結(jié)構(gòu)，更小的尺寸和低成本。栗營利設(shè)計了一個小型磁調(diào)制式直流電流比較儀8，以驗證磁調(diào)制理論用于測量直流電流的可行性。硬件電路主要包括交流激勵電路、變壓器、檢測磁環(huán)、電源、帶通濾波器、鎖相倍頻器、偏置電路、乘法器、低通濾波器、PI 控制、功率

15、放大等。設(shè)計的小型磁調(diào)制式直流電流比較儀精度高于A 并且不受磁環(huán)飽和程度的影響。在其設(shè)計中，發(fā)現(xiàn)匝數(shù)越少、負(fù)載越小、負(fù)載的功率因數(shù)越高，則諧波對比較儀的靈敏度和線性度影響越小。另外采用高磁導(dǎo)率材料、適當(dāng)增加磁屏蔽體厚度可以增大磁屏蔽效能，增大磁屏蔽體內(nèi)徑會減小磁屏蔽效能。 Toshikatsu Sonoda等人設(shè)計并實現(xiàn)了一種可以檢測直流和交流電流信號并具有同樣精度的電流傳感器。這種傳感器能夠檢測出很大范圍內(nèi)的直流和交流電流。即使當(dāng)這種傳感器被暴露于較大的溫度變化環(huán)境或外部磁場，其檢測性能也不會退化。這種傳感器的命名依據(jù)其采用的檢測原理，其檢測原理為磁場控制式，而且具有以下特性：1）傳感器為非

16、接觸式；2）工作頻率范圍從直流到幾百赫茲；3）動態(tài)范圍可以從幾毫安擴展到100安培；4）在傳感器的整個檢測范圍內(nèi)保證0.01%的檢測精度；5）即使可用于每個傳感器的磁心磁滯回線不同，應(yīng)用的電流檢測電路仍然具有近似相同的檢測特性。91.3 直流微電流傳感器種類 直流系統(tǒng)經(jīng)過長時間運行后，在潮濕、陰雨等天氣原因下和其他人為原因造成其絕緣下降漏流增大，這無疑會危害電力系統(tǒng)的安全運行。直流微電流傳感器最重要的應(yīng)用是對漏電流信號的檢測，由于一般現(xiàn)場條件所限，為了盡量減小對所測電路的直接影響，以及由此影響帶來的測量誤差，多采用非接觸式的電流傳感器來檢測漏流。非接觸式的電流互感器多以通過檢測磁場的變化來檢測

17、被測電流的大小。目前可用于直流漏電流測量的互感器主要基于霍爾原理和磁調(diào)制原理10。 （1）霍爾電流傳感器 霍爾電流傳感器技術(shù)成熟，價格低廉，測量電流幅值范圍寬，從幾毫安到幾千安的電流范圍內(nèi)都有全系列的產(chǎn)品進行應(yīng)用，但是當(dāng)電流幅值很小時，特別是當(dāng)在1毫安以下時，霍爾電流傳感器則表現(xiàn)出靈敏度不夠、穩(wěn)定性差，抗干擾能力差等不足?；魻栯娏鱾鞲衅饔捎诰哂芯雀?、線性好、頻帶寬、響應(yīng)快、過載能力強和不損失被測電路能量等諸多優(yōu)點, 因而被廣泛應(yīng)用于變頻調(diào)速裝置、逆變裝置、UPS電源、逆變焊機、變電站、電解電鍍、數(shù)控機床、微機監(jiān)測系統(tǒng)、電網(wǎng)監(jiān)控系統(tǒng)和需要隔離檢測的大電流、電壓等各個領(lǐng)域中。在電力電子產(chǎn)品中,對

18、電流進行精確的檢測和控制也是產(chǎn)品安全可靠運行的根本保證。（2）磁調(diào)制式電流傳感器 磁調(diào)制式傳感器靈敏度較高，但制造材料成本高，且多采用雙線圈為振蕩電路，體積較大，通過模擬信號傳輸，但測量電路使用、擴展不便。磁調(diào)制式電流互感器大都以倍頻磁調(diào)制器為核心，通常由雙磁芯結(jié)構(gòu)構(gòu)成，檢測過程通過檢測磁芯二次繞組的輸出信號中二次諧波分量來獲得電流信息，進而通過相關(guān)計算得出電流大小。 1.4本文主要工作本文主要做了以下工作：（1）微電流傳感器檢測電路原理設(shè)計和驗證 介紹了選題背景和相位差磁調(diào)制式測量的基本原理，詳細(xì)分析本文設(shè)計的微電流電流傳感器及其測量電路的工作原理，并通過公式推導(dǎo)得出相應(yīng)參數(shù)之間的關(guān)系，理論

19、上驗證可行性。 （2） 測量系統(tǒng)的硬件電路設(shè)計 根據(jù)相位差磁調(diào)制式微電流傳感器的工作原理，設(shè)計測量系統(tǒng)的硬件電路。其主要模塊和外圍構(gòu)成包括：提供系統(tǒng)工作的電源模塊、三角波激勵源模塊、遲滯比較器模塊、磁環(huán)繞組模塊、進行計算處理的單片機電路模塊等。 （3）單片機處理系統(tǒng)的軟件設(shè)計與開發(fā)在硬件電路的基礎(chǔ)上，利用Keil u4編寫數(shù)據(jù)處理模塊和測量結(jié)果顯示的模塊，包括初始化模塊、定時器模塊、數(shù)據(jù)處理模塊、數(shù)碼管顯示模塊等。 在已集成的單片機開發(fā)板上實現(xiàn)這一功能，并將測量系統(tǒng)的輸出信號接入單片機引腳實時處理和顯示。（4）系統(tǒng)聯(lián)機檢測與分析 模擬范圍在0100mA內(nèi)的直流微電流，利用本文設(shè)計的測量系統(tǒng)進行

20、檢測，取合理的電流強度梯度做出誤差分析，檢測其線性度，通過比較檢測值與真實值來評估其能否正確檢測出電流大小。（5） 改進硬件設(shè)計由于微電流直接引起的鐵芯磁場變化十分微小，在實際測量過程中容易因為硬件誤差和操作失誤導(dǎo)致不能準(zhǔn)確地捕捉到變化量。最終，根據(jù)測量原理的線性性質(zhì)，本文提出了一種改進方法，在待測電流接入環(huán)狀鐵芯之前經(jīng)過電流放大電路，按照確定的倍率將電流值放大，因而可將鐵芯磁場變化放大至便與測量讀取，只在最終的計算過程中把這一放大考慮進去即可。這樣可以有效的減小誤差。1.5 本章小結(jié)本章主要介紹了本課題的選題背景及微電流檢測的研究意義，回顧了國內(nèi)外微電流檢測領(lǐng)域的研究現(xiàn)狀，列舉了常見的兩類微

21、電流傳感器及其檢測原理，最后簡要說明了本文所做工作。二，相位差磁調(diào)制式測量系統(tǒng)基本原理2.1單鐵芯磁調(diào)制器經(jīng)理論和實踐證明,在交變對稱電壓或電流源激磁的鐵芯中,若同時存在直流恒定磁場,鐵芯中交變磁通的對稱性就被破壞,磁通波形的正負(fù)半波相位將發(fā)生變化,相應(yīng)地,檢測繞組W3輸出電壓u中的正負(fù)半波將發(fā)生相對位移。11 W3端正負(fù)半波相位變化量的大小和方向可以反映W1端直流偏置電流I的大小和方向,利用這一特性測量直流電流,就是相位差磁調(diào)制式直流電流測量方法。利用這一特性測量直流電流,就是相位差式磁調(diào)制器直流電流測量方法的基本原理。該方法完全摒棄了現(xiàn)有建立在磁調(diào)制器基礎(chǔ)上的各種測量方法共同采用的諧波分量

22、幅值測量法,而以磁調(diào)制器輸出信息中正負(fù)半波相位變化量為測量對象,來達到直流電流測量的目的。12相位變化量是時間量,因此測量系統(tǒng)不需要復(fù)雜的濾波、放大等輔助電路,使硬件系統(tǒng)十分簡化,提高了抗干擾能力。時間測量可以比較容易地達到較高精度,易于數(shù)字化和與計算機接口。圖2.1 單鐵芯磁調(diào)制器圖中W1端輸入直流待測電流I，可在鐵芯中產(chǎn)生直流偏置磁場H0。設(shè)鐵芯的截面積為 A，平均磁路長度為l。We，Ws，Wd分別為鐵芯的激勵繞組、信號繞組和檢測繞組。假設(shè)用一個大小為Ie的三角波恒流源對激勵繞組We供電，并使鐵芯充分飽和(Ie,We足夠大)的情況下，討論信號繞組中有無直流信號時鐵芯繞組的電磁過程。鐵芯磁化

23、過程的 B-H曲線及磁滯回線如圖 2.2 所示。 圖2.2鐵芯的遲滯回線原理圖圖 2.2 中，Hc為矯頑力，Hs為飽和磁場強度，Br為剩余磁感應(yīng)強度，Bs為飽和磁感應(yīng)強度。鐵磁材料一般可分為軟磁材料和硬磁材料兩類。磁滯回線較窄的，即磁導(dǎo)率大、矯頑力小的，稱為軟磁材料；磁滯回線較寬的，即矯頑力大、剩磁也大的，稱為硬磁材料。存在直流磁場H0時會導(dǎo)致銅絲繞組W3端輸出電壓u 中正、負(fù)矩形脈沖波形發(fā)生移相，H0 的大小會影響矩形脈沖波形移相幅度的大小，H0 的極性會影響矩形脈沖波形移相的方向。2.2相差式磁調(diào)制器測量原理單鐵芯磁調(diào)制器在三角波恒定交流激磁下,鐵芯磁化波形為對稱的三角波,檢測繞組端電壓的

24、波形為正、負(fù)相間的矩形脈沖波。當(dāng)被測直流電流I為零時,該電壓中相鄰的正、負(fù)矩形脈沖之間的間隔t+ -=T/2,T為激勵電源的周期。當(dāng)被測直流電流不為零時,檢測繞組端電壓中的正、負(fù)矩形脈沖相對發(fā)生反方向移相,且移相幅度相等,此時 脈沖間隔t+-的變化量t與直流信號成正比,與交流激磁信號成反比。因此,t的大小及正負(fù)就可以反映直流被測電流的大小和方向,可以通過檢測t來測量直流電流,直流I與t間的關(guān)系為標(biāo)準(zhǔn)的線性關(guān)系。用于直流系統(tǒng)的泄漏電流0-100mADC測量。13-14 圖2.3相差式磁調(diào)制直流電流測量系統(tǒng) 在三角波恒定交流激磁下,鐵芯磁化波形為對稱的三角波,檢測繞組端電壓的波形為正、負(fù)相間的矩形

25、脈沖波。當(dāng)被測直流電流I為零時,該電壓中相鄰的正、負(fù)矩形脈沖之間的間隔t+-=T/2,T為激勵電源的周期。 圖2.4相差式磁調(diào)制直流電流測量的原理圖詳細(xì)分析如下：1）當(dāng)直流電流I為零時 由圖解法可知，鐵芯在三角波交流電流激勵下被激磁到飽和 磁化波形如圖2.4上部分紅色曲線所示。由于鐵芯中磁通會達到飽和，因而鐵芯中磁通的波形為圖2.4上部分黑色實線與黑色虛線組成的等腰梯形線，這是只被三角波電流磁化后的磁通，在W3端銅絲繞組中可以感應(yīng)出電動勢為：W3端銅絲繞組兩端電壓為：電壓波形為正負(fù)相間的矩形脈沖波，且相對于時間軸對稱，同樣具有周期性，如圖2.4下部分曲線所示。2） 當(dāng)待測直流電流大于零時待測電

26、流在鐵芯中產(chǎn)生直流磁場，此時磁化過程不是從零點開始，而是從直流磁場開始，鐵芯中磁通達到飽和后，磁通的波形為圖2.4上部分紅色實線與黑色虛線組成的等腰梯形線，這是被三角波電流和直流待測電流同時磁化后的磁通，相當(dāng)于在時間軸上發(fā)生了平移。此時磁通的波形已不再是對稱于時間軸的周期函數(shù)，而是表現(xiàn)為正半周寬，負(fù)半周窄的梯形波；W3端銅絲繞組兩端電壓波形為圖2.4下部分紅色波形所示，可看出在直流電流作用下，相對于黑色波形，紅色正脈沖均向左側(cè)偏移，而負(fù)脈沖均向右側(cè)偏移。3） 當(dāng)直流電流I小于零時待測電流在鐵芯中產(chǎn)生直流磁場，與2）相似，此時磁化過程也不是從零點開始，而是從直流磁場開始，鐵芯中磁通達到飽和后，磁

27、通的波形為圖2.4上部分紅色實線與坐標(biāo)軸下側(cè)黑色虛線組成的等腰梯形線，這是被三角波電流和直流待測電流同時磁化后的磁通，相當(dāng)于在時間軸上發(fā)生了平移。此時磁通的波形也已不再是對稱于時間軸的周期函數(shù)，而是表現(xiàn)為正半周窄，負(fù)半周寬的梯形波；W3端銅絲繞組兩端電壓波形為圖2.4下部分黑色波形所示，可看出在直流電流作用下，相對于紅色波形，黑色正脈沖均向左側(cè)偏移，而負(fù)脈沖均向右側(cè)偏移。2.3三角波激勵源電路產(chǎn)生三角波的方案有多種，如首先產(chǎn)生正弦波，然后通過整形電路將正弦波變換成方波，再由積分電路將方波變成三角波；也可以首先產(chǎn)生三角波方波，再將三角波變成正弦波或?qū)⒎讲ㄗ兂烧也ǖ鹊?。運算放大器可以和兩個電阻構(gòu)

28、成同相輸入施密特觸發(fā)器，由此可以產(chǎn)生穩(wěn)定的方波。運算放大器可以和RC構(gòu)成積分電路，二者形成閉合的回路。由于電容C的密勒效應(yīng)，在放大器的輸出端得到線性度較好的三角波。本課題采用先產(chǎn)生方波三角波，再將三角波變換成正弦波的電路設(shè)計方法。16本課題中三角波激勵源電路仿真組成框圖如下所示：圖2.5 三角波激勵源信號仿真電路由比較器和積分器組成方波三角波產(chǎn)生電路，比較器輸出的方波經(jīng)積分器得到三角波，三角波到正弦波的變換電路主要由差分放大器來完成。差分放大器具有工作點穩(wěn)定，輸入阻抗高，抗干擾能力較強等優(yōu)點。特別是作為直流放大器時，可以有效地抑制零點漂移，因此可將頻率很低的三角波變換成正弦波。波形變換的原理是

29、利用差分放大器傳輸特性曲線的非線性。     2.4整形電路利用遲滯比較器組成整形電路。遲滯性是比較器的一種特性，他使比較器的輸入閾值隨輸入(出)電平而改變。比較器實現(xiàn)的方法很多。他們都有不同形式的正反饋。最常見的即是由放大器接成正反饋組成。由圖2.6不難看出，當(dāng)輸出狀態(tài)一旦轉(zhuǎn)換后，只要在跳變電壓值附近的干擾不超過U之值，輸出電壓的值就將是穩(wěn)定的。但隨之而來的是分辨率降低。因為對遲滯比較器來說，它不能分辨差別小于U的兩個輸入電壓值。遲滯比較器加有正反饋可以加快比較器的響應(yīng)速度，這是它的一個優(yōu)點。除此之外，由于遲滯比較器加的正反饋很強，遠比電路中

30、的寄生耦合強得多，故遲滯比較器還可免除由于電路寄生耦合而產(chǎn)生的自激振蕩。圖2.6遲滯比較器整形電路遲滯比較器又可理解為加正反饋的單限比較器。單限比較器，如果輸入信號Vi在門限值附近有微小的干擾，則輸出電壓就會產(chǎn)生相應(yīng)的抖動（起伏）。在電路中引入正反饋可以克服這一缺點。滯回電路里面一般VOL和VOH相等（圖中運放工作原理就是兩端電壓比值大?。?。當(dāng)輸出VO是高電平VOH時，V+端電壓等于（Voh-Vref）/（R1/(R1+R2),只要V-小于此時V+，則VOH保持不變，大于時刻發(fā)生突變 VO變成低電平VOL，此時V-在繼續(xù)增大的話，VO保持低電平不變化，同時V+處電壓變化（VOL-VREF）/（

31、R1/(R1+R2)； 當(dāng)V-輸入減小，必須減少到V+變化后的值才能發(fā)生電壓跳變，成為高電平VOH，這就形成了滯回電路的效果。2.5測量方法的理論推導(dǎo)在圖2.4中，鐵芯磁化波形為對稱的三角波。三角波形頂端幅值大小為激勵磁場Hm，Hb為所用鐵芯的飽和磁化強度，T為三角波激勵信號的周期。定義以下變量：t+ - ：銅絲繞組W3端輸出電壓中正負(fù)矩形脈沖之間的時間間隔；H：鐵芯中磁場強度。由上述分析，當(dāng)待測直流電流為零時，W3端輸出電壓中正負(fù)脈沖不移相，此時t+ - =T/2。當(dāng)待測直流電流大于零時，如圖2.4，鐵芯中磁場強度H的波形將向上平移H0。將圖2.3取出一部分詳細(xì)分析，如圖2.7所示。由幾何關(guān)

32、系可以推出：圖2.7 鐵芯磁化波形局部圖鐵芯磁化H波形中上升和下降部分過零點的位置分別前移和后移x，可得x的表達式為：相應(yīng)地，銅絲繞組W3端輸出電壓u中的正負(fù)脈沖序列相對發(fā)生移相，且幅度相同，均為x。則t+ - 的變化量表示為 由此可得待測電流I的表達式：推出上述表達式后，待測直流電流的大小和方向可以通過檢測t來測量，繞組匝數(shù)W1，W2,激勵電流的周期T，激勵電流的幅值Im均為已知參數(shù)，且各量之間只存在簡單的線性關(guān)系，可以看出被測電流范圍與激勵繞組W2和被測繞組W1有關(guān)；t正比于三角波激勵信號的周期與其幅值成反比。因此可以通過增大三角波激勵信號的周期，減小其幅值來提高t的值，從而減小誤差，增大

33、靈敏度。也可以在內(nèi)部設(shè)計一個電流放大電路，將待測電流放大至一定倍數(shù)，引起更大的t，更加有助于減小誤差。2.6本章小結(jié)本章主要介紹課題所涉原理，先介紹了單鐵芯磁調(diào)制器的工作原理，然后詳細(xì)討論了相位差磁調(diào)制式測量系統(tǒng)基本原理，再分別介紹了本文所用的三角波激勵源電路和整形電路，最后對整體測量方法進行了詳細(xì)的理論推導(dǎo)。三，相位差磁調(diào)制式測量系統(tǒng)設(shè)計與實現(xiàn)3.1硬件設(shè)計3.1.1整體思路在面包板上利用硬件組成如圖2.3所示的磁調(diào)制測量系統(tǒng)，由激勵電源輸入三角波信號，將檢測繞組輸出電壓送入整形電路，經(jīng)由單片機系統(tǒng)檢測計算處理后將被測電流信息輸出至顯示器顯示，并在單片機端編寫代碼，適當(dāng)設(shè)計人機交互功能。最后

34、根據(jù)實際檢測結(jié)果對設(shè)計方案作出評估。 整形電路三角波電路單片機電路待測電流圖3.1硬件設(shè)計的原理框圖具體設(shè)計方案如下：1，設(shè)計并搭建激勵源電路輸出三角波；利用集成運算放大器的優(yōu)良特性，接上外部元件，可以方便地構(gòu)成性能良好的正弦波振蕩器和各種波形發(fā)生器電路。由于集成運算放大器本身高頻特性的限制，一般只能構(gòu)成頻率較低的RC振蕩器，在集成電壓比較器電路中引入正反饋，構(gòu)成滯回比較器，就能產(chǎn)生方波、三角波、脈沖波和鋸齒波。本文采用圖2.5所示三角波激勵源產(chǎn)生電路，并在實驗面包板上搭建電路。2，設(shè)計并搭建相差式磁調(diào)制直流電流測量系統(tǒng)電路（如圖2.3）；實際電路中直流電流回路W1由穿過磁心的導(dǎo)線代替，W2和

35、W3端分別三角波激勵源電路的輸出端和遲滯比較整形電路的輸入端，并將磁心絕緣固定。3，實現(xiàn)數(shù)字直流電流傳感器功能如下：能檢測0100mA范圍的直流電流，輸出直流電壓，輸出直流電壓與輸入直流電流成線性關(guān)系。 圖3.2相差式磁調(diào)制直流電流測量系統(tǒng)3.1.2硬件設(shè)計組成各部分的組成和功能說明如下：1) 穩(wěn)壓電源模塊：本文使用匯眾電源生產(chǎn)的HZD05B-28S48型模塊電源，為三角波電路提供+15V與-15V的輸入電壓，其額定輸出功率為5W，可支持的直流電壓輸入范圍分別為：18V36V以及超寬直流電壓輸入范圍9V36V，可滿足各類用戶的需求，輸出電壓精度可達±1%，具有完善的輸出過流、過壓、短

36、路等保護功能。六面體屏蔽、底部絕緣，既滿足了屏蔽的要求，又利于排版布局。獨特的機械加固方式，滿足加固的同時，提高設(shè)計集成化程度。若在輸入端接入相關(guān)型號濾波器，可提高產(chǎn)品的電磁兼容性。圖3.3 模塊電源引腳定義2) 交流激勵電源：產(chǎn)生50Hz的三角波電流,幅值約為5.5V，為磁調(diào)制器激勵繞組W2端提供調(diào)制信號，三角波電路使用了兩片uA741運算放大器芯片，設(shè)計參數(shù)的詳細(xì)討論將在3.1.3中給出。圖3.4 uA741引腳圖3） 磁心調(diào)制部分：按照圖2.1繞制線圈。組成包括高磁導(dǎo)率的環(huán)形鐵芯，銅絲繞組和外接導(dǎo)線，分為50匝與500匝兩個繞組，分別接入交流激勵信號和輸出調(diào)制后的信號。環(huán)型鐵芯是由一整條

37、冷軋晶粒取向硅鋼帶卷繞而成，具有高磁感、低鐵損的特點。待測電流信號I由一根直接穿過磁環(huán)的導(dǎo)線提供，待測電流幅值在0至100mA之間。4） 整形電路部分：利用遲滯比較電路將調(diào)制后的信號轉(zhuǎn)換為矩形脈沖信號。在整形電路中還包括一個放大電路將磁心調(diào)制部分輸出的類三角波信號放大至能被遲滯比較電路識別處理，還包括一個分壓電路將所得矩形脈沖信號的幅值減為3.3V至5.1V之間以便單片機引腳識別為高電平，最終矩形脈沖信號被送入單片機系統(tǒng)電路中。其中放大電路如下：圖3.5 運算放大電路分壓電路使用兩個定值電阻組成。5） 單片機系統(tǒng)：由89C51單片機為主芯片構(gòu)成，在開發(fā)板上已集成LED數(shù)碼管。片內(nèi)定時/計數(shù)器采

38、用16位工作模式，計時用于測算矩形脈沖信號持續(xù)時間，進而通過內(nèi)部算法算出相位差t以及待測電流值大小，并通過數(shù)碼管顯示。3.1.3三角波激勵電路的元器件選擇與參數(shù)設(shè)定a）由于方波前后沿與放大器作開關(guān)的器件A1的轉(zhuǎn)換速率SR有關(guān)，因此當(dāng)輸出方波的重復(fù)頻率較高時，集成運算放大器A1應(yīng)選用高速運算放大器，本文設(shè)定三角波頻率為50Hz左右，一般要求時選用通用型運放即可。b）集成運算放大器A2的選擇：積分運算電路的積分誤差除了與積分電容的質(zhì)量有關(guān)外，主要事集成放大器參數(shù)非理想所致。因此為了減小積分誤差，應(yīng)選用輸入失調(diào)參數(shù)（VI0、I0、Vi/T、I0/T）小，開環(huán)增益高、輸入電阻高，開環(huán)帶較寬的運算放大器

39、?？梢赃x擇uA741型運算放大器。（2）選擇穩(wěn)壓二極管穩(wěn)壓二極管Dz的作用是限制和確定方波的幅度，因此要根據(jù)設(shè)計所要求的方波幅度來選穩(wěn)壓管電壓Dz。此外，方波幅度和寬度的對稱性也與穩(wěn)壓管的對稱性有關(guān)，為了得到對稱的方波輸出，通常應(yīng)選用高精度的雙向穩(wěn)壓管。R3為了穩(wěn)壓管的限流電阻，其值有所選用的穩(wěn)壓管的穩(wěn)定電流決定。（3）確定正反饋回路電阻R1與R2R1與R2的比值均決定了運算放大器的A或A1觸發(fā)翻轉(zhuǎn)電平，也就決定了三角波的輸出幅度。因此根據(jù)設(shè)計要求的三角波輸出幅度，可以確定R1和R2的阻值。（4）確定積分時間常數(shù)RC積分元件R、C的參數(shù)值應(yīng)根據(jù)方波和三角波所要求的重復(fù)頻率來確定。當(dāng)正反饋回路電

40、路R1、R2的阻值確定之后，再選取電容C的值。綜上所述，選取的元器件如下：集成運算放大器：LM324或LM741   2片電阻：     10K 、20 K 、2K  若干可調(diào)電阻：   100 K       1只瓷片電容：   0.047uF/25V   1只穩(wěn)壓二極管：  2DW7    2只 3.2 軟件設(shè)計3.2.1整

41、體思路軟件設(shè)計主要針對單片機編程。由圖3可知，軟件部分主要為了測量出時間差x的大小，由于三角波激勵源信號的周期為58.68Hz，因此最終所得矩形脈沖信號的高電平持續(xù)時間約為8.5ms左右，待測電流的加入會引起矩形脈沖信號的正負(fù)半周分別前移或后移，且時間差x應(yīng)在若干個us級別。利用89C51單片機上P3.1串行口接收整形電路輸出的矩形脈沖信號，脈沖信號幅值超過了5.3V，在正半周會被單片機識別為高電平。先一直檢測輸入是否為高電平，若是高電平則啟動定時器計時，并一直檢測是否為高電平，發(fā)現(xiàn)為低電平時關(guān)閉定時器，停止計時。為了減小誤差，只處理第二次獲得的定時時間t2。由事先測得的無待測電流時的高電平持

42、續(xù)時間作為固定參數(shù)t1，t2與t1之差即為x值。定時器模塊：通過定時器測出有待測電流I時的高電平持續(xù)時間，其與無待測電流時的高電平持續(xù)時間之差應(yīng)為所求的x值。使用工作在16位下的定時器。數(shù)據(jù)處理模塊：由所求的x值及其它參數(shù)值通過2.2中算式算出待測電流值。顯示模塊：通過掃描八段數(shù)碼管實時顯示待測電流值。3.2.2程序設(shè)計通過外部脈沖輸入到P3.3口。當(dāng) 引腳上出現(xiàn)高電平時，定時器T1即開始對12分頻時鐘周期計數(shù)，直到 引腳變低電平為止，然后讀出T1計數(shù)器的值并顯示。通過設(shè)置TMOD，使其為定時器模式。當(dāng)GATE=1時，為門控方式。只有TR0設(shè)置為1，且同時外部中斷引腳也為高電平時，才能啟動T0

43、開始計數(shù)工作。把脈沖信號從P3.2腳引入，T0設(shè)為定時器方式工作，并工作在門控方式（GATE=1）。在待測信號高電平期間，T0對內(nèi)部周期脈沖進行計數(shù)。在待測脈沖高電平結(jié)束時，其下降沿向P3.2發(fā)中斷，在外部中斷0的中斷服務(wù)程序中，讀取TH0、TL0的計數(shù)值，該值就是待測脈沖的脈寬。隨后，清零TH0和TL0，以便下一次當(dāng)待測電流值發(fā)生變化時再測下一個脈寬的測量。計算方法：脈沖寬度=計數(shù)值*1us,將脈沖寬度的數(shù)值轉(zhuǎn)換為壓縮BCD碼，再將壓縮BCD碼轉(zhuǎn)換為非壓縮BCD碼便于計算。將測得的脈沖寬度值與待測電流為零時的脈沖寬度值求差，做為正脈沖寬度變化值，然后按照所推的的算式計算出待測電流值大小，再將

44、其轉(zhuǎn)換為LED數(shù)碼管碼值進行實時顯示。3.2.3設(shè)計流程圖開始初始化處理數(shù)據(jù)并顯示P3.2口是否高電平 否 是啟動計時器P3.2口是否高電平 否 是關(guān)閉定時器是否為第一次計時 是 否 3.3本章小結(jié)本章主要介紹了相位差磁調(diào)制式測量系統(tǒng)的硬件電路設(shè)計和測量軟件代碼設(shè)計，對硬件電路所涉元件及其相關(guān)資料做了較為詳細(xì)的敘述，介紹了軟件設(shè)計的整體思路，并給出具體流程圖。四，設(shè)計驗證與測試過程4.1設(shè)計驗證圖示在面包板上搭建好除單片機系統(tǒng)外的硬件部分后，用導(dǎo)線和示波器來檢測電路中各點波形是否正確。其中幾處關(guān)鍵點為：在三角波模塊的滯回比較部分應(yīng)輸出方波信號，輸出端應(yīng)輸出穩(wěn)定的三角波信號；在銅絲繞組W3端應(yīng)輸

45、出類似三角波的波形；在整形電路輸出端應(yīng)輸出矩形脈沖信號。詳細(xì)結(jié)果如圖4.1至圖4.5。圖4.1 三角波模塊的滯回比較部分輸出信號圖4.2 三角波模塊的最終輸出信號圖4.3 銅絲繞組W3端輸出信號圖4.4 銅絲繞組W3端輸出信號經(jīng)過放大電路后的輸出波形圖4.5 遲滯比較器輸出波形4.2測試過程圖示在改變待測電流值大小時，遲滯比較器輸出波形的正負(fù)電平寬度會發(fā)生變化。如圖4.6與圖4.7所示，測量時先將待測電流值調(diào)至0，將示波器顯示波形調(diào)至最左側(cè)跳變沿與網(wǎng)格重合，觀察第二個跳變沿的位置；將待測電流值調(diào)至50mA，此時可以明顯看到第二個跳變沿向右移動一段距離。（在后續(xù)測量中可以發(fā)現(xiàn)移動距離大約為40m

46、s）由于移動幅度十分微小，在測量時需要將示波器橫向頻率衰減檔位調(diào)至如圖4.8a所示，以便更精確地讀數(shù)。在本文設(shè)計的電路中，最終的輸出波形是矩形脈沖波，這樣方便手動調(diào)節(jié)光標(biāo)讀數(shù)，但不能直接反映負(fù)脈沖序列的移動信息。但由于正負(fù)脈沖移動方向相反，幅度相同，只需要讀取高電平持續(xù)時間的變化量即可反映出待測電流值的大小。圖4.6 待測電流為零時的輸出波形圖4.7 待測電流為50mA時的輸出波形 圖4.8a 頻率檔衰減后的輸出波形a 圖4.8b 頻率檔衰減后的輸出波形b圖4.8a清楚地表明了測量方法，先將示波器上頻率衰減旋鈕旋至合適位置，使得波形較寬，再將水平和豎直平移旋鈕旋至合適位置，便于觀察。按下面板上

47、的Cursors按鈕，光標(biāo)模式選為手動，光標(biāo)類型為X，為了讀取水平方向的數(shù)據(jù)。由于測量光標(biāo)固定，需要旋動水平平移旋鈕使波形跳變沿與測量光標(biāo)重合，由示波器右上角CurA=8.76ms可以知道左側(cè)負(fù)跳變沿時間為8.76ms，如果移動波形,可以測出一個完整脈沖的時間為17.0ms，這與波形所示的頻率58.77Hz是一致的。在測量過程中發(fā)現(xiàn)，改變待測電流值大小時，首個脈沖的始末位置始終不變，始終為0ms和17.0ms，只是正脈沖的負(fù)跳變沿的位置向右移動，由于分辨率所限，測量時按照間隔為5ms依次增大待測電流值，記錄其實際值和第一個完整脈沖的三條邊沿的位置。4.3測試結(jié)果按照4.2中敘述的測量方法，每隔

48、5ms時間間隔，本文測量了從0mA到185mA范圍內(nèi)的直流電流值對應(yīng)的波形數(shù)據(jù)。圖4.9 測量方法示例測量不同待測電流值時對應(yīng)的A,B,C三個點的時間值。待測電流（ms）A點位置（ms）B點位置（ms）C點位置（ms）待測電流大小A點位置（ms）B點位置（ms）C點位置（ms）008.4417.09509.0817.0508.5217.010009.1217.01008.5217.010509.1617.01508.5617.011009.2017.02008.6017.011509.2417.02508.6417.012009.2417.03008.6817.012509.2817.0350

49、8.6817.013009.3217.04008.7217.013509.3617.04508.7617.014009.3617.05008.8017.014509.4017.05508.8417.015009.4417.06008.8817.015509.4817.06508.8817.016009.4817.07008.9217.016509.5217.07508.9617.017009.5617.08009.0017.017509.6017.08509.0417.018009.6017.09009.0417.018509.6417.0表4.1 測量數(shù)據(jù)從表格中可以看出，測量過程中改變待測

50、電流值大小，示波器上首個脈沖的始末位置不變，待測電流引入的磁場變化反映在正脈沖寬度變化。按照5mA的梯度依次增大電流值，正脈沖寬度基本能夠按照0.04ms的間隔增大。但在部分點處，正脈沖寬度變化與其上一組相同。由于脈沖起點選取在0ms處，則B點位置為正脈沖寬度。將B點位置值與待測電流值一一對應(yīng)在坐標(biāo)軸上繪點，圖形如下：圖4.10a 測量結(jié)果B點位置繪圖圖4.10b 正脈沖寬度隨待測電流值的變化圖圖4.10a中直觀地給出了待測電流變化與最終矩形脈沖寬度的關(guān)系，圖4.10b給出的是待測電流變化與矩形正脈沖寬度變化的關(guān)系，基本上呈現(xiàn)簡單的線性關(guān)系。在2.5中已經(jīng)推得，待測電流I與脈沖寬度變化t的關(guān)系

51、為：理論推導(dǎo)是線性關(guān)系，這與測量結(jié)果是符合的。在測量過程中，由于電路本身的穩(wěn)定性，三角波振動周期在58.68Hz附近細(xì)微變化，引起的周期變化在0.001ms這一數(shù)量級。待測電流每增大5mA，B點位置變化0.04ms，這是可以接受的。三角波電壓幅值大小為：Vs=6.2V；周期為：T=58.68ms；三角波電路中使用的可調(diào)電阻阻值為：Rs=217.5；三角波電流幅值大小Im為：Im=27.55mA；環(huán)形鐵心的W1，W2繞組匝數(shù)分別為：W1=1，W2=50；（W1=1是由于待測電流所在導(dǎo)線只是穿過了環(huán)形鐵心，沒有在上面繞組）按照推出的待測電流表達式，將各數(shù)據(jù)代入后計算得出待測電流的測算值，如表4.2

52、所示。組別待測電流實際值待測電流測算值組別待測電流實際值待測電流測算值組別待測電流實際值待測電流測算值100.00146571.1327130142.262512.93157077.6028135148.7331012.93167584.0629140148.7341519.40178090.5330145155.2052025.87188597.0031150161.6662532.33199097.0032155168.1373038.802095103.4633160168.1383538.8021100109.9334165174.6094045.2722105116.40351701

53、81.06104551.7323110122.8636175187.53115058.2024115129.3337180187.53125564.6725120129.3338185194.00136071.1326125135.80表4.2 待測電流實際值與測算值圖4.11待測電流的測量值與真實值圖示在以上表格及圖示中可以看出待測電流的測量值始終比其真實值要大，雖然所測算得到的電流值與其實際值有一定誤差，但其變化趨勢與真實值一致。誤差分析在5.2中給出。4.4本章小結(jié)本章先驗證了所實現(xiàn)的電路是否符合要求，檢測了各個關(guān)鍵點波形及其變化是否與理論分析一致，然后按設(shè)計要求對待測電流進行了檢測驗證

54、，繪圖并簡要分析了分析所得數(shù)據(jù)，并由測量結(jié)果計算出待測電流值。五，總結(jié)與分析5.1測量結(jié)果及誤差分析將電流測量值與真實值相比較，先分別求出其相對誤差百分比，再按待測電流依次增大的組別將其一一標(biāo)注在散點圖上，如圖5.1，可以很清楚地看出其誤差百分比隨待測電流實際值的變化。圖5.1 測量相對誤差圖示從圖5.1中可以看出：（1）在待測電流值十分小，不超過30mA時，測量誤差值變化劇烈，有連續(xù)五個測量值的誤差恒定在30%附近的同一值，這說明在這個極小電流范圍內(nèi)，測量誤差十分大，但其線性度較好，在該區(qū)間上，電流值每增大5mA,均會引起正脈沖寬度發(fā)生相同的變化，即增大0.04ms。（2）從35mA以后，相對測量誤差在總體上呈現(xiàn)減小的趨勢，但在局部上會逐漸增大，然后迅速回落到某一較低誤差百分比值。結(jié)合表格4.1分析原因可知，出現(xiàn)突然回落的點是由于該點處正脈沖寬度變化值