基于MATLAB的OFDM系統(tǒng)仿真及分析

1、基于MATLAB的OFDM系統(tǒng)仿真及分析摘 要：正交頻分復(fù)用(OFDM) 是第四代移動(dòng)通信的核心技術(shù)。該文首先簡(jiǎn)要介紹了OFDM的發(fā)展?fàn)顩r及基本原理, 文章對(duì)OFDM 系統(tǒng)調(diào)制與解調(diào)技術(shù)進(jìn)行了解析，得到了OFDM 符號(hào)的一般表達(dá)式，給出了OFDM 系統(tǒng)參數(shù)設(shè)計(jì)公式和加窗技術(shù)的原理及基于IFFT/FFT 實(shí)現(xiàn)的OFDM 系統(tǒng)模型，闡述了運(yùn)用IDFT 和DFT 實(shí)現(xiàn)OFDM 系統(tǒng)的根源所在,重點(diǎn)研究了理想同步情況下,保護(hù)時(shí)隙(CP)、加循環(huán)前綴前后和不同的信道內(nèi)插方法在高斯信道和多徑瑞利衰落信道下對(duì)OFDM系統(tǒng)性能的影響。在給出OFDM系統(tǒng)模型的基礎(chǔ)上,用MATLAB語(yǔ)言實(shí)現(xiàn)了傳輸系統(tǒng)中的計(jì)算機(jī)仿

2、真并給出參考設(shè)計(jì)程序。最后給出在不同的信道條件下,研究保護(hù)時(shí)隙、循環(huán)前綴、信道采用LS估計(jì)方法對(duì)OFDM系統(tǒng)誤碼率影響的比較曲線(xiàn),得出了較理想的結(jié)論。關(guān)鍵詞:正交頻分復(fù)用;仿真;循環(huán)前綴;信道估計(jì)目 次1 概述11.1 OFDM的發(fā)展及其現(xiàn)狀21.2 OFDM的優(yōu)缺點(diǎn)22 OFDM的基本原理42.1基于IFFT/FFT 的OFDM 系統(tǒng)模型42.2 OFDM信號(hào)的頻譜特性72.3 0FDM 系統(tǒng)調(diào)制與解調(diào)解析82.4 加窗103 循環(huán)前綴及信道估計(jì)對(duì)系統(tǒng)誤碼率的改善分析133.1循環(huán)前綴133.2 OFDM系統(tǒng)的峰值平均功率比173.3信道估計(jì)183.3.1信道估計(jì)概述183.3.2基于導(dǎo)頻的

3、信道估計(jì)方法193.3.3信道的插值方法203.3.4仿真結(jié)果及分析21結(jié) 論22致 謝23參 考 文 獻(xiàn)24附 錄26361 概述隨著移動(dòng)通信和無(wú)線(xiàn)因特網(wǎng)需求的不斷增長(zhǎng)，越來(lái)越需要高速無(wú)線(xiàn)系統(tǒng)設(shè)計(jì)，而這其中的一個(gè)最直接的挑戰(zhàn)就是克服無(wú)線(xiàn)信道帶來(lái)的嚴(yán)重的頻率選擇性衰落。正交頻分復(fù)用（OFDM）技術(shù)可以很好地克服無(wú)線(xiàn)信道的頻率選擇性衰落，由于其簡(jiǎn)單高效，OFDM已成為實(shí)現(xiàn)未來(lái)無(wú)線(xiàn)高速通信系統(tǒng)中最核心的技術(shù)之一?，F(xiàn)代移動(dòng)通信發(fā)展至今，已經(jīng)經(jīng)歷了三代，而3G 的后續(xù)技術(shù)也在加速研究中。目前，國(guó)際標(biāo)準(zhǔn)化組織正在推動(dòng)無(wú)線(xiàn)傳輸技術(shù)從2Mb/s 的傳輸速率向100Mb/s 和1000Mb/s 的目標(biāo)發(fā)展，對(duì)

4、4G 的定義也已經(jīng)逐漸清晰起來(lái)?；旧峡梢源_定，OFDM/OFDMA、MIMO和智能天線(xiàn)等技術(shù)將成為4G 的主流技術(shù)。OFDM 相關(guān)的技術(shù)很多， 實(shí)際應(yīng)用中的OFDM 復(fù)雜度很高。因此， 建立適合自己研究方向的OFDM 模型， 無(wú)論是為了理解OFDM 技術(shù)的理論，還是對(duì)后續(xù)的OFDM 與其他技術(shù)相結(jié)合的研究工作，都有著非常重要意義。OFDM是一種特殊的多載波調(diào)制技術(shù),它利用載波間的正交性進(jìn)一步提高頻譜利用率,而且可以抗窄帶干擾和多徑衰落。多載波調(diào)制原理最早在20 世紀(jì)60 年代中期由Collins kinep lex 提出。70 年代,主要用于美國(guó)軍用無(wú)線(xiàn)高頻通信系統(tǒng);80 年代,OFDM的研

5、究主要用在高速調(diào)制解調(diào)器、數(shù)字移動(dòng)通信及高密度錄音帶中;90 年代以后,OFDM主要用在非對(duì)稱(chēng)的數(shù)字用戶(hù)環(huán)路(ADSL) 、ETSI 標(biāo)準(zhǔn)的數(shù)字音廣播(DAB) 、數(shù)字視頻廣播(DVB) 、高清晰度電視(HDTV) 、無(wú)線(xiàn)局域網(wǎng)(WLAN)等。OFDM與CDMA技術(shù)結(jié)合主要有兩種形式, 一種是多載波CDMA(MC-CDMA) , 一種是多載波直擴(kuò)CDMA (MC-DS-CDMA) 。前者是頻域擴(kuò)展和多載波調(diào)制技術(shù)相結(jié)合,后者是時(shí)域擴(kuò)展和多載波調(diào)制技術(shù)相結(jié)合。OFDM通過(guò)多個(gè)正交的子載波將串行的數(shù)據(jù)并行傳輸,可以增大碼元的寬度,減少單個(gè)碼元占用的頻帶,抵抗多徑引起的頻率選擇性衰落;可以有效克服碼

6、間串?dāng)_( ISI) ,降低系統(tǒng)對(duì)均衡技術(shù)的要求,適用于多徑環(huán)境和衰落信道中的高速數(shù)據(jù)傳輸;而且信道利用率很高,這一點(diǎn)在頻譜資源有限的無(wú)線(xiàn)環(huán)境中尤為重要。這些方案都是基于OFDM 之上的, 因此, 研究OFDM系統(tǒng)的性能就顯得非常必要。本文首先簡(jiǎn)要介紹OFDM基本原理,在這個(gè)基礎(chǔ)上建立了OFDM仿真模型,然后通過(guò)加保護(hù)時(shí)隙及進(jìn)行信道估計(jì), 分析OFDM 系統(tǒng)在AWGN和多徑Rayleigh衰落信道下不用的插入算法的性能,最后給出仿真結(jié)果。1.1 OFDM的發(fā)展及其現(xiàn)狀OFDM是一種特殊的多載波頻分復(fù)用(FDM)技術(shù)。在傳統(tǒng)的多載波頻分復(fù)用系統(tǒng)中，各個(gè)子信道采用不同的載波并行傳送數(shù)據(jù)，子載波之間間

7、隔足夠遠(yuǎn)，采用隔離帶來(lái)防止頻譜重疊，故頻譜效率很低。在均衡器未被采用以前，人們就是用這種多載波方式在時(shí)間色散信道中進(jìn)行高速通信的。1966年，R.W.Chang分析了在多載波通信系統(tǒng)中如何使經(jīng)過(guò)濾波后帶限的子載波保持正交。隨后不久B.R.Saltzberg給出了一篇性能分析的文章，他指出在設(shè)計(jì)一個(gè)有效的并行傳輸系統(tǒng)時(shí)，應(yīng)該把注意力更多地集中在減少相鄰信道的串?dāng)_上，而不是使各個(gè)獨(dú)立的信道工作得更好，因?yàn)榇藭r(shí)信道串?dāng)_是造成信號(hào)失真的主要因素。1971年，S.B.Weinstein和P.M.Ebert提出用傅立葉變換(DFT)進(jìn)基帶OFDM調(diào)制和解調(diào)。通過(guò)DFT進(jìn)行OFDM基帶調(diào)制和解調(diào)避免了生成多

8、個(gè)子載波和多個(gè)窄帶帶通濾波器，使系統(tǒng)的模擬前端由多個(gè)變?yōu)橐粋€(gè)，同時(shí)由于DFT可以用FFT來(lái)快速實(shí)現(xiàn)，這進(jìn)一步降低了系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)的復(fù)雜度。為對(duì)抗符號(hào)間干擾和載波聞干擾，他們提出在符號(hào)間插入一段空白時(shí)隙作為保護(hù)間隔。他們的系統(tǒng)雖然沒(méi)有能在色散信道中獲得很好的子載波正交性，但對(duì)OFDM仍是一個(gè)很大貢獻(xiàn)。另一個(gè)重要貢獻(xiàn)來(lái)自A.Peled和A.Rmz，他個(gè)人提出了采用循環(huán)前綴來(lái)解決色散信道中子載波間的正交性問(wèn)題。當(dāng)信道響應(yīng)長(zhǎng)度小于循環(huán)擴(kuò)展時(shí)，循環(huán)前綴的存在使信號(hào)與信道響應(yīng)的線(xiàn)性卷積變成循環(huán)卷積，從而使色散OFDM信號(hào)可以通過(guò)頻域單點(diǎn)均衡進(jìn)行去相關(guān)。當(dāng)然，循環(huán)擴(kuò)展的引入會(huì)導(dǎo)致少量的信噪比損失。由于無(wú)線(xiàn)信道的多

9、徑傳播會(huì)使寬帶OFDM信號(hào)產(chǎn)生頻率選擇性衰落，導(dǎo)致各個(gè)子信道上的信噪比不同，因此實(shí)際的OFDM系統(tǒng)都是與交織、糾錯(cuò)編碼結(jié)合在一起，形成編碼的正交頻分復(fù)用(COFDM)。交織和編碼能夠使OFDM系統(tǒng)獲得良好的頻率和時(shí)間二維分集。1.2 OFDM的優(yōu)缺點(diǎn) 雖然OFDM已經(jīng)得到廣泛的應(yīng)用，但是在使用中我們也要清楚的認(rèn)識(shí)到它的優(yōu)缺點(diǎn)，下面簡(jiǎn)要的從這兩方面介紹下OFDM。OFDM技術(shù)的優(yōu)點(diǎn)主要有：(1) OFDM調(diào)制方式適用于多徑和衰落信道中的高速數(shù)據(jù)傳輸。當(dāng)信道因?yàn)槎鄰降挠绊懗霈F(xiàn)頻率選擇性衰落時(shí)，只有落在頻率凹陷處的載波及其攜帶的信息受到影響，其它子載波未受損害；。(2) 在OFDM調(diào)制方式中，通過(guò)插

10、入保護(hù)間隔，可以很好地克服符號(hào)間干擾(ISI)和載波間干擾(ICI)(3) 由于OFDM各子載波相互正交，允許各子載波有1/2重疊，因此可以大大提高頻譜利用率：(4) 由于深度衰落而丟失的一些子載波可通過(guò)編碼、交織等措施來(lái)很好的恢復(fù)，提高系統(tǒng)抗誤碼性能，且通過(guò)各子載波的聯(lián)合編碼，具有很強(qiáng)的抗衰落能力；(5) OFDM技術(shù)抗脈沖及窄帶干擾的能力很強(qiáng)，因?yàn)檫@些干擾僅僅影響到很小一部分的子信道；(6) 與單載波系統(tǒng)相比，對(duì)采樣定時(shí)偏移不敏感。OFDM技術(shù)的缺點(diǎn)主要有：(1) 由于要求各子載波正交，所以對(duì)頻率偏移和相位噪聲很敏感； (2) 由于各子載波相互獨(dú)立，峰值功率與均值功率比相對(duì)較大，且隨子載波

11、數(shù)目的增加而增加。高峰均比信號(hào)通過(guò)功放時(shí)，為了避免信號(hào)的非線(xiàn)性失真和帶外頻譜再生，功放需要具有較大的線(xiàn)性范圍，導(dǎo)致射頻放大器的功率效率降低。國(guó)外對(duì)OFDM技術(shù)的研究已有近50年的歷史。最初無(wú)線(xiàn)OFDM傳輸系統(tǒng)是用在軍用無(wú)線(xiàn)高頻通信鏈路中，隨著數(shù)字信號(hào)處理(DSP)超大規(guī)模集成電路(VLSI)技術(shù)的發(fā)展，OFDM技術(shù)獲得了長(zhǎng)足的進(jìn)步并廣泛應(yīng)用于社會(huì)生活的各個(gè)方面。其應(yīng)用主要有：(1) 廣泛應(yīng)用于音頻和視頻傳輸中，如歐洲數(shù)字音頻廣播18J(DAB)、數(shù)字視頻廣播(DVB)以及日本的綜合業(yè)務(wù)數(shù)字廣播(ISDB)等；(2) 非對(duì)稱(chēng)數(shù)字用戶(hù)鏈路(ADSL)；(3) 無(wú)線(xiàn)局域網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)IEEE802.1la、

12、歐洲電信標(biāo)準(zhǔn)協(xié)會(huì)(ETSI)推出的局域網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)Hyperlan2等；(4) 無(wú)線(xiàn)城域網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)IEEE802.16a；(5) 已具雛形的4G蜂窩系統(tǒng)；2 OFDM的基本原理在寬帶無(wú)線(xiàn)通信系統(tǒng)中，影響高速信息傳輸?shù)淖钪饕活?lèi)干擾是頻率選擇性干擾。它表現(xiàn)為對(duì)信號(hào)的某些頻率成分衰減嚴(yán)重，而對(duì)另外一些頻率成分有較高的增益。為克服這類(lèi)衰落，一個(gè)很自然的想法是在信道上劃分多個(gè)子信道，使每一個(gè)子信道的頻率特性都近似于平坦，使用這些獨(dú)立的子信道傳輸信號(hào)并在接收機(jī)中予以合并，以實(shí)現(xiàn)信號(hào)的頻率分集，這就是多載波調(diào)制的基本思想。在無(wú)線(xiàn)通信中應(yīng)用最廣的是OFDM多載波調(diào)制技術(shù)，它的每一個(gè)子載波都是正交的，提高了頻譜的利用率

13、。還可以在OFDM符號(hào)之間插入保護(hù)間隔，令保護(hù)間隔大于無(wú)線(xiàn)信道的最大時(shí)延擴(kuò)展，最大限度的消除由于多徑帶來(lái)的符號(hào)間干擾。2.1基于IFFT/FFT 的OFDM 系統(tǒng)模型 基于IFFT/FFT 實(shí)現(xiàn)的OFDM 系統(tǒng)方框圖如圖2.1.1 所示F(t)信道編碼交織數(shù)字調(diào)制插入導(dǎo)頻串/并解交織數(shù)字解調(diào)信道校正并/串串/并并/串IFFTFFT插入循環(huán)前綴和加窗數(shù)/模載波調(diào)制信道R(t)模/數(shù)定時(shí)和頻率同步去循環(huán)前綴數(shù)據(jù)解調(diào)圖2.1.1 IFFT/FFT 實(shí)現(xiàn)的OFDM 系統(tǒng)概述：實(shí)際上一個(gè)OFDM的形成可以遵循以下過(guò)程：首先，在N1個(gè)經(jīng)過(guò)數(shù)字調(diào)制的符號(hào)后面補(bǔ)零，構(gòu)成N2個(gè)輸入樣值序列，再進(jìn)行IFFT計(jì)算。

14、然后，IFFT輸出的最后L1個(gè)樣值被插入到OFDM符號(hào)的最前面，而且IFFT輸出的最前面 L1個(gè)樣值被插入到OFDM符號(hào)的最后面。最后，OFDM符號(hào)與升降余弦函數(shù)時(shí)域相乘，使得系統(tǒng)寬帶之外的功率可以快速下降。再經(jīng)過(guò)數(shù)模轉(zhuǎn)換、射頻調(diào)制，最后發(fā)送。2.1.1確定參數(shù)需要確定的參數(shù)為：子信道，子載波數(shù)，F(xiàn)FT長(zhǎng)度，每次使用的OFDM符號(hào)數(shù)，調(diào)制度水平，符號(hào)速率，比特率，保護(hù)間隔長(zhǎng)度，信噪比，插入導(dǎo)頻數(shù)（基本的仿真可以不插入導(dǎo)頻，可以為0）。2.1.2產(chǎn)生數(shù)據(jù)使用隨機(jī)數(shù)產(chǎn)生器產(chǎn)生一個(gè)序列。2.1.3編碼、交織與解交織、解碼交織編碼可以有效地抗突發(fā)干擾。分別用編碼器、交織器實(shí)現(xiàn)。而解交織、解碼是按照編碼

15、交織對(duì)應(yīng)解碼，解交織的方法，還原為原始數(shù)據(jù)，可以由解碼器和解交織其實(shí)現(xiàn)。進(jìn)行糾錯(cuò)處理，同時(shí)比較第2步產(chǎn)生的數(shù)據(jù)和接收到的數(shù)據(jù)，計(jì)算誤碼率BER2.1.4子載波調(diào)制與子載波解調(diào)子載波調(diào)制：OFDM可以采用MPSK、QAM調(diào)制方式。按照星座圖，將每個(gè)子信道上的數(shù)據(jù)，映射到星座圖點(diǎn)的復(fù)數(shù)表示，轉(zhuǎn)換為同相和正交分量。子載波解調(diào)：FFT后的同相粉臉感和正交分量?jī)山M數(shù)據(jù)在星座圖上對(duì)飲高的點(diǎn)，由于噪聲和信道的影響，不再是嚴(yán)格的發(fā)送端的星座圖。將得到的星座圖上的點(diǎn)按照最近原則判決為原星座圖上的點(diǎn)，并按映射規(guī)則還原為一組數(shù)據(jù)。解調(diào)也有很多方法，例如：差分解調(diào)、相干解調(diào)。2.1.5串并轉(zhuǎn)換和并串轉(zhuǎn)換串并轉(zhuǎn)換是將一

16、路高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換成多路低速數(shù)據(jù)，用解復(fù)用模塊實(shí)現(xiàn)。而并串轉(zhuǎn)換剛好與之相反。2.1.6IFFT與FFT 在實(shí)際運(yùn)用中， 信號(hào)的產(chǎn)生和解調(diào)都是采用數(shù)字信號(hào)處理的方法來(lái)實(shí)現(xiàn)的， 此時(shí)要對(duì)信號(hào)進(jìn)行抽樣， 形成離散時(shí)間信號(hào)。IDFT可以采用快速反傅立葉變換(IFFT)來(lái)實(shí)現(xiàn)得到更快的處理速度。FFT與發(fā)送端的IFFT互為逆變換。2.1.7 插入循環(huán)前綴與去掉循環(huán)前綴 插入循環(huán)前綴也就是加入保護(hù)間隔，由IFFT運(yùn)算后的每個(gè)符號(hào)的同相分量和正交分量分別轉(zhuǎn)換為串行數(shù)據(jù)，并將符號(hào)尾部G長(zhǎng)度的數(shù)據(jù)加到頭部，構(gòu)成循環(huán)前綴。如果加入空的間隔，在多徑傳播的影響下，會(huì)造成載波間干擾ICI。保護(hù)見(jiàn)個(gè)的長(zhǎng)度G應(yīng)該大于多徑時(shí)的擴(kuò)

17、張的最大值。利用循環(huán)前綴和加入特殊的OFDM訓(xùn)練符號(hào)等方法，可以較好的時(shí)間同步和頻率同步。去掉循環(huán)前綴即根據(jù)同步得到的數(shù)據(jù)，分別將給每個(gè)符號(hào)的同相分量和正交分量開(kāi)頭的保護(hù)間隔去掉。2.1.8加窗 加窗是為了降低系統(tǒng)的PAPR（峰值平均功率比）。通過(guò)這種方法，可以顯著地改善OFDM通信系統(tǒng)高的PAPR分布，大大降低了峰值信號(hào)出現(xiàn)的概率以及對(duì)功率放大器的要求，節(jié)約成本。經(jīng)常被采用的窗函數(shù)是升余弦窗。本文給出的即是升余弦窗。2.1.9信道傳輸信道可分為多徑實(shí)驗(yàn)信道和高斯白噪聲信道。多徑時(shí)延信道直射波和延遲波對(duì)于標(biāo)準(zhǔn)時(shí)間按照固定比率遞減，因此多徑時(shí)延信道參數(shù)為比率和最大延遲時(shí)間。2.1.10 同步同步

18、是決定OFDM系統(tǒng)高性能十分重要的方面。實(shí)際OFDM系統(tǒng)都有同步過(guò)稱(chēng)，主要的同步方法有使用導(dǎo)頻、循環(huán)前綴和忙算法三種。研究目的為同步的可以詳細(xì)實(shí)現(xiàn)本步，基本的方針可以略過(guò)此步，假設(shè)接收端已經(jīng)于發(fā)射端同步。IFFT/FFT過(guò)程詳敘：圖2.1.1中串行輸入數(shù)據(jù)序列經(jīng)過(guò)信道編碼后（如Turbo碼），將該序列轉(zhuǎn)換成包含R個(gè)比特的塊，每塊再分成N個(gè)組，每個(gè)組對(duì)應(yīng)一個(gè)子載波。根據(jù)所采用調(diào)制方式的不同，每個(gè)組包含的比特?cái)?shù)可以不同,設(shè)第K 組的比特?cái)?shù)為, 則有采用ASK、PSK、QAM等調(diào)制方式將這個(gè)比特映射成復(fù)值符號(hào)。 除了上述經(jīng)過(guò)數(shù)據(jù)調(diào)制的信息符號(hào)外，還有個(gè)不需要經(jīng)過(guò)數(shù)據(jù)調(diào)制的用于同步與信道估計(jì)的導(dǎo)頻符號(hào)

19、，一共有 組有用數(shù)據(jù)。在適當(dāng)?shù)奈恢蒙咸砑右欢〝?shù)量的零使得總的信息符號(hào)個(gè)數(shù)為剛好大于N的2 的整數(shù)冪，記為N，即有個(gè)子信道不用，其上傳輸?shù)膹?fù)值符號(hào)為0。這樣做不僅是為了采用，還可以防止譜外泄。對(duì)于連續(xù)的OFDM信號(hào)模型，假設(shè)系統(tǒng)的總帶寬是，OFDM碼元周期為，為保護(hù)間隔。一個(gè)OFDM復(fù)值基帶碼元可以表示為： (2.1) 式（2.1）中的信號(hào)以1/（t = T / N ）的速率從時(shí)刻開(kāi)始采樣，所得的N 個(gè)樣本為：= = , k=0，1,2，3.N-1 (2.2)顯然，這個(gè)樣值與序列S=的IDFT，除了系數(shù)外完全一樣。由于對(duì)每個(gè)連續(xù)OFDM 碼元采樣N 個(gè)樣本，正好滿(mǎn)足Nyquist 采樣定理，所以

20、可以通過(guò)這些樣值重構(gòu)原始的連續(xù)信號(hào)。這樣樣值可以通過(guò)IDFT 來(lái)得到，這就是用IDFT 和DFT 可以實(shí)現(xiàn)OFDM 系統(tǒng)的根源。下面給出OFDM載波的幅度譜和相位譜，分別如下圖2.1.2和圖2.1.3所示圖2.1.2 OFDM載波幅度譜圖2.1.3 OFDM載波相位譜2.2 OFDM信號(hào)的頻譜特性當(dāng)各個(gè)子載波用QAM或MPSK進(jìn)行調(diào)制時(shí)，如果基帶信號(hào)采用矩形波形，則每個(gè)子信道上已調(diào)的頻譜為形狀，其主瓣寬度為，其中為OFDM信號(hào)長(zhǎng)度（不包括CP）。由于在時(shí)間內(nèi)共有OFDM信號(hào)的N個(gè)抽樣，所以O(shè)FDM信號(hào)的時(shí)域信號(hào)的抽樣周期為。由于相鄰子載波之間的頻率間隔為，所以即這些已調(diào)子載波信號(hào)頻譜函數(shù)的主瓣

21、寬度為,間隔為。根據(jù)函數(shù)性質(zhì)，知道它們?cè)陬l域上正交，這就是正交頻分復(fù)用（OFDM）名稱(chēng)的由來(lái)。一般的頻分復(fù)用傳輸系統(tǒng)的各個(gè)子信道之間要有一定的保護(hù)頻帶，一便在接收端可以用帶通濾波器分離出各個(gè)信道的信號(hào)。保護(hù)頻帶降低了整個(gè)系統(tǒng)的頻譜利用率。OFDM系統(tǒng)的子系統(tǒng)間不但沒(méi)有保護(hù)頻帶，而且各個(gè)信道的信號(hào)頻譜還相互重疊。如圖2.2.1所示：圖2.2.1 OFDM信號(hào)正交性的頻譜圖這使得OFDM系統(tǒng)的頻譜利用率相比普通頻分復(fù)用系統(tǒng)有很大的提高，而各子載波可以采用頻譜效率高的QAM和MPSK調(diào)制方式，進(jìn)一步提高OFDM系統(tǒng)的頻譜效率。2.3 0FDM 系統(tǒng)調(diào)制與解調(diào)解析以t =為起始時(shí)刻的OFDM符號(hào)可以表

22、示為：， （2.3）式（2.3）實(shí)部和虛部分別對(duì)應(yīng)于OFDM 符號(hào)的同相和正交分量，實(shí)際應(yīng)用中可以分別與相應(yīng)子載波的cos 分量和sin 分量相乘，構(gòu)成最終的子信道信號(hào)和合成的OFDM 符號(hào)。收端對(duì)應(yīng)OFDM 解調(diào)，其第k 路子載波信號(hào)解調(diào)過(guò)程為：將接收信號(hào)與第k 路的解調(diào)載波相乘，然后將得到的結(jié)果在OFDM 符號(hào)的持續(xù)時(shí)間T 內(nèi)進(jìn)行積分，即可獲得相應(yīng)的發(fā)送信。實(shí)際上，式（2.3）中定義的OFDM 復(fù)等效基帶信號(hào)可以采用離散逆傅里葉變換（IDFT）實(shí)現(xiàn)。令式（2.3）的=0,t=KT/N(k=0,1,N-1)，則可以得到： （2.4）在式（2.4）中，即為的IDFT 運(yùn)算。在接收端，為了恢復(fù)出

23、原始的數(shù)據(jù)符號(hào)，可以對(duì)進(jìn)行DFT 變換得到： (2.5)由上述分析可以看出，OFDM 系統(tǒng)可以通過(guò)N 點(diǎn)IDFT運(yùn)算，把頻域數(shù)據(jù)符號(hào)變換為時(shí)域數(shù)據(jù)符號(hào)，經(jīng)過(guò)載波調(diào)制之后，發(fā)送到信道中；在接收端，將接收信號(hào)進(jìn)行相干解調(diào)。然后將基帶信號(hào)進(jìn)行N 點(diǎn)DFT 運(yùn)算，即可獲得發(fā)送的數(shù)據(jù)符號(hào)。實(shí)際應(yīng)用中， 可用快速傅里葉變換（FFT/IFFT）來(lái)實(shí)現(xiàn)OFDM 調(diào)制和解調(diào)。N 點(diǎn)IDFT 運(yùn)算需要實(shí)施次的復(fù)數(shù)乘法，而IFFT 可以顯著地降低運(yùn)算的復(fù)雜度。對(duì)于常用的基2IFFT 算法來(lái)說(shuō)，其復(fù)數(shù)乘法的次數(shù)僅為。本文中假設(shè)FFT的點(diǎn)數(shù)是2048，載波數(shù)量是200，每個(gè)符號(hào)代表2bit，每個(gè)載波使用100個(gè)符號(hào)，則

24、OFDM的時(shí)域和頻域圖形如下：圖2.3.1 OFDM一個(gè)符號(hào)周期的時(shí)域OFDM信號(hào)圖2.3.2 OFDM每一個(gè)載波對(duì)應(yīng)的時(shí)域信號(hào)2.4 加窗由式（2.3）所定義的OFDM 符號(hào)存在的缺點(diǎn)是功率譜的帶外衰減速度不夠快。技術(shù)上，可以對(duì)每個(gè)OFDM 符號(hào)進(jìn)行加窗處理，使符號(hào)周期邊緣的幅度值逐漸過(guò)渡到零。經(jīng)常被采用的窗函數(shù)是式（2.6）定義的升余弦窗 （2.6）（2.6）式中， 表示加窗前的符號(hào)長(zhǎng)度。而加窗后符號(hào)的長(zhǎng)度應(yīng)該為，從而允許在相鄰符號(hào)之間存在有相互覆蓋的區(qū)域。在實(shí)際系統(tǒng)中，經(jīng)過(guò)加窗的OFDM 符號(hào)的產(chǎn)生過(guò)程為：首先，在個(gè)經(jīng)過(guò)數(shù)字調(diào)制的符號(hào)后面補(bǔ)零，構(gòu)成N 個(gè)輸入樣值序列，然后進(jìn)行IFFT 運(yùn)

25、算；將IFFT 輸出的最后Tprefix個(gè)樣值插入到OFDM 符號(hào)的最前面，將IFFT 輸出的最前面的Tpostfix 個(gè)樣值插入到OFDM 符號(hào)的最后面；接下來(lái)，將OFDM 符號(hào)與式（2.6）定義的升余弦窗函數(shù)時(shí)域相乘；最后將經(jīng)過(guò)加窗的OFDM 符號(hào)延時(shí)，與前一個(gè)經(jīng)過(guò)加窗的OFDM 符號(hào)相加。應(yīng)當(dāng)指出，式（2.6）中值的選擇要適當(dāng)，如對(duì)于64 個(gè)子載波的OFDM 符號(hào)，可取=0.025。用matlab可以畫(huà)出其頻譜密度仿真圖。如圖2.4.1(a),2.4.1(b)所示；其中，每一個(gè)子圖橫軸表示歸一化頻率，縱軸表示歸一化幅度衰減(單位：dB)。(a)、(b)兩個(gè)子圖分別表示包含128、256個(gè)

26、子載波的OFDM符號(hào)的功率密度譜。從圖中可以看出，隨子載波數(shù)增加，OFDM符號(hào)功率密度譜下降速度會(huì)增快。但是即使在256個(gè)子載波情況下，其3dB帶寬仍然會(huì)是128個(gè)載波3dB帶寬的2倍。 為了加快OFDM信號(hào)功率譜帶外衰減部分的下降速度，可以對(duì)每個(gè)OFDM時(shí)域符號(hào)進(jìn)行加窗，使符號(hào)周期邊緣的幅度值逐漸過(guò)渡到零，這與成型濾波的原理相當(dāng)?shù)念?lèi)似。成型濾波是在頻域加平方根升余弦窗，降低時(shí)域信號(hào)的拖尾振蕩；而OFDM符號(hào)在時(shí)域加升余弦窗，降低頻域信號(hào)拖尾振蕩，使帶外衰減速度加快。圖2.4.1（a）載波數(shù)為256的信號(hào)頻譜信號(hào)仿真圖圖2.4.1（b）載波數(shù)128的信號(hào)頻譜信號(hào)功率譜帶外衰減仿真圖對(duì)OFDM時(shí)

27、域符號(hào)加窗之前，首先要添加循環(huán)前綴和循環(huán)后綴，添加了循環(huán)前綴和循環(huán)后綴后的歸一化功率的OFDM復(fù)信號(hào)表示為： (2.7)加入循環(huán)前綴、循環(huán)后綴后的OFDM功率譜密度為： (2.8)如圖2.4.2（a）和2.4.2(b)所示，通過(guò)對(duì)OFDM信號(hào)加窗前后的信號(hào)頻譜進(jìn)行仿真比較，得到加窗后信號(hào)的帶外衰減大副減小，但是對(duì)信號(hào)的誤碼率也有一定的影響。圖 2.4.2（a）未加窗OFDM功率頻譜帶外衰減仿真圖2.4.2（b）加升余弦窗后OFDM功率譜帶外衰減仿真3 循環(huán)前綴及信道估計(jì)對(duì)系統(tǒng)誤碼率的改善分析3.1循環(huán)前綴OFDM系統(tǒng)中,每個(gè)并行數(shù)據(jù)支路都是窄帶信號(hào),可近似認(rèn)為每個(gè)支路都經(jīng)歷平坦衰落,這樣就減小

28、了頻率選擇性衰落對(duì)信號(hào)的影響。同時(shí),每路子數(shù)據(jù)流速率的降低,減小了符號(hào)間干擾( ISI) 。此外,還可以通過(guò)加保護(hù)間隔的辦法完全消除符號(hào)間干擾。假設(shè)每個(gè)OFDM符號(hào)由Y個(gè)樣值組成,由于時(shí)延擴(kuò)展,接收端將會(huì)有和信道沖激響應(yīng)持續(xù)時(shí)間相對(duì)應(yīng)的前L (L < Y) 個(gè)樣值發(fā)生錯(cuò)誤,為此,可以在發(fā)送信號(hào)前端加上M個(gè)樣值,接收端收到信號(hào)時(shí),先去掉前M個(gè)樣值,然后再進(jìn)行FFT,只要M L就可完全消除ISI。 最初的保護(hù)間隔是用空數(shù)據(jù)填充的,這雖然消除了ISI,但卻破壞了信道間的正交性。后來(lái), Peled和Ruiz 提出了用循環(huán)前綴填充保護(hù)間隔的方法,即把Y個(gè)樣值的最后M個(gè)復(fù)制到個(gè)OFDM符號(hào)的前端作為

29、保護(hù)間隔,利用循環(huán)卷積的概念,只要循環(huán)前綴的長(zhǎng)度大于信道的沖激響應(yīng),信道間仍是正交的。符號(hào)周期由T增加至T= T +T,T是保護(hù)時(shí)隙,增加保護(hù)時(shí)隙會(huì)降低頻譜利用率, 所以T一般小于等于T/4。為了清楚的說(shuō)明循環(huán)前綴抗符號(hào)間干擾(ISI)和載波間干擾(ICI)影響，本文將通過(guò)圖3.1.1和圖3.1.2進(jìn)行詳細(xì)說(shuō)明。圖3.1.1是無(wú)循環(huán)前綴時(shí)產(chǎn)生符號(hào)問(wèn)干擾和載波間干擾韻示意圖。從圖中可以看到，OFDM兩個(gè)子載波都采用了BPSK調(diào)制，即在符號(hào)邊界處，載波相位可能產(chǎn)生180度的跳變。(1)從圖3.1.1(a)可以看出，在理想的高斯信道條件下，可以保證在FFT運(yùn)算時(shí)間內(nèi)，不會(huì)發(fā)生信號(hào)相位的跳變，因此OF

30、DM接收機(jī)接收到的信號(hào)僅是多個(gè)單純連續(xù)的正弦波的疊加，這種疊加不會(huì)破壞子載波之間的正交性。(2) 從圖3.1.1(b)可以看出，在多徑信道下，會(huì)產(chǎn)生信號(hào)的延遲。在圖中載波2的延遲信號(hào)會(huì)在FFT的運(yùn)算時(shí)間內(nèi)產(chǎn)生相位的跳變，破壞了子載波的正交性，從而在接收機(jī)中會(huì)對(duì)載波2的解調(diào)造成符號(hào)間的干擾。圖3.1.1無(wú)循環(huán)前綴時(shí)產(chǎn)生符號(hào)間干擾和載波間干擾示意圖 (3) 從圖3.1.1(c)可以看出，載波2的延遲信號(hào)會(huì)在FFT的運(yùn)算時(shí)間內(nèi)產(chǎn)相位的跳變，破壞了子載波的正交性，從而在接收機(jī)中會(huì)對(duì)載波1的解調(diào)造成載波間的干擾。圖3.1.2是有循環(huán)前綴時(shí)，OFDM信號(hào)抗符號(hào)間干擾和載波間干擾的示意圖，其中OFDM兩個(gè)子

31、載波也采用了BPSK調(diào)制。圖中CP代表循環(huán)前綴的位置。(1) 從圖3.1.2(a)可以看出，在理想的高斯信道條件下，在FFT的運(yùn)算長(zhǎng)度內(nèi)，不會(huì)發(fā)生信號(hào)相位跳變，相位跳變僅發(fā)生在循環(huán)前綴的位置內(nèi)，在接收端進(jìn)行FFT之前會(huì)將其去掉，因此OFDM接收機(jī)接收到的信號(hào)也僅是多個(gè)單純連續(xù)的正弦波的疊加，這種疊加不會(huì)破壞子載波之間的正交性。(2) 從圖3.1.2(b)可以看出，在多徑信道下，會(huì)產(chǎn)生信號(hào)的延遲。在圖中，載波2的延遲信號(hào)會(huì)在循環(huán)前綴內(nèi)產(chǎn)生相位的跳變，但在FFT的運(yùn)算時(shí)間內(nèi)沒(méi)有跳變，保持了子載波的正交性，從而在接收機(jī)中不會(huì)對(duì)載波2的解調(diào)造成干擾，這就是循環(huán)前綴抗符號(hào)間干擾的體現(xiàn)。(3) 從圖3.1

32、.2(c)可以看出，載波2的延遲信號(hào)會(huì)在循環(huán)前綴內(nèi)產(chǎn)生相位的跳變，但在FFT的運(yùn)算時(shí)間內(nèi)沒(méi)有跳變，保持了子載波的正交性，從而在接收機(jī)中不會(huì)對(duì)載波1的解調(diào)造成干擾，這就是循環(huán)前綴抗載波間干擾的體現(xiàn)。圖3.1.3和圖3.1.4是OFDM符號(hào)僅僅存在兩個(gè)子載波對(duì)的情況，實(shí)際的OFDM接收機(jī)接收到的是多個(gè)子載波和這些子載波不同延遲的信號(hào)的疊加，是較為雜的。圖3.1.2 循環(huán)前綴抗符號(hào)間干擾和載波間干擾示意圖通過(guò)仿真可以直觀(guān)的說(shuō)明時(shí)延超過(guò)循環(huán)前綴對(duì)OFDM系統(tǒng)造成的影響。仿真的OFDM系統(tǒng)有1024個(gè)子載波，循環(huán)前綴長(zhǎng)度是其1/4，信道為高斯信道且無(wú)噪聲影響。圖3.1.3(a)和圖3.1.3(b)給出接

33、收到的OFDM頻譜結(jié)構(gòu),圖3.1.4給出的OFDM信號(hào)采用QPSK調(diào)制，不考慮頻偏和定時(shí)等因素，只經(jīng)過(guò)信道估計(jì)條件下時(shí)延對(duì)循環(huán)前綴的影響。圖3.1.4第一個(gè)圖表示時(shí)延沒(méi)有超過(guò)保護(hù)間隔時(shí)，星座點(diǎn)沒(méi)有畸變；圖3.1.4第二個(gè)圖表示的是時(shí)延超過(guò)循環(huán)前綴長(zhǎng)度的2時(shí)，這時(shí)載波間干擾仍然較小，星座點(diǎn)較為清晰，約有16個(gè)錯(cuò)誤比特。圖3.1.3(a)接收到的OFDM幅度譜OFDM加入循環(huán)前綴后，顯然會(huì)帶來(lái)功率和信息速率的損失，其中功率損失定義為： (3.1)從上式可以看到，當(dāng)循環(huán)前綴占到20時(shí)，功率損失不到ldB，帶來(lái)的信息速率損失達(dá)20%。但是插入循環(huán)前綴可以消除符號(hào)間干擾和多徑所造成的載波間干擾的影響，因

34、此這個(gè)代價(jià)是值得的。圖3.1.3(b)接收到的OFDM信號(hào)相位譜 圖3.1.4 時(shí)延擴(kuò)展超過(guò)循環(huán)前綴對(duì)星座點(diǎn)的影響仿真圖3.2 OFDM系統(tǒng)的峰值平均功率比OFDM系統(tǒng)一個(gè)主要缺點(diǎn)就是峰均功率比過(guò)高。OFDM符號(hào)是由多個(gè)獨(dú)立的經(jīng)過(guò)調(diào)制的子載波信號(hào)相加而成的，這樣合成信號(hào)有可能產(chǎn)生比較大的峰值功率，由此帶來(lái)較大的峰值平均功率比，簡(jiǎn)稱(chēng)峰均Hfi(PAR)。與單載波系統(tǒng)相比，OFDM發(fā)射機(jī)的輸出信號(hào)的瞬時(shí)值會(huì)有較大的波動(dòng)。這要求系統(tǒng)內(nèi)的一些部件，例如功率放大器、A/D、D/A轉(zhuǎn)換器等具有很大的線(xiàn)性動(dòng)態(tài)范圍。而反過(guò)來(lái)，這些部件的非線(xiàn)性也會(huì)對(duì)動(dòng)態(tài)范圍較大的信號(hào)產(chǎn)生非線(xiàn)性失真，所產(chǎn)生的諧波造成信道間的相互

35、十?dāng)_，從而影響OFDM系統(tǒng)的性能。定義峰均比如下： (3.1)其中，表示經(jīng)過(guò)IFFT運(yùn)算之后的OFDM信號(hào)： （3.2） 對(duì)OFDM系統(tǒng)來(lái)說(shuō)，當(dāng)N個(gè)子信號(hào)都以相同的相位求和時(shí)，所得到信號(hào)的峰值功率在極限情況下是平均功率的N倍，因而基帶信號(hào)的峰均比為，例如N=1024的情況中，PAR=30.1dB。當(dāng)然OFDM系統(tǒng)內(nèi)的峰均比通常不會(huì)達(dá)到這一數(shù)值。實(shí)際的OFDM傳輸系統(tǒng)中，峰均比抑制是制約OFDM技術(shù)應(yīng)用的一個(gè)主要瓶頸。抑制峰均比的技術(shù)主要包括信號(hào)預(yù)畸變技術(shù)、編碼技術(shù)和非預(yù)畸變技術(shù)等。3.3信道估計(jì)3.3.1信道估計(jì)概述無(wú)線(xiàn)通信系統(tǒng)的性能受到無(wú)線(xiàn)信道的制約。無(wú)線(xiàn)信道的特性如前面所介紹，發(fā)射機(jī)和接收

36、機(jī)之間的傳播路徑非常復(fù)雜，從簡(jiǎn)單的視距傳播到遭受各種復(fù)雜的地貌如建筑物、山脈和森林等影響的傳播。此外，無(wú)線(xiàn)信道不像有線(xiàn)信道那樣固定并可預(yù)見(jiàn)，而且無(wú)線(xiàn)信道具有很大的隨機(jī)性，這導(dǎo)致接收信號(hào)的幅度、相位和頻率失真，難以進(jìn)行分析。這些問(wèn)題對(duì)接收機(jī)的設(shè)計(jì)提出了很大的挑戰(zhàn)，因此在接收機(jī)中，信道估計(jì)器是一個(gè)很重要的部分。OFDM系統(tǒng)中，信道估計(jì)器的設(shè)計(jì)主要有兩個(gè)問(wèn)題：一是導(dǎo)頻信息的選擇，因?yàn)闊o(wú)線(xiàn)信道的時(shí)變特性，需要接收機(jī)不斷對(duì)信道進(jìn)行跟蹤，所以導(dǎo)頻信息必須不斷的傳送；二是既有較低的復(fù)雜度又有良好的導(dǎo)頻跟蹤能力的信道估計(jì)器設(shè)計(jì)，在確定導(dǎo)頻發(fā)送方式和信道估計(jì)準(zhǔn)則條件下，尋找最佳的信道估計(jì)器結(jié)構(gòu)。信道估計(jì)從大的角

37、度可以分為非盲估計(jì)和盲估計(jì)以及在此基礎(chǔ)上產(chǎn)生的半盲估計(jì)。非盲估計(jì)是指在估計(jì)階段首先利用導(dǎo)頻來(lái)獲得導(dǎo)頻位置的信道信息，然后為獲得整個(gè)數(shù)據(jù)傳輸階段的信道信息做好準(zhǔn)備，它的一個(gè)好處是應(yīng)用廣泛，幾乎可以用于所有的無(wú)線(xiàn)通信系統(tǒng)。同時(shí)，它的缺點(diǎn)也顯而易見(jiàn)，導(dǎo)頻信息占用了信息比特，降低了信道傳輸?shù)挠行裕怖速M(fèi)了帶寬。盲估計(jì)是指不使用導(dǎo)頻信息，通過(guò)使用相應(yīng)信息處理技術(shù)獲得信道的估計(jì)值，這與傳統(tǒng)的非盲信道估計(jì)技術(shù)相比，盲信道估計(jì)技術(shù)使系統(tǒng)的傳輸效率大大提高，但是由于盲信道估計(jì)算法運(yùn)算量較大，收斂速度較慢，靈活性比較差，阻礙了它在實(shí)際系統(tǒng)中的應(yīng)用。因此出現(xiàn)了半盲信道估計(jì)，它在數(shù)據(jù)傳輸效率和收斂速度之間做一個(gè)折中

38、，采用較少的訓(xùn)練序列來(lái)獲得信道的信息?；贠FDM的新一代無(wú)線(xiàn)通信系統(tǒng)中，由于傳輸速率較高，需要使用相干檢測(cè)技術(shù)獲得較高的性能，因此通常使用非盲估計(jì)獲得較好的估計(jì)效果，這樣可以更好的跟蹤無(wú)線(xiàn)信道的變化，提高接收機(jī)性能。本文所研究的信道估計(jì)方法也是基于導(dǎo)頻的信道估計(jì)。3.3.2基于導(dǎo)頻的信道估計(jì)方法基于導(dǎo)頻信道的方法是在系統(tǒng)中設(shè)置專(zhuān)用導(dǎo)頻信道來(lái)發(fā)送導(dǎo)頻信號(hào)。由于OFDM系統(tǒng)具有時(shí)頻二維結(jié)構(gòu)，所以采用導(dǎo)頻符號(hào)輔助信道估計(jì)更加靈活。所謂的基于導(dǎo)頻符號(hào)的信道估計(jì)是指在發(fā)送端的信號(hào)中的某些位置插入接收端己知的符號(hào)或序列，接收端利用這些信號(hào)或序列受傳輸信道衰落影響的程度，再根據(jù)某些算法來(lái)估計(jì)信道的衰落性能

39、，當(dāng)然也可以用MMSE和LS算法，這一技術(shù)叫作導(dǎo)頻信號(hào)輔助(PSAM)。在各種衰落估計(jì)技術(shù)，PSAM是一種有效的技術(shù)，在單載波系統(tǒng)中，導(dǎo)頻符號(hào)或序列只能在時(shí)間方向上插入，在接收端提取導(dǎo)頻信號(hào)估計(jì)信道的沖擊響應(yīng)。但是在多載波系統(tǒng)中，導(dǎo)頻信號(hào)可以在時(shí)間和頻率兩個(gè)方向上插入，在接收端可提取導(dǎo)頻信號(hào)估計(jì)信道的傳遞函數(shù)。只要導(dǎo)頻信號(hào)在時(shí)間和頻率方向上間隔對(duì)于信道帶寬足夠少，就可以采用二維內(nèi)插濾波的方法來(lái)估計(jì)傳遞函數(shù)，當(dāng)然也可以采用分離的一維估計(jì)。OFDM系統(tǒng)中常用的導(dǎo)頻信號(hào)分布方法有導(dǎo)頻信號(hào)塊狀分布、梳狀分布和星狀分布三種。考慮到實(shí)現(xiàn)的復(fù)雜度，信道估計(jì)準(zhǔn)則選用LS估計(jì)準(zhǔn)則。3.3.3信道的插值方法插值方

40、法有常值內(nèi)插、線(xiàn)性?xún)?nèi)插和DFT插值，常值內(nèi)插一般用在塊狀導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)中，是比較簡(jiǎn)單的插值方法，本文接下來(lái)就來(lái)討論LS算法下不同插值方式下對(duì)信道的估計(jì)；首先線(xiàn)性?xún)?nèi)插是最簡(jiǎn)單也是最傳統(tǒng)的內(nèi)插方法之一，它利用兩個(gè)導(dǎo)頻信號(hào)來(lái)進(jìn)行內(nèi)插估計(jì)。時(shí)間方向的線(xiàn)性?xún)?nèi)插的公式為： (3.3)其中 , 。同理，可以得到頻率方向的一階線(xiàn)性?xún)?nèi)插的公式為： (3.4)其中 , 。其次是DFT插值，由于信道沖擊響應(yīng)與信道傳輸函數(shù)是傅氏變換對(duì)，內(nèi)插可以利用DFT的性質(zhì)。但是DFT插值一般用在基于梳狀導(dǎo)頻的結(jié)構(gòu)中設(shè)信道沖擊向?yàn)椋?，00。信道的傳輸函數(shù)為： (3.5)取整數(shù)，且N是M的整數(shù)倍，對(duì)信道傳輸函數(shù)在頻率方向以N/M為間隔進(jìn)

41、行抽取，得到其中的元素是： (3.6)可以看出，由頻率軸的M個(gè)抽樣值可以恢復(fù)信道沖擊響應(yīng)。再進(jìn)行N點(diǎn)的DFT就可以得到所有子信道的傳輸函數(shù)值。至于常值插入比較簡(jiǎn)單就不再贅述。3.3.4仿真結(jié)果及分析基于LS算法的以上三種方法的信道估計(jì)matlab仿真如下圖3.3.1所示,由圖可以看出同一信噪比下DFT最為理想，線(xiàn)性?xún)?nèi)插效果最差，而常值內(nèi)插介于他倆之間，但在要求同一REB的情況下DFT要求更大信噪比。所以在大信噪比下還是選擇DFT更為理想，如果是在要求小的誤碼率且在小的信噪比下常值內(nèi)插是一種比較簡(jiǎn)單而且效果較理想的內(nèi)插恢復(fù)方法。圖3.3.1不同內(nèi)插算法仿真結(jié)果結(jié) 論本文針對(duì)目前的研究熱點(diǎn)OFDM

42、技術(shù)進(jìn)行計(jì)算機(jī)仿真研究,在OFDM仿真模型的基礎(chǔ)上用MATLAB語(yǔ)言編寫(xiě)出OFDM發(fā)送、信道及接收整個(gè)系統(tǒng)上的仿真圖形,在系統(tǒng)仿真正確的前提下,對(duì)在OFDM信道上加上窗函數(shù)前后以及加上循環(huán)前綴后，采用不同的內(nèi)插方法接收信號(hào)的改善程度進(jìn)行了研究，得出預(yù)想的結(jié)果。致 謝參 考 文 獻(xiàn)1 Erich Cosby. Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) Tutorial and AnalysisM . Northern Virginia Center,2001.2 Mingqi Li ,Qicong Peng, Yubai Li, Perf

43、ormance Evaluation of MC - DS - CDMA Systems in Multipath Fading Channels J . 0- 7803 - 7547 - 5 /02, IEEE , 2002. 3 A Peled, A Ruiz. Frequency domain data transmission using reduced computational complexity algorithmsC . In Proc. IEEE Int. Conf. Acoust. , Speech, Signal Processing, 1980.964 - 967.

44、4 R van Nee. OFDM Wireless Multimedia CommunicationsM .Rrasad R. Artech House, 1998 5 周正蘭,等. OFDM及其鏈路級(jí)平臺(tái)的Simulink實(shí)現(xiàn) J . 中國(guó)數(shù)據(jù)通信, 2003, (10) : 90 92 6 尹澤明,等. 精通MATLAB6 M . 清華大學(xué)出版社, 2002. 7 蔡濤, 等譯. 無(wú)線(xiàn)通信原理與應(yīng)用M . 電子工業(yè)出版社,1999. 8 丁玉美,等. 數(shù)字信號(hào)處理M. 西安電子科技大學(xué)出版社, 20039 Reiniers U.DVB-T: the COFDM-based system

45、for terrestrial televisionJ. Electronics & Communication Engineering Journal, 1997,9,(01):28-32.10 尹長(zhǎng)川,羅濤,樂(lè)光新.多載波寬帶無(wú)線(xiàn)通信技術(shù)M.北京:北京郵電大學(xué)出版社,2004:20-45.11 王文博,鄭侃. 寬帶無(wú)線(xiàn)通信OFDM技術(shù)M. 第2版，內(nèi)蒙古:人民郵電出版社,2007:8-9.附 錄 clear all;close all;IFFT_bin_length = 1024; % FFT的點(diǎn)數(shù)carrier_count = 200; % 載波的數(shù)量 bits_per_symb

46、ol = 2; % 每個(gè)符號(hào)代表的比特?cái)?shù)symbols_per_carrier = 50; % 每個(gè)載波使用的符號(hào)數(shù)SNR = 10; % 信道中的信噪比（dB） baseband_out_length=carrier_count*symbols_per_carrier*bits_per_symbol;%總比特?cái)?shù)carriers = (1:carrier_count) + (floor(IFFT_bin_length/4) - floor(carrier_count/2);conjugate_carriers = IFFT_bin_length - carriers + 2;%發(fā)送端>&

47、gt;>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>%產(chǎn)生隨機(jī)二進(jìn)制數(shù)據(jù):baseband_out = round(rand(1,baseband_out_length);convert_matrix=reshape(baseband_o

48、ut,bits_per_symbol,length(baseband_out)/bits_per_symbol);for k = 1:(length(baseband_out)/bits_per_symbol) modulo_baseband(k) = 0; for i = 1:bits_per_symbolmodulo_baseband(k)=modulo_baseband(k)+convert_matrix(i,k)*2(bits_per_symbol-i);endend% 串并轉(zhuǎn)換carrier_matrix = reshape(modulo_baseband, carrier_coun

49、t, symbols_per_carrier)'% 對(duì)每一個(gè)載波的符號(hào)進(jìn)行差分編碼carrier_matrix = zeros(1,carrier_count);carrier_matrix;for i = 2:(symbols_per_carrier + 1) carrier_matrix(i,:)=rem(carrier_matrix(i,:)+carrier_matrix(i-1,:),2bits_per_symbol);end% 把差分符號(hào)代碼轉(zhuǎn)換成相位carrier_matrix = carrier_matrix * (2*pi)/(2bits_per_symbol);% 把

50、相位轉(zhuǎn)換成復(fù)數(shù)X,Y = pol2cart(carrier_matrix, ones(size(carrier_matrix,1),size(carrier_matrix,2);complex_carrier_matrix = complex(X,Y);% 分配載波到指定的IFFT位置IFFT_modulation = zeros(symbols_per_carrier + 1, IFFT_bin_length);IFFT_modulation(:,carriers) = complex_carrier_matrix;IFFT_modulation(:,conjugate_carriers)

51、= conj(complex_carrier_matrix);% 畫(huà)出頻域中的OFDM信號(hào)代表figure (1)stem(0:IFFT_bin_length-1, abs(IFFT_modulation(2,1:IFFT_bin_length),'b*-')grid onaxis (0 IFFT_bin_length -0.5 1.5)ylabel('Magnitude')xlabel('IFFT Bin')title('OFDM Carrier Frequency Magnitude')% figure (2)plot(0:I

52、FFT_bin_length-1, (180/pi)*angle(IFFT_modulation(2,1:IFFT_bin_length), 'go')hold onstem(carriers-1, (180/pi)*angle(IFFT_modulation(2,carriers),'b*-')stem(conjugate_carriers-1, (180/pi)*angle(IFFT_modulation(2,conjugate_carriers),'b*-')axis (0 IFFT_bin_length -200 +200)grid on

53、ylabel('Phase (degrees)')xlabel('IFFT Bin')title('OFDM Carrier Phase')% 通過(guò)IFFT將頻域轉(zhuǎn)化為時(shí)域，得到時(shí)域信號(hào)time_wave_matrix = ifft(IFFT_modulation');time_wave_matrix = time_wave_matrix'%畫(huà)出一個(gè)符號(hào)周期的時(shí)域OFDM信號(hào)figure (3)plot(0:IFFT_bin_length-1,time_wave_matrix(2,:)grid onylabel('Ampl

54、itude')xlabel('Time')title('OFDM Time Signal, One Symbol Period')%畫(huà)出每一個(gè)載波對(duì)應(yīng)的時(shí)域信號(hào)（分離的OFDM信號(hào)）for f = 1:carrier_count temp_bins(1:IFFT_bin_length)=0+0j; temp_bins(carriers(f)=IFFT_modulation(2,carriers(f); temp_bins(conjugate_carriers(f)=IFFT_modulation(2,conjugate_carriers(f); temp

55、_time = ifft(temp_bins'); figure(4) plot(0:IFFT_bin_length-1, temp_time) hold onendgrid onylabel('Amplitude')xlabel('Time')title('Separated Time Waveforms Carriers')for i = 1:symbols_per_carrier + 1windowed_time_wave_matrix(i,:)=real(time_wave_matrix(i,:).*hamming(IFFT_bi

56、n_length)'windowed_time_wave_matrix(i,:) = real(time_wave_matrix(i,:);end%串并轉(zhuǎn)換ofdm_modulation=reshape(windowed_time_wave_matrix',1,IFFT_bin_length*(symbols_per_carrier+1);% 畫(huà)出整個(gè)時(shí)域OFDMtemp_time = IFFT_bin_length*(symbols_per_carrier+1);figure (5)plot(0:temp_time-1,ofdm_modulation)grid onylabel('Amplitude (volts)')xlabel('Time (samples)')title('OFDM Time Signal')% 畫(huà)出頻域OFDM信號(hào)symbols_per_average = ceil(s