不同抗多徑技術(shù)的原理與比較

1、不同抗多徑技術(shù)的原理和比較目錄一無(wú)線通信中的多徑傳播現(xiàn)象及其對(duì)傳輸性能的影響. 21.1無(wú)線通信中的多徑傳播 .21.2無(wú)線通信中的多徑效應(yīng)對(duì)通信系統(tǒng)影響.21.3目前抗多徑效應(yīng)的技術(shù)及研究現(xiàn)狀.3二、單載波頻域均衡 .42.1單載波頻域均衡（ SC-FDE）系統(tǒng)模型 .42.2單載波頻域均衡 (SCFDE)技術(shù)原理 .52.2.1信號(hào)模型 .52.5單載波頻域均衡 matlab 仿真結(jié)果輸出 .9三單載波傳輸直接序列擴(kuò)頻 .93.1直接序列擴(kuò)頻（ DSSS）的概念 .103.2直接序列擴(kuò)頻的基本原理與理論依據(jù).103.3直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)模型 .113.4直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)的 matlab 仿真

2、 .113.4.1 直接擴(kuò)頻 matlab 仿真組成框圖 .113.4.2直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)的 matlab 仿真結(jié)果輸出 .13三、多載波傳輸OFDM技術(shù) .143.1 OFDM 原理 .143.2OFDM 系統(tǒng)模型 .153.3 OFDM 的系統(tǒng)建模與 matlab 仿真 .163.3.1參數(shù)設(shè)置 .163.3.2仿真結(jié)果輸出 .17四三種抗多徑技術(shù)的仿真結(jié)果比較.204.2單載波頻域均衡與 OFDM比較 .20五參考文獻(xiàn) .24不同抗多徑技術(shù)的原理和比較綦曉偉13120114研 1302 班一無(wú)線通信中的多徑傳播現(xiàn)象及其對(duì)傳輸性能的影響1.1 無(wú)線通信中的多徑傳播多徑效應(yīng)（ multipa

3、th effect ）：無(wú)線傳輸信道中的多徑傳輸現(xiàn)象所引起的干涉延時(shí)效應(yīng)。在實(shí)際的無(wú)線電波傳播信道中（包括所有波段） ，常有許多時(shí)延不同的傳輸路徑。 各條傳播路徑會(huì)隨時(shí)間變化， 參與干涉的各分量場(chǎng)之間的相互關(guān)系也就隨時(shí)間而變化， 由此引起合成波場(chǎng)的隨機(jī)變化， 從而形成總的接收?qǐng)龅乃ヂ?。因此，多徑效?yīng)是衰落的重要成因。多徑效應(yīng)對(duì)于數(shù)字通信、雷達(dá)最佳檢測(cè)等都有著十分嚴(yán)重的影響。1.2 無(wú)線通信中的多徑效應(yīng)對(duì)通信系統(tǒng)影響多徑效應(yīng)移動(dòng)體 ( 如汽車(chē) ) 往來(lái)于建筑群與障礙物之間， 其接收信號(hào)的強(qiáng)度，將由各直射波和反射波疊加合成。 多徑效應(yīng)會(huì)引起信號(hào)衰落。 各條路徑的電長(zhǎng)度會(huì)隨時(shí)間而變化，故到達(dá)接收點(diǎn)的

4、各分量場(chǎng)之間的相位關(guān)系也是隨時(shí)間而變化的。這些分量場(chǎng)的隨機(jī)干涉， 形成總的接收?qǐng)龅乃ヂ洹?各分量之間的相位關(guān)系對(duì)不同的頻率是不同的。 因此，它們的干涉效果也因頻率而異， 這種特性稱(chēng)為頻率選擇性。在寬帶信號(hào)傳輸中，頻率選擇性可能表現(xiàn)明顯，形成交調(diào)。與此相應(yīng)，由于不同路徑有不同時(shí)延， 同一時(shí)刻發(fā)出的信號(hào)因分別沿著不同路徑而在接收點(diǎn)前后散開(kāi)，而窄脈沖信號(hào)則前后重疊。多徑會(huì)導(dǎo)致信號(hào)的衰落和相移。1、瑞利衰落就是一種沖激響應(yīng)幅度服從瑞利分布的多徑信道的統(tǒng)計(jì)學(xué)模型。如果各條路徑傳輸時(shí)延差別不大，而傳輸波形的頻譜較窄 （數(shù)字信號(hào)傳輸速率較低），則信道對(duì)信號(hào)傳輸頻帶各頻率分量強(qiáng)度和相位的影響基本相同。此時(shí)，接

5、收點(diǎn)的合成信號(hào)只有強(qiáng)度的隨機(jī)變化，而波形失真很小。 這種衰落稱(chēng)為一致性衰落，或稱(chēng)平坦型衰落。如果發(fā)送端發(fā)射一個(gè)余弦波Acosw，接收端接收到的一致性衰落信號(hào)是一個(gè)具有隨機(jī)振幅和隨機(jī)相位的調(diào)幅調(diào)相波，從頻域來(lái)看，由單一頻率變成了一個(gè)窄帶頻譜， 這叫頻率彌散。 可見(jiàn)衰落信號(hào)實(shí)際上成為一個(gè)窄帶隨機(jī)過(guò)程，它的包絡(luò)的一維統(tǒng)計(jì)特性服從瑞利分布，所以通常又稱(chēng)為瑞利衰落。2、頻率選擇性衰落 如果各條路徑傳輸時(shí)延差別較大，傳輸波形的頻譜較寬（或數(shù)字信號(hào)傳輸速率較高） ，則信道對(duì)傳輸信號(hào)中不同頻率分量強(qiáng)度和相位的影響各不相同。此時(shí)，接收點(diǎn)合成信號(hào)不僅強(qiáng)度不穩(wěn)定而且產(chǎn)生波形失真，數(shù)字信號(hào)在時(shí)間上有所展寬， 這就可能

6、千萬(wàn)前后碼元的波形重疊， 出現(xiàn)碼間（符號(hào)間）干擾。這種衰落稱(chēng)為頻率選擇性衰落，有時(shí)也簡(jiǎn)稱(chēng)選擇性衰落。1.3 目前抗多徑效應(yīng)的技術(shù)及研究現(xiàn)狀信道均衡、正交頻分復(fù)用（OFDM）和 Rake 接收機(jī)都能用于對(duì)抗由多徑產(chǎn)生的干擾。信道均衡技術(shù)是補(bǔ)償或消除ISI的有效方法。最大似然序列估計(jì)（MLSE,maximumlikelihoodsequence estimation）可以完全利用信號(hào)的多徑分量，被認(rèn)為是一種最佳檢測(cè)器，但是其計(jì)算復(fù)雜度以LM 數(shù)量級(jí)呈指數(shù)增長(zhǎng)，其中M為信號(hào)的調(diào)制星座點(diǎn)數(shù)， L 為信道沖激響應(yīng) （CIR， channelimpulse response ）的長(zhǎng)度，很難應(yīng)用于實(shí)際系統(tǒng)，

7、 因此出現(xiàn)了很多簡(jiǎn)化的算法以及次優(yōu)均衡器，比如單載波時(shí)頻域均衡、 判決反饋均衡（ DFE，decisionfeedback equalization）、自適應(yīng)均衡、盲均衡以及與編碼相結(jié)合的復(fù)合式均衡器。均衡器可以消除ISI ，避免了匹配濾波器（ MF， match filter）在多徑衰落信道下的誤碼率平臺(tái)效應(yīng)。但是，一般的次優(yōu)均衡器均無(wú)法有效獲得多徑分集增益，不能積極地利用多徑傳輸?shù)男盘?hào)能量來(lái)改善系統(tǒng)的性能。RAKE接收技術(shù)是一種積極利用多徑效應(yīng)的技術(shù)，當(dāng)多徑傳輸信號(hào)分量的可分性較好、非直達(dá)多徑信號(hào)能量占的比重較大時(shí)，它可利用多徑分集傳輸效應(yīng)使系統(tǒng)性能得到顯著改善，已廣泛地應(yīng)用于擴(kuò)頻通信系統(tǒng)

8、中【 1】。正交頻分復(fù)用（ OFDM， orthogonal frequency domain multiplexing）和單載波頻域均衡（ SC-FDE， single carrier frequency domain equalization）【 2】是在多徑信道中實(shí)現(xiàn)高速信息傳輸?shù)膬煞N非常重要的關(guān)鍵技術(shù)，二者在高速數(shù)據(jù)傳輸條件下都可以達(dá)到良好的抗信道衰落性能， 顯著改善系統(tǒng)性能， 已在許多場(chǎng)合中得到成功應(yīng)用。 特別是 OFDM技術(shù)，甚至被認(rèn)為是在下一代寬帶無(wú)線通信系統(tǒng)中一種不可替代的關(guān)鍵技術(shù)， 還將在非常廣泛的場(chǎng)合發(fā)揮重要作用。 當(dāng)然，實(shí)際上是否真的不可替代，還是值得研究的，至少它還是存

9、在某些不足，需要根據(jù)具體應(yīng)用條件進(jìn)行改進(jìn)的。多輸入多輸出（ MIMO， multi-input multi-output）技術(shù)能有效利用多徑衰落效應(yīng)大幅度提高頻帶效率。 MIMO系統(tǒng)基于多個(gè)發(fā)射天線和多個(gè)接收天線進(jìn)行傳輸，再結(jié)合 OFDM技術(shù)和空時(shí)編碼或空頻編碼技術(shù)，有可能獲得空間分集、時(shí)間分集、空分復(fù)用和頻分復(fù)用等效益， 與傳統(tǒng)的單天線系統(tǒng)相比信道容量成倍增加，可使寬帶無(wú)線系統(tǒng)的頻帶效率提高到40bps/Hz，甚至 80bps/Hz?！?】寬帶無(wú)線通信可實(shí)現(xiàn)通信網(wǎng)絡(luò)的“無(wú)縫”連接然而在寬帶無(wú)線通信系統(tǒng)中由多徑傳輸引起的頻率選擇性衰落會(huì)嚴(yán)重影響通信的可靠性。在2003 年 4月提出的 IEEE

10、 80216a 標(biāo)準(zhǔn)中，規(guī)定了正交頻分復(fù)用 (OFDM)系統(tǒng)和單載波頻域均衡 (SCFDE)系統(tǒng)兩種克服多徑衰落的傳輸模式。 基于 FFMFFT實(shí)現(xiàn)的正交頻分復(fù)用 (0FDM)技術(shù)是一種特殊的多載波調(diào)制方式， 它可以有效地克服載波干擾和碼間于擾。但是 0FDM技術(shù)對(duì)定時(shí)誤差、載頻同步比較敏感， 而且峰均比 (PAPR，Peak to Average Power Ratio) 較大。而基于 OFDM系統(tǒng)信號(hào)處理方式的單載波頻域均衡 (SCFDE)系統(tǒng)方案有效得結(jié)合了 OFDM和單載波傳輸?shù)膬?yōu)點(diǎn)。與 OFDM系統(tǒng)相比克服了峰均比和對(duì)相位曝聲的敏感性； 與單載波系統(tǒng)相比， 對(duì)抗多徑的能力得到了增強(qiáng)而

11、均衡器復(fù)雜度則大大降低了。二、單載波頻域均衡2.1 單載波頻域均衡（ SC-FDE）系統(tǒng)模型圖 2.1(a) 給出了 SCFDE系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)圖。其中相當(dāng)于將 OFDM系統(tǒng)中發(fā)送端 IFFT 處理模塊移至接收端。d(n)x(n)數(shù)據(jù)分塊s(n)數(shù)據(jù)調(diào)制加循環(huán)前綴多徑信道?x(n)?Y( n )y(n) 去循環(huán)r (n) v( n)d ( n)IFFTX (n )數(shù)據(jù)解調(diào)均衡FFT數(shù)據(jù)分塊前綴圖 2-1 （ a）單載波頻域均衡（ SC-FDE）系統(tǒng)框圖在發(fā)射端，信源產(chǎn)生的比特流 d ( n) 經(jīng)過(guò)調(diào)制得到符號(hào)序列 x( n) 后，首先經(jīng)過(guò)分塊操作成長(zhǎng)度為N 的數(shù)據(jù)塊 x0 (n), x1 (n),

12、x2 (n),., xN 1 (n) ，其中xk (n)x( Nnk),0kN1（ 1）將每個(gè)快的最后N g 個(gè)符號(hào)拷貝到塊首作為循環(huán)前綴，得到長(zhǎng)度為 N bNN g 的數(shù)據(jù)塊，構(gòu)成發(fā)射符號(hào)序列s(n) ，通過(guò)多徑衰落信道h( n) 和噪聲方差2 的 AWGN信道 v(n) 到達(dá)接收端。在接收端，接收到的信號(hào)r (n) 分成長(zhǎng)度為 Nb 的數(shù)據(jù)塊 r0 ( n), r1( n),., rN 1 (n) ，其中 rk ( n)r (N bnk ),0kN b1。然后對(duì)每個(gè)酷愛(ài)進(jìn)行刪除循環(huán)前綴的操作，得到 y(n) 。使用 N 點(diǎn) FFT 將信號(hào)變換到頻域中，得到頻域序列Y( n) 。在頻域經(jīng)過(guò)均

13、衡處理后的序列?X (n) ，再通過(guò) N 點(diǎn) IFFT 操作變換回時(shí)域序列 x?(n) ，在時(shí)。域進(jìn)行判決，得到重建的數(shù)據(jù)符號(hào)d?(n)2.2 單載波頻域均衡 (SCFDE)技術(shù)原理信號(hào)模型設(shè)第 i 個(gè)數(shù)據(jù)矢量為：X (i) x0 (n), x1 (n), x2 (n),., xN 1 (n) x(iN ), x(iN 1),., x(iNN1)T（2）添加 CP后，得到 N b1 維矢量s(i )TCP X (i ) x(iNN Ng ), x(iNN 1),x(iN ),., xi (iNN1)T（3）上式中 Nb N 維矩陣 TCPT表示添加循環(huán)前綴操作，其中T0 Ng N I Ng 。

14、I N0NgN表示 N g N 維零矩陣， I N表示 N g N g 維單位陣。g多徑衰落信道沖激響應(yīng)用長(zhǎng)度為L(zhǎng) 的矢量 h h(0), h(1),., h( L1)T 表示，其作用為線性卷積，如下式所描述L 1（4）r ( n)h(n) s(n) v(n)h(l ) s(nl )v( n)l 0令 r (i )r (iN b ), r (iN b1),., r (iN bN1)T 表示第 i 個(gè)接收數(shù)據(jù)塊矢量，v v(0), v(1),., v( Nb -1) T 表示噪聲矢量，則經(jīng)過(guò)信道后有r(i)=H 0s(i)+H 1s(i-1)+v其中：h(0)0LLL0Mh(0)LLLMH 0h

15、(L 1)MOOLMN b 維的下三角矩陣。0h(L 1)OOO是 NbMMMOOO00L0h( L 1)Lh(0)00Lh( L 1)Lh(0)0h(0)LLLMH1MMOOLh(L 1) 是 NbN b 維的上三角矩陣。 H 1s(i -1) 表MMOOOMMMOOO00LLLL0示由前一個(gè)數(shù)據(jù)塊多徑延遲的效果疊加到當(dāng)前塊而產(chǎn)生的塊間干擾（IBI ）。令 N1 維矢量 y(i ) 表示刪除 CP后的第 i 格數(shù)據(jù)塊，即y(i)R CP r( i )R CP H 0TCP x( i ) R CP H 1TCP x( i1) v（5）上式中 N N b 維矩陣 R CP0 N NgI N 表示

16、刪除 CP操作， v=R CP v 。當(dāng) N gL 時(shí)，有 R CPH10 ，也就是消除了 IBI ，這樣上式可以改寫(xiě)為defy( i )Hx( i ) v；其中 H R CP H 0 TCP 是 N N 為循環(huán)矩陣，具有如下的形式：h(0)0LLLh(1)Mh(0)0LLMHh( L 1)MOOL h( L 1)0h( L 1)OOOMMMOOO00L0h(L1) Lh(0)可知，當(dāng)發(fā)射端采用分塊傳輸和添加CP的操作時(shí)，多經(jīng)信道的線性卷及效果等于圓周卷積，這樣在接收端刪除CP后，信道傳輸矩陣成為循環(huán)矩陣。根據(jù)矩陣?yán)碚撝R(shí)，循環(huán)矩陣可以被Fourier變換矩陣對(duì)角化，即H=F H F（6）其中

17、 F 為 FFT 變換矩陣，其第 (k, n) 個(gè)元素為 F ( k, n)1 ej 2kn / N ， FH 為 IFFTN變換矩陣，其第 (k, n) 個(gè)元素為 F ( k, n)1 ej 2kn/ N，NH 00L00H1MN1h(l )e j 2kl / N是信道沖激響應(yīng)O，為對(duì)角陣，其中 H kM0l 00LLH N 1矢量 h 的 N點(diǎn) FFT的第 k 系數(shù)。刪除 CP后的數(shù)據(jù)塊進(jìn)行N 點(diǎn) FFT 操作及相當(dāng)于（ 6）式兩端左乘 F，有Y( i)Fy( i)（7）其中Y( i )Y(iN),Y(iN1),.,Y(iNN1)T為FFT模塊輸出的第i 個(gè) N1 維矢量，將（ 4），（

18、5）式代入（ 6）式有，Y( i)FHx( i ) Fv Fx( i )Fv（8）def1),., X (iN N 1)T令 X( i ) Fx(i ) X (iN ), X (iN（9）為第 i 個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)矢量經(jīng)過(guò) N點(diǎn) FFT變換后得到的 N1 維頻域矢量。defFv= V0 ,V1,., VN 1T（ 10）V為噪聲矢量的 N 點(diǎn) FFT變換后得到的 N1 維頻域矢量，（ 8）式可以改寫(xiě)為Yk (n) H k X k (n) Vk ,0 k N 1（ 11）（ 11）式可以用圖描述如下。H 0V0X 0 ( n)Y0 ( n)H1V1X1 ( n)Y1 ( n)H N 1VN 1X N

19、1 (n)YN 1 (n)圖接收端頻域并行處理模型可以看到，多徑頻率選擇性衰落信道轉(zhuǎn)化為頻域的N個(gè)并行子信道， 每個(gè)子信道僅由包括一個(gè)乘性抽頭系數(shù)H k 和一個(gè)加性白噪聲 Vk ?？梢允褂煤?jiǎn)單的N階頻域線性均衡器來(lái)實(shí)現(xiàn)均衡操作，包括迫零均衡器和MMSE均衡器，這些將在下一小節(jié)中詳細(xì)描述。 除了簡(jiǎn)單的線性均衡外， 也可以采用更復(fù)雜的判決反饋均衡來(lái)實(shí)現(xiàn)頻域均衡?？梢圆捎煤?jiǎn)單的前向線性均衡器對(duì)經(jīng)過(guò)FFT變換和刪除 CP后的頻域接收矢量進(jìn)行均衡，可以用下式表示：?0nN1（ 12）X (n) W (n)Y( n),其中 WW (0), W (1),., W (N1)T 為均衡器系數(shù)矢量。迫零均衡器：W

20、ZF (l )1 , l0,1,., N 1（ 13）H lMMSE均衡器：設(shè)噪聲方差為 E(v2 )2 ,令 e(n)?x( n) ，有nx(n)21N 1N122 ReN 1 H lH l(l1l 2 )(l1 l 2 )Wl H l 2E( en )2N l10l201Nl 02N11N 1（ 14）22Wl H lN lWlN l100其中 (l )1,l00,l0令 E( en2)0 ，得到 MMSE均衡器：WlWMMSE (l )H l2 ,l0,1,., N 12H l2.5 單載波頻域均衡matlab 仿真結(jié)果輸出圖 2.5 （ a）單載波頻域均衡matlab 仿真結(jié)果輸出從圖

21、 2.5 （ a）單載波頻域均衡matlab 仿真結(jié)果輸出可以看出，在同等信噪比情況下經(jīng)過(guò)頻域均衡后單載波的誤碼率有了有效的降低，得意實(shí)現(xiàn)了抗多徑衰落的功能。三單載波傳輸直接序列擴(kuò)頻在多徑信道中 ,多徑傳播導(dǎo)致時(shí)間彌散性,從而引發(fā)了符號(hào)間干擾 ,產(chǎn)生頻率選擇性衰落 ,這成為制約高速率數(shù)據(jù)傳輸?shù)囊粋€(gè)重要因素。為減少上述因素的影響 ,一些基于直接序列擴(kuò)頻碼分多址和正交頻分復(fù)用的技術(shù)引起越來(lái)越多的關(guān)注 ,其中包括基于循環(huán)前綴的單載波碼分多址技術(shù)(CP/ CDMA)?；谘h(huán)前綴的單載波碼分多址技術(shù)( CP/ CDMA) ,是一種分塊傳輸系統(tǒng),他結(jié)合了正交頻分復(fù)用 ( OFDM)中的循環(huán)前綴和頻域均衡

22、的思想,同時(shí)保留了單載波系統(tǒng)的發(fā)射端復(fù)雜度低的優(yōu)點(diǎn)。循環(huán)前綴有效地去除了塊間干擾( IBI) ,同時(shí)將傳輸信號(hào)和無(wú)線信道的線性卷積變成循環(huán)卷積,從而可以使用有限抽頭的傅里葉變換 ( FFT )在頻域均衡來(lái)消除塊的符號(hào)間干擾( ISI)。3.1 直接序列擴(kuò)頻（ DSSS）的概念所謂直接序列 (DS： Direct Sequence)擴(kuò)頻，就是直接用具有高碼率的擴(kuò)頻碼序列在發(fā)送端去擴(kuò)展信號(hào)的頻譜。 而在接收端，用相同的擴(kuò)頻碼序列去進(jìn)行解擴(kuò)，把展寬的擴(kuò)頻信號(hào)還原成原始的信息。3.2 直接序列擴(kuò)頻的基本原理與理論依據(jù)直接序列擴(kuò)頻的原理是，在發(fā)射端把有用信號(hào)與偽隨機(jī)序列相乘( 或者模二加 ) ，使信號(hào)的

23、頻譜展寬到一個(gè)很寬的圍，然后用擴(kuò)展后的序列去調(diào)制載波。在接收端，把接收到的信號(hào)用相同的偽隨機(jī)序列相乘，有用信號(hào)與偽隨機(jī)碼相關(guān)，相乘后恢復(fù)為擴(kuò)頻前的信號(hào)。直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)的組成原理框圖如圖2-1所示。由圖3-2可知，輸入的數(shù)據(jù)信息為d(t)(設(shè)基帶帶寬為B1 ) ，由偽隨機(jī)編碼( 如m序列 ) 調(diào)制成基帶帶寬為B2 的寬帶信號(hào)，由于擴(kuò)頻信號(hào)帶寬大于數(shù)據(jù)信號(hào)帶寬，所以信號(hào)擴(kuò)展的帶寬由偽隨機(jī)碼控制，而與數(shù)據(jù)信號(hào)無(wú)關(guān)。 經(jīng)擴(kuò)頻調(diào)制的信號(hào)再經(jīng)射頻調(diào)制后即可發(fā)送。s(t)rI(t)r (t)a(t)d(t)a(t)信源擴(kuò)頻調(diào)制高放混頻解擴(kuò)解調(diào)c(t)f0fLc(t)PN碼振蕩器本振PN碼同步圖 3-2 直

24、擴(kuò)系統(tǒng)的原理框圖接收端收到發(fā)送來(lái)的信號(hào)， 經(jīng)混頻得到中頻信號(hào)后， 首先通過(guò)同步電路捕捉并跟蹤發(fā)端偽碼的準(zhǔn)確相位， 由此產(chǎn)生與發(fā)端偽碼相位完全一致的偽隨機(jī)碼作為擴(kuò)頻解擴(kuò)的本地?cái)U(kuò)頻碼， 再與中頻信號(hào)進(jìn)行相關(guān)解擴(kuò)，恢復(fù)出擴(kuò)頻前的窄帶信號(hào)， 而在解擴(kuò)處理中，干擾和噪聲與偽隨機(jī)碼不相關(guān)故被擴(kuò)展，通過(guò)濾波使之受到抑制，這樣就可在較高的解擴(kuò)輸出信噪比條件下進(jìn)行信息解調(diào)解碼，最終獲得信息數(shù)據(jù)。3.3 直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)模型直接序列擴(kuò)展頻譜系統(tǒng)（Direct Sequece Spread Spectrum CommunicationSystems，DS-SS），通常簡(jiǎn)稱(chēng)為直接序列系統(tǒng)或直擴(kuò)系統(tǒng)，是用待傳輸?shù)男畔⑿?/p>

25、號(hào)與高速率的偽隨機(jī)碼波形相乘后， 去直接控制射頻信號(hào)的某個(gè)參量， 來(lái)擴(kuò)展傳輸信號(hào)的帶寬。 用于頻譜擴(kuò)展的偽隨機(jī)序列稱(chēng)為擴(kuò)頻碼序列。 直接序列擴(kuò)展頻譜通信系統(tǒng)的簡(jiǎn)化方框圖參見(jiàn)圖 1-5 。在直接序列擴(kuò)頻通信系統(tǒng)中，通常對(duì)載波進(jìn)行相移鍵控（Phase ShiftKeying ， PSK）調(diào)制。為了節(jié)約發(fā)射功率和提高發(fā)射機(jī)的工作效率，擴(kuò)頻通信系統(tǒng)常采用平衡調(diào)制器。抑制載波的平衡調(diào)制對(duì)提高擴(kuò)頻信號(hào)的抗偵破能力也有利。在發(fā)信機(jī)端，待傳輸?shù)臄?shù)據(jù)信號(hào)與偽隨機(jī)碼( 擴(kuò)頻碼 ) 波形相乘 ( 或與偽隨機(jī)碼序列模 2 加) ，形成的復(fù)合碼對(duì)載波進(jìn)行調(diào)制，然后由天線發(fā)射出去。在收信機(jī)端，要產(chǎn)生一個(gè)和發(fā)信機(jī)中的偽隨機(jī)

26、碼同步的本地參考偽隨機(jī)碼，對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行相關(guān)處理， 這一相關(guān)處理過(guò)程通常常稱(chēng)為解擴(kuò)。解擴(kuò)后的信號(hào)送到解調(diào)器解調(diào)，恢復(fù)出傳送的信息。數(shù)據(jù)乘法器調(diào)制器發(fā)射機(jī)混頻器中頻解調(diào)器數(shù)據(jù)濾波器時(shí)鐘源偽碼載波調(diào)制器偽碼發(fā)生器發(fā)生器時(shí)鐘源發(fā)生器本地振蕩器(a)(b)圖 3-3 直接序列擴(kuò)頻通信系統(tǒng)簡(jiǎn)化圖(a) 發(fā)射系統(tǒng)； (b) 接收系統(tǒng)圖 3-3 為直接序列擴(kuò)頻通信系統(tǒng)的簡(jiǎn)化圖 其中（a）(b) 分別為通信系統(tǒng)的發(fā)射系統(tǒng)與接收系統(tǒng)的模塊圖3.4 直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)的matlab 仿真直接擴(kuò)頻 matlab 仿真組成框圖直接序列擴(kuò)頻的 matlab 仿真組成框圖如圖3-4-1 所示。信碼模 2 運(yùn)算高斯信道模 2

27、 運(yùn)算判決電路信碼m 序列干擾m 序列圖 3-4-1 （a） 直接擴(kuò)頻仿真組成框圖由圖 3-4-1（a）可以看出，在發(fā)送端，信碼為m(t) ，其碼元寬度為 Tp ，偽隨機(jī)碼為 p(t),其碼元寬度為 Tb ，進(jìn)行模 2 運(yùn)算后，得到 g(t)=m(t)p(t) ，碼元寬度稱(chēng)為擴(kuò)頻出來(lái)增益，表示為式 (3-1) 。G 10lg Tb式(12)Tp由于有 Tp << Tb ，所以信碼的頻譜被展寬了，信號(hào)在傳輸?shù)倪^(guò)程中經(jīng)過(guò) AWGN 信道，被疊加了高斯白噪聲， 同時(shí)還受到了干擾信號(hào)的影響， 最終得到的信號(hào) c(t) 包括“有用信號(hào) +高斯白噪聲 +干擾”。接收端收到此信號(hào)后，經(jīng)過(guò)解擴(kuò)電路

28、，得到 g '(t )c(t)p(t )c(t )p(t )p(t)c(t) ，對(duì) g '(t ) 進(jìn)行碼元判決， 即可得到原始的輸入信號(hào)。本次直接序列擴(kuò)頻通信中的偽隨機(jī)序列為 m序列，m序列是最長(zhǎng)線性移位寄存器的簡(jiǎn)稱(chēng)。圖 3-4-1 （ b）示出的是由 n 級(jí)移位寄存器構(gòu)成的碼序列發(fā)生器示意圖。模2加c0c1c2cn-1cnan-1an-2a0輸出圖 3-4-1 （b） m 序列發(fā)生器在本次 matlab 設(shè)計(jì)中， PN 碼發(fā)生器為 6 級(jí) m 序列產(chǎn)生器，本原多項(xiàng)式為1+x+x4，寄存器初始值設(shè)置為 1 1 1 0 0 0，根據(jù) m 序列發(fā)生器示意圖就可以編寫(xiě)出 m序列。信

29、道傳輸模塊是指?jìng)鬏數(shù)男盘?hào)經(jīng)過(guò) AWGN信道時(shí)，不可避免地疊加了高斯白噪聲信號(hào)，在本次設(shè)計(jì)中，對(duì)高斯白噪聲信號(hào)的處理，是應(yīng)用信號(hào)信噪比，根據(jù)SNR10lg Sig ，在已知信號(hào)功率譜的條件下，可以得出信道噪聲的功率譜密度N函數(shù) NSig2，則 P=N 即為單位信號(hào)所疊加上的噪聲的能量，將單位信SNR號(hào)的噪聲與白噪聲的概率密度函數(shù)相關(guān)， 再與信號(hào)相加， 即可得到信道傳輸?shù)男盘?hào)。用戶是由 rand() 函數(shù)產(chǎn)生的隨機(jī)碼，并經(jīng)過(guò)處理之后成為碼值為1 和 -1 變化的碼序列，為了保證仿真的準(zhǔn)確性，取5000 個(gè)碼元作為每次發(fā)送的信號(hào)，同時(shí)為了接收電路接收的方便，將信號(hào)的碼值變換為0 和 1，再將信號(hào)重復(fù)

30、G次，4寄存器初始值設(shè)置為 1 1 1 0 0 0，通過(guò) G 次輸出，與原信進(jìn)行模二運(yùn)算，即可得到擴(kuò)頻增益為G的擴(kuò)頻碼輸出。仿真時(shí)，每個(gè)擴(kuò)頻 chip 被疊加一個(gè) Asin(0n) 的干擾，干擾幅值 A取 1 和 3，0 取 1，n=1,2 隨著擴(kuò)頻 chip 的序號(hào)而改變。在信道傳播的信號(hào)在接收端處被加上一個(gè)形式為 sin(n) 的干擾信號(hào)。直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)的matlab 仿真結(jié)果輸出信噪比計(jì)算是數(shù)學(xué)表達(dá)式如式 (13)所示。SNR 10log Es2210log 2s10logs2式(13)Ennsr )其中 Es 為信碼發(fā)射功率， En 為噪聲功率，s 為信源碼，r 為信宿碼，計(jì)算結(jié)果單

31、位為 dB。 5圖 3-4-2 就是經(jīng)過(guò) matlab 仿真之后的圖形， 分別為 10，30，50 倍的擴(kuò)頻增益下的誤碼率和信噪比的變化曲線。圖 3-4-2擴(kuò)頻增益與誤碼率關(guān)系曲線由圖 3-4-2 可以看出，在相同擴(kuò)頻增益的條件下， 系統(tǒng)的誤碼率隨著系統(tǒng)信噪比的增加呈現(xiàn)出對(duì)數(shù)形狀的減??； 在相同信噪比的情況下， 系統(tǒng)的誤碼率隨著系統(tǒng)擴(kuò)頻增益的增大呈現(xiàn)出直線型的下降， 即系統(tǒng)的誤碼率與系統(tǒng)的擴(kuò)頻增益和信噪比呈負(fù)相關(guān)，當(dāng)系統(tǒng)的擴(kuò)頻增益足夠大時(shí)，系統(tǒng)的誤碼率可以達(dá)到0。三、多載波傳輸OFDM技術(shù)3.1 OFDM原理OFDM是多載波調(diào)制的一種。 在傳輸過(guò)程中，無(wú)線信道多是不平坦的， 而 OFDM 是一

32、個(gè)具有很多信息的高速數(shù)據(jù)流， 那么就必須采取信道中的不平坦處理， 才能有效的把數(shù)據(jù)傳輸出去。OFDM 的思想是把傳輸中的數(shù)據(jù)流分成多個(gè)部分， 把無(wú)線信道分成 N 個(gè)信道，而傳輸?shù)臄?shù)據(jù)流則是分成 N 條數(shù)據(jù)，在 N 個(gè)信道上分別傳輸。 雖然總的信道是不平坦的，具有頻率選擇性，但是每個(gè)信道在自己的信道上傳輸，解決了平坦性。這樣不僅有利于增大在傳輸過(guò)程中的符號(hào)的周期時(shí)間，還可以減少碼間的干擾。最重要的一點(diǎn)是，加入了保護(hù)間隔，可以最大消除符號(hào)間干擾。OFDM是一種特殊的多載波調(diào)制技術(shù)，傳輸?shù)男畔⑼ㄟ^(guò)串并轉(zhuǎn)換，在多個(gè)子信道上傳輸，不像傳統(tǒng)的調(diào)制在一個(gè)時(shí)刻只能傳輸一個(gè)頻率的信號(hào)，OFDM可以在正交的頻率上

33、同時(shí)傳送多路信號(hào)，能夠充分的利用信道的帶寬。在 OFDM系統(tǒng)中，每個(gè)傳輸符號(hào)速率的大小大約在幾十bit/s到幾十 bit/s之間，必須進(jìn)行串并轉(zhuǎn)換，將輸入的串行比特流轉(zhuǎn)換成可以傳輸?shù)腛FDM符號(hào)。因?yàn)檎{(diào)制模式可以自行轉(zhuǎn)換， 是可以自適應(yīng)性調(diào)節(jié)的， 所以每個(gè)子載波的調(diào)制模式可以變化，故串并變換需要分配給每個(gè)子載波數(shù)據(jù)段的長(zhǎng)度也是不一樣的。在接收端執(zhí)行相反的過(guò)程， 從各個(gè)子載波處傳來(lái)的數(shù)據(jù)被轉(zhuǎn)換回原始的串行數(shù)據(jù)。當(dāng)一個(gè) OFDM符號(hào)在多徑無(wú)線信道中傳輸時(shí)，頻率選擇性衰落會(huì)導(dǎo)致某幾組子載波受到相當(dāng)大的衰減， 從而引起比特錯(cuò)誤， 這些在信道頻率響應(yīng)上的零點(diǎn)會(huì)造成在鄰近的子載波上發(fā)射的信息受到破壞， 導(dǎo)

34、致在每個(gè)信號(hào)中出現(xiàn)一連串的比特錯(cuò)誤。與一大串錯(cuò)誤連續(xù)出現(xiàn)的情況比較相比較， 大多數(shù)前向糾錯(cuò)編碼在錯(cuò)誤分布均勻的情況下會(huì)工作得更有效。 所以，為了提高系統(tǒng)的性能， 大多數(shù)系統(tǒng)采用數(shù)據(jù)加擾作為串并轉(zhuǎn)換工作的一部分。正交頻分復(fù)用技術(shù)不需要帶通濾波器來(lái)分割子載波，DSP技術(shù)的成熟，可以通過(guò)快速傅立葉變換來(lái)選用那些即使混疊也能夠保持正交的波形。63.2 OFDM 系統(tǒng)模型在 OFDM中，調(diào)制和解調(diào)是必不可少的。在調(diào)制過(guò)程中，有多路子載波，我們對(duì)子載波上的信號(hào)進(jìn)行差分相位鍵控調(diào)制方式， 簡(jiǎn)稱(chēng) PSK調(diào)制方式。其調(diào)制和解調(diào)原理如下：PSK調(diào)制串PSK調(diào)制I串并轉(zhuǎn)換并F（插入轉(zhuǎn)F循環(huán)換TPSK調(diào)制前綴）PSK

35、調(diào)制圖 3-2 (a)調(diào)制器原理圖PSK解調(diào)串并轉(zhuǎn)換FPSK解調(diào)串（并去除F轉(zhuǎn)循環(huán)TPSK解調(diào)換前綴）PSK解調(diào)圖 3-2(b)解調(diào)器原理總體來(lái)說(shuō)， OFDM原理即為在發(fā)送端，將數(shù)據(jù)通過(guò)編碼，得到有用數(shù)據(jù)，再經(jīng)過(guò)串并轉(zhuǎn)換， 將高速數(shù)據(jù)流變?yōu)榈退贁?shù)據(jù)流，分在多信道上傳輸， 每個(gè)信道上的數(shù)據(jù)各自相互不影響， 在快速傅立葉逆變換的作用下，再經(jīng)過(guò)并串轉(zhuǎn)換后得到數(shù)據(jù)流，插入循環(huán)前綴，進(jìn)行數(shù)模轉(zhuǎn)換后，得到模擬信號(hào)，調(diào)制到信道中進(jìn)行傳輸；在接收端，首先經(jīng)過(guò)解調(diào)，再進(jìn)行模數(shù)變換，得到數(shù)字信號(hào)后進(jìn)行傅立葉變換，得到數(shù)據(jù)。如圖3-2(c) 。數(shù)據(jù)編碼串并轉(zhuǎn)換IFFTD/A轉(zhuǎn)換上變頻信道數(shù)據(jù)解碼并串轉(zhuǎn)換FFTA/D

36、轉(zhuǎn)換下變頻圖 3-2(c) OFDM 原理框圖3.3 OFDM的系統(tǒng)建模與 matlab 仿真參數(shù)設(shè)置子載波數(shù)200FFT長(zhǎng)度512循環(huán)后綴長(zhǎng)度20窗函數(shù)滾降系數(shù)1/32信噪比為15db信道數(shù)9調(diào)制方式16QAM保護(hù)間隔長(zhǎng)度128仿真結(jié)果輸出16QAM調(diào)制后星座圖43210-1-2-3-4-3-2-101234-4循 環(huán) 前 后 綴 不 疊 加 的 OFDM Time Signal0.5)tslov(edu0tilpmA-0.5010002000300040005000600070008000Time (samples)循 環(huán) 前 后 綴 疊 加 的 OFDM Time Signal0.5)tslov(edu0tilpmA-0.5010002000300040005000600070008000Time (samples)輸出待調(diào)制的二進(jìn)制比特流10.80.60.40.200102030405060708090100接收解調(diào)后的二進(jìn)制比特流10.500102030405060708090100此時(shí)經(jīng)計(jì)算誤碼率bit_error_count =11ber =0.00183-3-2 （ a）不同 M值對(duì)應(yīng)的比特率與單