雙E類逆變器拓撲電路仿真研究

1、摘 要本科畢業(yè)設計（論文）（雙e類逆變器拓撲電路仿真研究）*燕 山 大 學2012年 6月 摘 要感應加熱電源是利用電渦流對工件加熱的一種裝置，由于具有諸多優(yōu)點而在工業(yè)中得到了廣泛的應用。目前，國內中頻電源已經非常成熟，高頻電源在頻率、容量等方面還有待提高。因此本文針對高頻電源進行了理論分析和研究。文中首先介紹了感應加熱電源的工作原理并講述了國內外的研究現狀。接下來分析了e類逆變器的工作原理和雙e類逆變器的工作原理，以及工作在最佳狀態(tài)下mosfet的電流電壓波形，為接下來設計雙e類逆變器做了準備。然后分析了諧振電路、e類逆變器的諧振頻率等，設計計算了雙e逆變器電路的參數。根據雙e類逆變器的原理

2、，為使其工作在最佳狀態(tài)，設計了閉環(huán)控制電路。最后用pspice仿真，驗證設計方案的可行性。關鍵詞感應加熱；mosfet；e類逆變器；pspiceiabstractabstractpower supply for induction heating is an equipment to heat the work piece by whirling current and it is applied widely in industry because of its many virtues. now, intermediate frequency power supply is perfect

3、, but high frequency power supply has defects in the aspects of frequency and capacity and so on. so high frequency power supply is developed in this thesis.firstly, operation principle of induction heating is introduced and the actuality of the power supply for induction heating is summarized. then

4、 analysis the operation principle of class-e inverter, double class-e inverter. and the mosfet current and voltage waveforms in the best condition, which is preparation for design double class-e inverter next. moreover series resonant inverter is selected as inverter circuit and explain the resonant

5、 frequency of class-e and double class-e via analysis. in order to simulation the circuit, the inverter circuit parameters are designed and calculated. according to the principle of double class-e inverter, in order to make it work in the best condition ,design closed-loop control circuit. finally u

6、sing pspice simulation to verify the feasibility of the design.keywordsinduction heating; mosfet; class-e inverter; pspiceii 目 錄摘 要iabstractii第1章 緒論11.1 課題背景11.1.1 感應加熱電源的基本原理11.1.1.1 電磁感應與感應加熱11.1.1.2 透入深度與集膚效應21.2 感應加熱電源的發(fā)展現狀31.2.1 國外感應加熱電源的現狀31.2.2 國內感應加熱技術現狀41.3 電力電子器件的發(fā)展51.4 論文選題意義及主要工作6第2章 e類逆

7、變器結構與原理分析82.1 單e類逆變器原理分析92.2 雙e類逆變器原理分析11本章小結13第3章 e類逆變器的設計和計算143.1 基本諧振電路143.2 e類逆變器的諧振頻率153.2.1 單e類逆變器諧振頻率153.2.2雙e類逆變器諧振頻率163.3 e類逆變器的設計和參數計算163.3.1 品質因數163.3.2 mosfet的選擇173.3.3主電路參數計算183.4 控制電路設計19本章小結21第4章 實驗仿真224.1 e類逆變器的調試224.2 仿真波形24本章小結27結論28參考文獻29致 謝31附錄132附錄237附錄342附錄450附錄558iii第1章 緒論 第1章

8、 緒論1.1 課題背景感應加熱技術是一種先進的加熱技術，它具有傳統(tǒng)加熱方法所不具備的優(yōu)點，因而在國民經濟和社會生活中獲得了廣泛的應用。此項技術的核心內容之一就是感應加熱電源的研制。電源的性能價格比直接決定了其獲得應用的速度與廣度，隨著電力電子器件制造成本正在迅速下降，不斷提升其性能水平是這種新技術獲得最大限度推廣的重要條件。1.1.1 感應加熱電源的基本原理1.1.1.1電磁感應與感應加熱michael farady于1831年建立的電磁感應定律說明，在一個電路圍繞的區(qū)域內存在交變磁場時，電路兩端就會產生感應電動勢，當電路閉合時則產生電流。這個定律同時也就是今天感應加熱的理論基礎。1感應加熱的

9、原理圖如圖1-1所示： 圖1-1 感應加熱的原理圖如上圖，當感應線圈上通以交變電流時，線圈內部會產生相同頻率的交變磁通，交變磁通又會在金屬工件中產生感應電勢。根據maxwell電磁方程式，感應電動勢的大小為： (1-1)式中n是線圈匝數，假如是按正弦規(guī)律變化的，則有： (1-2) 那么可得到感應電動勢為： (1-3)因此感應電動勢的有效值為： (1-4)由此可見，感應加熱是靠感應線圈把電能傳遞給要加熱的，然后電能在金屬內部轉變?yōu)闊崮堋８袘€圈與被加熱金屬并不直接接觸，能量是通過電磁感應傳遞的。另外需要指出的是，感應加熱的原理與一般電氣設備中產生渦流以及渦流引起發(fā)熱的原理是相同的，不同的是在一般

10、電氣設備中渦流是有害的，而感應加熱卻是利用渦流進行加熱的。這樣，感應電勢在工件中產生感應電流（渦流），使工件加熱。其焦耳熱為： (1-5)式中，：電流通過電阻產生的熱量（）； ：電流有效值（）； ：工件的等效電阻（）； ：工件通電的時間（）。由式（1-4）可以看出，感應加熱和發(fā)熱功率與頻率高低和磁場強弱有關。感應線圈中流過的電流越大，其產生的磁通也就越大，因此提高感應線圈中的電流可以使工件中產生的渦流加大；同樣提高工作頻率也會使工件中的感應電流加大，從而增加發(fā)熱效果，使工件升溫更快。另外，渦流的大小還與金屬的截面大小、截面形狀、導電率、導磁率等有關。1.1.1.2 透入深度與集膚效應在導體中流

11、過電流時，在它的周圍便同時產生磁場、通過的電流為直流時，產生的磁場是固定的，不影響導體的導電性能；而通過交流電時，產生的磁場是交變的，會引起集膚效應，使大部分電流在導體的表面流通，即有效導電面積減小，電阻增加。交流電流的頻率越高，集膚效應越嚴重。透入深度的規(guī)定是由電磁場的集膚效應而來的。電流密度在工件中的分布是從表面向里面衰減，其衰減大致是呈指數規(guī)律變化。工程上規(guī)定：當導體電流密度由表面向里面衰減到數值等于表面電流密度的0.368倍時，該處到表面的距離稱為電流透入深度。因此可以認為交流電流在導體中產生的熱量大部分集中在電流透入深度內。透入深度可用下式來表示： (1-6)式中，：導體材料的電阻率

12、（）；：導體材料的相對磁導率；：電流頻率（）。從（1-6）可知，當材料的電阻率，相對磁導率確定以后，透入深度僅與頻率的平方根成反比，因此它可以通過改變頻率來控制。頻率越高，工件的發(fā)熱層越薄，這種特性在金屬熱處理中得到了廣泛的應用，如猝火、熱處理等。 1.2 感應加熱電源的發(fā)展現狀感應加熱技術從誕生至今，經過近百年的發(fā)展，取得了令人矚目的成果，尤其是六十年代以后，固態(tài)電力電子器件的出現于發(fā)展，使感應加熱技術和現代化生產許多方面密切相關，發(fā)展了很大的生產力的作用，因此世界各國都十分關注感應加熱技術的發(fā)展，并投入了相當的經濟支持和技術力量。目前傳統(tǒng)的感應加熱電源與固態(tài)感應加熱電源取長補短，互補共存。

13、1.2.1 國外感應加熱電源的現狀低頻感應加熱的特點是透熱深度深、工件徑向溫差小，熱應力小，熱處理工件變形小，比較適合大型弓箭的整天透熱、大容量爐的熔煉和保溫。目前，在低頻感應加熱場合普遍采用傳統(tǒng)的工頻感應爐。國外的工頻感應加熱裝置可達數百兆瓦，用于數十噸的大型工件的透熱或數百噸的鋼水保溫。預計短期內，以固態(tài)器件構成的低頻感應加熱電源在功率容量、價格和可靠性方面還難以與簡單的工頻感應爐競爭，雖然其效率、體積和性能均優(yōu)于工頻爐。在中頻（15010）范圍內，晶閘管感應加熱裝置已完全取代了傳統(tǒng)的中頻發(fā)電機組和電磁倍頻器，國外的裝置容量已達數十兆瓦。在超音頻（10100）范圍內，早期基本是空白，晶閘管

14、出現以后，一度曾采用晶閘管以時間分割電路和倍頻器構成的超音頻電源。八十年代開始，隨著一系列新型功率器件的相繼出現，以這些新型器件（主要有gto、gtr、mct、igbt、bsit、和sith）構成的結構簡單的全橋型超音頻固態(tài)感應加熱電源逐漸占據了主導地位，其中以igbt應用最為普遍。這是因igbt使用起來方便可靠，很受電路設計者的歡迎。1994年日本采用igbt研制出了1200kw/50的電流型感應加熱電源，逆變器工作于零電壓開關狀態(tài)，實現了微機控制。西班牙在1993年也已經報道了3600kw/100的igbt電流型感應加熱電源，歐、美地區(qū)的其它一些國家如英國、法國、瑞士等的系列化超音頻感應加

15、熱電源也達數百千瓦。在高音頻（100以上）領域，國外目前正處于從傳統(tǒng)的電子管振蕩器向固態(tài)電源的過渡階段。以日本為例其系列化的電子管振蕩器的水平為5100kw/100500，而其采用sit的固態(tài)高頻感應加熱電源的水平可達400kw/400，并且在1987年就已開始研制1200kw/200的sit電源。歐美各國采用mosfet感應加熱電源的容量已達480kw/50200，比利時的inducto elphiac公司生產的電流型mosfet感應加熱電源的水平可達1/15600，美國英達公司的網頁上最近可以看到他們已經推出2000kw/400的mosfet高頻感應加熱電源。1.2.2 國內感應加熱技術現

16、狀我國感應加熱技術從50年代開始就被廣泛應用于工業(yè)生產中。60年代末開始研制晶閘管中頻電源。到目前已經形成了一定范圍的系列化產品，并開拓了較為廣闊的應用市場。在中頻領域，晶閘管中頻電源裝置基本上取代了旋轉發(fā)電機，已經形成了5008000/100300kw的系列化產品。但國產中頻電源大多采用并聯諧振逆變器結構，因此在開發(fā)更大容量的并聯逆變中頻感應加熱電源的同時，盡快研制出結構簡單，易于頻繁啟動的串聯諧振中頻電源也是中頻領域有待解決的問題。在超音頻領域的研究工作八十年代已經開始。浙江大學采用晶閘管倍頻電路研制了50kw/50的超音頻電源，采用時間分割電路研制了30的晶閘管超音頻電源、從九十年代初開

17、始，國內采用igbt研制超音頻電源。浙江大學研制開發(fā)的50kw/50igbt超音頻電源已經通過浙江省技術鑒定。總的來說，國內目前的超音頻電源研制水平大致為500kw/50，與國外的水平相比還有一定的差距。1.3 電力電子器件的發(fā)展1957年，美國研制出世界上第一只普通的（400一下）反向阻斷型可控硅，后稱晶閘管（scr）。經過60年代的工藝完善和應用開發(fā)，到了70年代，晶閘管已經形成從低壓小電流到高壓大電流的系列產品。在這期間，世界各國還研制出一系列的派生器件，如不對稱晶閘管（ascr）、逆導晶閘管（rct）、門極輔助關斷晶閘管（gatt）、光控晶閘管（ltscr）以及80年代迅速發(fā)展起來的可

18、關斷晶閘管（gto）。由晶閘管及其派生器件所構成的各種電力電子裝置在工業(yè)應用中主要解決了傳統(tǒng)的電能變換裝置中所存在的能耗大和裝置笨重的問題，因此電能的利用率大大提高了，同時也使工業(yè)噪聲得到一定程度。目前internet上可以查到的高壓大電流晶閘管有powerex推出的用于高壓交流開關和靜止無功發(fā)生器用的12000v/1500a的晶閘管。1948年美國貝爾實驗室發(fā)明了第一只晶體管以來，經過20多年的努力，到了70年代，用于電力變化的晶體管（gtr）已進入工業(yè)應用領域，由于gtr具有自關斷能力且開關速度可達20，在pwm技術中一度得到了廣泛的應用，并促使裝置性能進一步提高和傳統(tǒng)直流電源裝置的革新，

19、出現了所謂的“20千周革命”，但因功率晶體管存在二次擊穿、不易并聯以及開關頻率仍然偏低等問題，它的應用受到了限制。70年代后期，電力半導體器件在高頻化進程中一個標志性器件，功率場效應晶體管（power mosfet）開始進入實用階段。進入80年代，人們又在降低器件的導通電阻、消除寄生效應、擴大電壓和電流容量以及驅動電路集成化等方面進行了大量的研究，取得了很大的進展。功率場效應管中應用最廣的是電流垂直流動結構的器件（vdmos）。它具有工作頻率高（幾十千赫至數百千赫，低壓管可達兆赫）、開關損耗小、安全工作區(qū)寬（不存在二次擊穿問題）、漏極電流為負溫度特性（易并聯）、輸入阻抗高等優(yōu)點，是一種場控型自

20、關斷器件，為目前電力電子技術賴以發(fā)展的主要器件之一。100a/1000v的vdmos已商品化，研制水平達250a/1000v，其電流的容量還有繼續(xù)增大的趨勢。盡管vdmos器件的開關速度非?？欤鋵娮枧c成正比，這就限制了它在高壓大功率領域的應用。80年代電力電子器件較為引人注目的成就之一就是開發(fā)出雙極型復合器件。研制復合器件的主要目的是實現器件的高壓、大電流參數同動態(tài)參數之間的最合理的折中，使其兼有mos器件和雙極型器件的突出優(yōu)點，從而產生出較為理想的高頻、高壓和大電流器件。目前最有發(fā)展前途的復合器件是絕緣柵雙極型晶體管igbt和mos柵控晶閘管mct，igbt于1982年在美國率先研制

21、出樣品，1985年開始投產。目前最高電壓已達4500v，最大電流可為1800a。mct是80年代后期出現的另一種比較理想的器件，目前研制水平為300a/2000v，1000v/1000v，最高電壓達3000v。80年代期間發(fā)展起來的靜電感應晶體管sit和靜電感應晶閘管sith是利用門極電場強度改變空間電荷區(qū)寬度來開閉電流通道的原理研制成的器件。21.4 論文選題意義及主要工作由于e類逆變器可以在很高的頻率下保持很高的效率，可以得到很好的正弦波，在工業(yè)生產中得到越來越多的應用。e類逆變器可以很好的應用在dc-dc變換，dc-ac變換中，可以應用在要求很高頻率的正弦波輸出場合。采用雙e類逆變器，在

22、開關管上承受同樣大的電壓應力的情況下，只需在原有的e類逆變器的基礎上適當改變電路，即可使原有的輸出功率提高4倍。這種拓撲結構在原有頻率不變的情況下，極大提高了輸出功率，對下一步開發(fā)研究高頻大功率逆變電源提供了廣闊的前景。本文主要對雙e類軟開關逆變器進行研究，在理論分析的基礎上，對其進行仿真實驗。本文具體工作如下：（1） 對功率mosfet進行特性分析；（2） 為使感應加熱電源的容量擴大，研究功率mosfet并聯使用情況；（3） 分析雙e類逆變器拓撲電路的原理；（4） 設計雙e類逆變器各元件的參數，對其進行仿真；（5） 設計閉環(huán)控制電路，進行參數計算，進行仿真，調試使其工作在最佳狀態(tài)或準最佳狀態(tài)

23、。7第2章e類逆變器結構與原理分析 第2章 e類逆變器結構與原理分析對于感應加熱的逆變器，提高開關管的效率是非常重要的，如果能夠將開關管的效率由80%提高到90%，我們就可以將開關管上的功率損耗降低一半，可以將輸出功率加倍，可以將開關管的散熱片的體積和重量減半，可以降低開關管的溫升，減少開關管損壞的可能性，提高設備的可靠性?，F在隨著能源的不斷增長，對能源的需求越來越大，提高逆變器的效率，就可以顯著的降低能源消耗，從而降低生產成本。隨著科學技術的發(fā)展，各種電氣設備變得越來越小，這就要求給其提供電能的電源變得越來越小，具有更高的功率密度，如果我們能夠提高開關管的效率，就可以使開關管在更高的頻率下工

24、作，就可以減少逆變器中電感和電容的容量，減少了感應加熱電源的體積。所以提高開關管的效率是意義重大的。要提高開關管的效率，我們應主要從以下幾方面努力：1、減少開關管導通時的電壓降和斷開時的漏電流，這主要是由開關器件本身決定的，和負載并沒有關系。2、減少開關管的開關時間，這主要是由開關器件本身和開關管的驅動電路決定的，負載網絡對開關管的開關時間有一定影響。3、減少開關管上同時存在的電壓和電流的時間。圖2-1 最佳效率下的開關管的理想電壓和電流波形我們以圖2-1為例，來分析這種負載網絡要達到的目標：1、開關斷開后，電壓上升有一個延遲時間，這可以確保在開關管的電流還沒有降到零之前，開關管上不會有太高的

25、電壓，這樣就可以大大降低關斷損耗。2、在開關開通時，開關管上的電壓回到零，實現零電壓開通，這可以避免了在開關管兩端寄生電容放電造成的損耗，使開通損耗幾乎為零。3、 在開關管開通時，開關管上電壓的變化坡度也恰好為零，這可以降低開關噪聲，同時可以減少開通時間，進一步減少開通損耗。2.1 單e類逆變器原理分析e類逆變器是70年代出現的一種諧振變換器，自從出現就引起了廣泛的關注，得到了深入廣泛的研究，每年都有不少關于e類逆變器這方面的文章發(fā)表，相關的產品也已有投入市場應用的。原因是e類逆變器采用軟開關方式工作，能夠在高頻工作時保持不同尋常的高效，并能夠輸出很好的正弦波形。有資料顯示，e類逆變器的效率可

26、以高達97%，實踐證明，e類逆變器在提高開關電源的工作頻率和工作效率有顯著的效果，有廣闊的應用前景。e類逆變器基本電路拓撲如圖2-2所示，電感的阻抗足夠大，因而使流過的電流為一個恒定的值。，為諧振元件，在負載上產生高頻的正弦波輸出。為外加電容，目的是使開關管工作在理想狀態(tài)。3圖2-2 e類逆變器原理圖工作原理：（1） 開關管導通時，電感中的電流全部流過，由于，在開通之前已經儲存了能量，這時，就形成一個閉合的諧振回路。在負載上就得到一個正弦的輸出。此時通過開關管的電流為電感中的電流和，諧振回路中的電流之和。（2） 當開關管關斷時，由于開關管的兩端并著一個電容，上的電壓由零緩慢上升，從而使開關管在

27、關斷電流拖尾期間，兩端的電壓上升的幅值有限。從而大大降低了關斷損耗。關斷期間，形成一個閉合的諧振回路繼續(xù)諧振，電感對諧振回路充電，補充諧振能量。當電容上的電壓到零時，使開關管導通，從而實現了開關管的零電壓開通，也大大降低了開通損耗。至此，電路完成了一個完整周期的工作，在負載上得到了一個完整正弦輸出。圖2-3 e類逆變器工作波形2.2 雙e類逆變器原理分析1975年，sokal提出的高頻高效e類放大器，以其逆變工作頻率高，效率理論值可達100%的優(yōu)異特點得到很大的發(fā)展。然而，由于這種逆變器工作時開關管要承受3-5倍直流母線的電壓應力，其直流側輸入電壓受到了限制，以至限制了整個逆變器的輸出功率。相

28、對于傳統(tǒng)的e沒逆變器，這種推挽式逆變器（以下簡稱雙e類逆變器）開關管s1與s2共同承擔輸入電壓的峰值，交替為負載提供高頻電流，使其輸出功率可提高到原來的4倍。4圖2-4 雙e類逆變器拓撲電路結構圖雙e類逆變器基本電路拓撲如圖2-4所示，電感的阻抗足夠大，因而使流過的電流為一個恒定的值。為諧振元件，在負載上產生高頻的正弦波輸出。為外加電容，目的是使開關管工作在理想狀態(tài)。為了便于分析，現將雙e類逆變器中電流的流向在簡化模型中給出，如圖2-5所示，圖2-6為主要波形圖。(1)s1由關斷轉向開通，s2由開通轉向關斷t0-t1，階段：電流i1開始流入開關管s1，開關管上的電流is1開始上升，即is1=i

29、1- i0由于i1恒定，流向負載的電流i0開始減少。此時由于開關管s2由開通轉向關斷，流入s2的電流轉入流向c2，即負載電流i0與i2向電容c2充電，充電電流ic2i0i2，電容c2上的電壓開始升高。在這期間，負載電流i0逐漸減少，直到負載電流減少到零，進入下一階段。t1-t2階段：負載電流i0開始換向，電流i2一部分向電容c2充電，另一部分流向負載。此時負載電流i0開始反向上升(規(guī)定負載電流從左向右為正向)，由于電流i2恒定(i2=ic2+i0 )，電容c2的充電電流不斷減少，直到減少到零，此刻電流i2全部轉向負載，即i0 =i2。圖2-5 電流流向圖t2-t3階段：由于此時電容c2的電壓己

30、被充至峰值，c2開始放電，流經cr，r，lr，s1，電容c2上的電壓開始減少。此時i0= i2+ic2。由于負載電流i0不斷上升，開關管s1上的電流也不斷上升，此時i s1=iei0(2)s1由開通轉向關斷，s2由關斷轉向開通t3-t4階段：流向開關管s1的電流轉移到旁路電容c1，開始在電容c1建立電壓，即ic1=ie+i0，此時由于開關管s2開通，電流i2分別轉向開關管s2以及負載。電容c2通過開關管s2放電，開關管s2的電流is2逐漸增大，由于i2恒定，負載電流逐漸減少，直到減少到零，負載電流開始換向，進入下一階段。此時i2=is2。t4-t5階段：負載電流開始轉向開關管s2，此時is2=

31、i2+i0，開關管s2的電流繼續(xù)增大，由于此時開關管s1關斷，ie=i0+ic1，i0不斷增大，ic1不斷減少，直到減少到零，電容c1的電壓達到峰值。t5-t6階段：電容c1開始放電，此時i0=ie+ic1，負載電流繼續(xù)上升，開關管s2上的電流為負載電流i0與i2之和，即開關管s2上的電流隨著負載電流的增大而增大。 圖2-6 雙e類逆變器工作波形本章小結本章主要介紹了e類逆變器最佳工作狀態(tài)下的電壓與電流工作波形。分析了單e類逆變器的工作原理和雙e類逆變器的工作原理。71第3章 e類逆變器的設計和計算 第3章 e類逆變器的設計和計算3.1 基本諧振電路 基本諧振電路（由負載線圈及其補償電容組成）

32、主要分為串聯諧振電路及并聯諧振電路。并聯諧振電路主要用于中、低頻范圍的逆變電源。而在高頻范圍內，主要為串聯諧振電路。這種諧振電路將主要應用在逆變器拓撲結構中（e類放大器，推挽式雙e類逆變器）。因此本節(jié)將以串聯諧振電路為例，簡單介紹串聯諧振電路的幾個重要參數。圖3-1 串聯諧振電路如圖3-1所示為串聯諧振電路的等效電路圖。感應加熱用逆變電源負載的值（品質因數）很低，為了提高負載電路的功率因數，通常在負載上并聯或者串聯電容以提高其功率因數，電容與負載串聯也就構成了串聯諧振電路，感應線圈以電阻與電感串聯的等效形式表示，由圖3-1可見，負載的阻抗為： （3-1） （3-2）在時產生串聯諧振，設諧振角頻

33、率為，則, 即 （3-3）由于， 故 （3-4）諧振時電路各參數如下： 等效阻抗： （3-5） 諧振電流： （3-6） 電容、電感上的電壓： （3-7） 諧振電流的品質因數： （3-8） 可見，諧振時外電源電壓全部加在電阻上，此時電感上的壓降和電容上的壓降大小相等，方向相反，它們的值是電源電壓的倍，所以，串聯諧振也稱為電壓諧振。3.2 e類逆變器的諧振頻率3.2.1 單e類逆變器諧振頻率如圖2-2所示，當開關管導通時，諧振回路由組成，此時的諧振頻率和諧振回路的品質因數分別為： ， （3-9）當開關管斷開時，諧振回路由組成，此時的諧振頻率和諧振回路的品質因數分別為：， （3-10）可以看出，e類

34、逆變器工作時存在兩個不同的諧振回路和諧振過程，兩個諧振回路的品質因數之間的關系為： （3-11）在這里引入一個在開關頻率下的負載的品質因數： （3-12）為了保證電路安全工作，e類逆變器的開關頻率總是要滿足，對應的有。從上面可以看出，當負載確定后，也就確定了。我們將稱為最小品質因數。3.2.2雙e類逆變器諧振頻率如圖2-4所示，當開關管導通（斷開）時，諧振回路由組成，此時的諧振頻率和諧振回路的品質因數分別為：， （3-13）當開關管斷開（導通時），諧振回路由組成，此時的諧振頻率和諧振回路的品質因數分別為：， （3-14）對于雙e類逆變器，一般來說，所以，所以，雖然雙e類逆變器工作在兩個不同的諧

35、振回路，但是由于外加電容參數相同，所以諧振頻率也相同，即。3.3 e類逆變器的設計和參數計算3.3.1 品質因數品質因數(以下簡稱q值)的大小直接影響槽路的工作波形。q值越高，輸出基波中諧波分量越少，槽路的選頻特性越好，輸出負載波形越接近于正弦波。但是，q值太高，也會帶來兩點不利。首先，對于給定的負載，隨著r值的增加，l(高頻扼流濾波電感)值越大。隨著l值的增大，在l上的功率擴散也將增加，整個逆變器的效率也將降低。另外，q值大，可使開關管在開通前vds降為零。但是，如果q值太大的話，在開關管開通前vds將為負值，也就是在mosfet開通前先導通開關管反并的二極管，雖然這種開通過程電流的轉換是從

36、二極管到開關管，并不會帶來什么損害。但是，如果在這期間，反向電流的時間或者值太高，二極管的導通將會增加開關損耗，降低逆變效率，并且增加開關應力，嚴重時還會導致開關管的損壞。但是如果q值太小，在開關管開通前vds沒有降為零，也就是在開通前vds0在開關管導通時旁路電容將通過開關管放電，其損耗為這樣一也會降低了逆變效率，并且增力開關應力。在滿足e類放大器的基本工作的條件下，最小理論q值為1.9。在實驗中，考慮到非理想開關器件，也就是說工作過程中的開關損耗，電容、電感損耗，并且更好的抑制工作中高次諧波的干擾，在這里給出經驗值q=47。3.3.2 mosfet的選擇選擇mosfet主要考慮兩個因數，額

37、定電流和額定電壓。因為mosfet的過電壓時間稍長就會被擊穿，特別是對于e類放大器，在非理想狀態(tài)時，mosfet要承受4.4倍的直流側電壓，因此，在選擇mosfet時，選擇電壓額定值大于或等于4倍直流輸入側電壓的mosfet。而對于直流側電壓，如果輸出功率一旦確定，主要是由負載阻抗來決定，也就是說，負載阻抗越大，因此，要求mosfet的擊穿電壓越高。但是，我們不可能無限的尋求高擊穿電壓的mosfet，特別是尋求一些低導通電阻（考慮到高效工作），低輸入電容的mosfet（這種mosfet更加易于驅動）。因此，在這里，我們選擇了高擊穿電壓而不考慮其導通電阻和輸入電容的mosfet。另一個不利的方面

38、是對于一固定的頻率和一定的輸出功率，負載阻抗越大，工作電壓就越高，旁路電容的值越小。特別是在高頻情況下，旁路電容的值有可能小于mosfet本身的寄生輸出電容。因此，我們主要選擇低電容值，高耐壓的電容。槽路在諧振時，諧振電感、諧振電容所承受的電壓峰值為直流側輸入電壓的倍，因此選擇其額定電壓值大于或等于直流側輸入電壓的倍。而額定電流應該考慮流過該器件電流的額定值。對于mosfet，在非理想狀態(tài)下，流過mosfet的電流峰值為直流側的2.86倍，因此，我們選擇其額定電流為直流側3倍的mosfet。從工作原理中可以看出，在mosfet關斷時，流過mosfet的電流轉移到旁路電容，在非理想狀態(tài)下，其電流

39、峰值也會為直流側的2.86倍，因此，也要選擇近3倍直流側輸入電流。而對于諧振電感、諧振電容的電流也為直流側的3倍。510假定：，是電路的工作頻率，直流輸入電流。通過mosfet的額定電流俄日： （3-15）方程的解為： （3-16）因此，在功率mosfet上的功耗為： （3-17）其中，為mosfet的通態(tài)電阻。計算出來的額定電流值可以通過廠家提供的最大額定連續(xù)電流來選取mosfet。3.3.3 主電路參數計算諧振負載電路在前面已經說明。品質因數（這里一般為），工作頻率以及負載一旦確定，可參閱式（3-3）、（3-8）。設計時只需注意兩個參數高頻扼流濾波電感（rfc）與旁路電容的選擇。如下所示：

40、高頻扼流濾波電感（rfc）： （3-18）在這里，需要特別指出的是旁路電容c、選取，它的大小直接影響整個逆變器的工作狀態(tài)(最優(yōu)狀態(tài)與非最優(yōu)狀態(tài))。如果逆變器工作在最優(yōu)狀態(tài)，其輸出功率為最大值。理論的分析推導方法文獻14較為詳細。在文獻14中建議選取的旁路電容最小值為晶體管的寄生輸出電容。但在實驗中發(fā)現，此值只適合在超高頻情況下的應用，如果頻率不是太高，其寄生輸出電容太小。應用此值會使開關管承受較大的電壓應力，對管子的電壓沖擊比較大。不過，在這里文獻14提供了一個最小電容值的計算公式。利用此公式，可以估算所需旁路電容最小值。也就是說，如果選取的旁路電容值比此值小的話，放大器的輸入輸出功率都會減少

41、，因此，在這里給出了估算最小旁路電容值的計算公式(3-4)。此公式的具體推導方法可以從文獻31查閱。 (3-19)其中，為最大輸出功率。f為逆變器工作頻率。vcc直流側輸入電壓。另外，在這里給出了e類放大器旁路電容的經典計算公式(3-5)。其中旁路電容的計算值包括開關管的寄生輸出電容，在實際應用中應該減去mosfet本身的寄生輸出電容。其經典計算公式如：(3-5) (3-20)雙e類逆變器旁路電容值為e類逆變器的兩倍，其旁路電容值為： （3-21）3.4 控制電路設計設計控制電路，使雙e類逆變器輸出為正弦波，輸出電壓與輸出電流達到諧振狀態(tài)。具體原理為：從輸出采樣信號，因為輸出信號是交流信號，所

42、以采樣信號經過不控整流并濾波，得到一個直流信號。它分別給了兩個比較器的同相輸入端和反相輸入端，與給定的幅值為10v，頻率為1mhz的三角波進行比較，得到兩路相反的脈沖，對兩個mosfet進行控制。根據輸出電壓的變化，通過反饋改變兩個mosfet的驅動脈沖，從而改變mosfet開通與關斷，進一步控制輸出，使逆變器工作在諧振狀態(tài)。圖3-2 比較器電路圖比較器電路圖如圖3-2所示。型號為lm339其傳輸特性如圖3-3所示：圖3-3 比較器傳輸特性雙e類逆變器電路總體設計電路圖如圖3-4所示：圖3-4 雙e類逆變器設計電路圖本章小結本章主要是對雙e類逆變器進行設計，分析了基本諧振電路，e類逆變器的諧振

43、頻率。對e類逆變器電路參數進行了設計，并給出了雙e類逆變器的閉環(huán)控制電路。第4章 實驗仿真 第4章 實驗仿真本文所設計的雙e類放大器是一種基于e類放大器的新型逆變器。相對于傳統(tǒng)的e類放大器，這種逆變器是一種推挽式e類放大器7 (這里簡稱雙e類變器)。逆變器的開關管共同承擔輸入電壓的峰峰值，交替為負載提供高頻電流，使其輸出功率可提高4倍。為減小流過開關管的電流并提高輸出功率，采用兩只mosfet并聯實現。各元件參數為：直流輸入電壓40v，高頻扼流濾波電感，諧振電容，諧振電感，槽路中的負載為。考慮到兩個mosfet并聯后其輸出電容會增大，故選取的旁路電容比單個mosfet時的要小，這里。仿真實驗電

44、路如圖4-1所示。圖4-1 雙管并聯雙e類逆變器4.1 e類逆變器的調試由于實際電路中，電路元件的實際參數往往和設計參數不是完全一致，有可能使e類逆變器不是工作在最佳狀態(tài)，往往還需要經過一定的調試過程才能使電路工作在最佳狀態(tài)，下面介紹e類逆變器的調試過程。圖4-2是e類逆變器典型的失調波形，由上圖可以看出，開關管不是在零電壓下開通，因而會對開關管造成很大的電流沖擊，嚴重時有可能損壞開關管，開關管是不能在這種狀態(tài)下工作的。圖4-2 e類逆變器失調波形由上圖可以看出，要想開關管在零電壓條件下開通，關鍵是調節(jié)拐點的位置，主要從兩方面調節(jié)，一方面是調節(jié)拐點的水平位置，使拐點恰好發(fā)生在開關管導通時；另一

45、方面是調節(jié)拐點的垂直位置，使發(fā)生拐點時，恰好為零。6圖4-3是調節(jié)e類逆變器負載的各元件對e類逆變器的工作狀態(tài)的影響效果圖。圖4-3 各元件對工作狀態(tài)的影響從上圖可以看出，e類逆變器能否零電壓開通與開關管關斷時的諧振網絡密切相關，從上面的分析我們可以知道，開關管關斷時，諧振網絡由組成，下面我們具體分析它們對電路的影響。1、 當增大時，拐點的水平位置會向右移，垂直位置向下移。反之則向相反的方向移動。2、 當增加時，拐點的水平位置將會向右移，垂直位置向上移。反之則向相反方向移動。3、 當增加電阻時，拐點的垂直位置會向上移，反之則向相反方向移動。下面簡單介紹e類逆變器的調試過程中的注意事項：1、 工

46、作頻率的調節(jié)。我們可以在一定范圍內通過調節(jié)開關頻率調節(jié)輸出電壓，頻率降低，輸出電壓增加，頻率增高，輸出電壓減少，頻率調節(jié)的范圍和諧振網絡的品質因數有關，品質因數越高，調節(jié)一定的輸出電壓所需的頻率范圍就越小，但品質因數不能太高，否則e逆變器的效率就會降低。2、 開關占空比的調節(jié)。一般定0.5，這時的輸出功率最大，輸出的諧波也較少，但也可以根據實際情況在一定范圍內調節(jié)占空比，占空比不能過大，占空比越大，開關管上的峰值電壓就越高，尤其在空載的時候。占空比也不能過小，占空比過小，開關管的峰值電流就越大。一般占空比的調節(jié)范圍在0.4到0.6之間。3、 元件參數的調節(jié)。在實際電路的調試中，往往需要同時調節(jié)

47、多個電路元件參數才能將電路調整到最佳狀態(tài)，并達到設計要求。4.2 仿真波形1、驅動脈沖和開關管m3兩端的電壓、電流波形圖4-4 驅動脈沖和開關管m3兩端的電壓、電流波形當開關管m3由關斷到開通時，流過開關管m3的電流為零。當開關管m3由開通到關斷時，其兩端的電壓值為零，實現了軟開關功能，減小了開關損耗。2、驅動脈沖和流過m1的電流、c1電流圖4-5 驅動脈沖和m1的電流、c1的電流3、輸出電壓、電流波形圖4-6 輸出電壓、電流波形圖4-6是負載電壓與電流波形，通過控制開關管的開關頻率，使輸出的電壓與電流達到諧振狀態(tài)。4、整流波形圖4-7 輸出電壓和整流后的電壓圖4-7是輸出電壓波形和經過不控整

48、流橋整流后的電壓波形。輸出的正弦交流電壓，在經過不控整流橋整流以后，得到直流電壓。5、驅動脈沖波形圖4-8 驅動脈沖經不控整流得到的直流信號與給定的幅值為10v，頻率為1mhz的三角波信號進行比較，得到方波信號，用來驅動mos管。本章小結本章主要說明的是閉環(huán)電路的仿真。根據電路原理對設計的閉環(huán)控制電路利用pspice進行仿真。觀察仿出的波形，調整電路中元件的參數，使電路工作在最佳狀態(tài)或準最佳狀態(tài)。結論 結 論感應加熱電源以其環(huán)保、節(jié)能等優(yōu)點在工業(yè)生產中得到了廣泛的應用，由于e類逆變器可以在很高的頻率下保持很高的效率，可以得到很好的正弦波，在工業(yè)生產中得到越來越多的應用。由于e類逆變器的一些缺點

49、，用雙e類逆變器可以在開關管上承受同樣大的電壓應力的情況下，只需在原有的e類逆變器的基礎上適當改變電路，即可使原有的輸出功率提高4倍。這種拓撲結構在原有頻率不變的情況下，極大提高了輸出功率。本論文主要進行雙e類逆變器的研究工作，分析雙e類逆變器的工作狀態(tài)，解決雙e類逆變器工作頻率對負載諧振頻率的跟蹤、逆變工作狀態(tài)的控制設計，對控制策略進行了分析和設計，得出仿真結果。本論文的主要工作如下：1、說明了感應加熱的原理，分析了國內外發(fā)展現狀。2、分析了e類逆變器電路的工作原理和雙e類逆變器電路的工作原理。3、分析了串聯諧振電路的情況以及雙e類逆變器的負載諧振頻率。并給出了雙e類逆變器的參數計算方法。4

50、、設計了雙e類逆變器的閉環(huán)控制電路，并對其進行了仿真。在基于以上工作的基礎上，今后還需對如下幾個方面的問題進一步研究：1、為使輸出功率提高，需進一步研究多個mos管并聯時的情況。2、在失調狀態(tài)下，開關管兩端的電壓沒有諧振到零就開通，所以不是零電壓開通，而且由于并聯在開關管兩端的電容容量較大，這時在電容上還存在的正向電壓直接對導通的開關管放電，會對開關管造成很大的電流沖擊，不僅這時的開通損耗很大，而且嚴重的時候還有可能損壞開關管。這就要求我們要徹底的研究雙e類逆變電路，并給出準確快速的控制電路，避免這種情況的發(fā)生。參考文獻 參考文獻1沈旭，吳兆麟，等，20kw/300khz高頻感應加熱電源，電力

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