反激變換器設計

1、研究生專業(yè)課程考試答題冊得分：學號 2011261695姓名 李紀波考試課程 高級電力電子線路設計考試日期 2012-9-1要求： 直流隔離電源變換器設計一、目的 1熟悉逆變電路和整流電路工作原理，探究PID閉環(huán)調壓系統(tǒng)設計方法。2熟悉專用PWM控制芯片工作原理及探究由運放構成的PID閉環(huán)控制電路調節(jié)規(guī)律，并分析系統(tǒng)穩(wěn)定性。3探究POWER MOSFET 驅動電路的特性并進行設計和優(yōu)化。4探究隔離電源的特點，及隔離變壓器的特性。二、內容 設計基于脈沖變壓器的DC-AC-DC變換器，指標參數(shù)如下：n 輸入電壓：24V36V；n 輸出電壓：12V，紋波1%；n 輸出功率：50Wn 開關頻率：20k

2、Hzn 具有過流、短路保護和過壓保護功能，并設計報警電路。n 具有隔離功能。n 進行變換電路的設計、仿真（選擇項）與電路調試。第一章 緒論隔離式變換器是由標準的DC-DC變化器拓撲衍生而來的。如廣泛應用于小功率（典型值小于100W）場合的反激變換器拓撲。其實是用多 繞組電感代替才常用的單繞組電感的buck-boost電路。類似地，廣泛用于中大功率場合的正激變換器，是buck的衍生拓撲，其中用變壓器代替常用電感（扼流圈）。反激變換器電感其實既起電感也起變壓器的作用，它不僅能像所有電感一樣存儲電磁能量，而且能像變壓器一樣提供電網隔離（安全需要）。而在正激變換器中，能量存儲功能通過扼流圈來實現(xiàn)，變壓

3、器提供必要的電網隔離。注意到在正激和反激變換器中，變壓器除了提供必要的電網隔離外，還起到另外一個非常重要的作用，即由變壓器“匝比”決定的恒比降壓轉換功能。匝比由輸出（二次）繞組匝數(shù)除以輸入（一次）繞組匝數(shù)得到。于是問題就產生了，理論上，開關變換器可以任意地進行升壓或降壓變換，為什么我們覺得有必要基于變壓器匝比進行降壓轉換？只要進行簡單的計算原因就顯而易見不需要任何輔助設施，只需一個極小的不現(xiàn)實的占空比值，變換器就可以變成一個從極高壓輸入到極低壓輸出的降壓器。注意到世界上有些地方，最高的電流電網輸入可以高達270V（最壞情況下），所以這樣的電流電壓用傳統(tǒng)橋式整流電路整流時，就將會有近的直流電壓加

4、在其后的 開關變換器電路上，但是相應的輸出電壓可能卻很低（5V、3.3V、1.8V等）。于是對于已給定最小導通時間的各種典型變換器，特別是當開關器件工作在高頻時，所需的電流轉換比很難達到要求。所以，在正激和反激變換器中，我們可以直觀地認識變壓器就是把輸入定比近似地降為一個較小的合適值，而變換器則完成其余的工作（包括調節(jié)功能）。第二章 電路拓撲及工作原理2.1 主電路組成和控制方式圖2-1給出了反激（Flyback）PWMDC/DC轉換器的主電路及其工作模式的電路。它是由開關管V、整流二極管D1、濾波電容Cf和隔離變壓器構成。開關管V按照PWM方式工作。變壓器有兩個繞組，初級繞組W1和次級繞組W

5、2，兩個繞組是緊密耦合的。使用的是普通磁材料和帶有氣隙的鐵心。以保證在最大負載電流時鐵心不飽和。（a） 主電路拓撲圖（b）V導通 （c）V關斷圖2-12.2 電流連續(xù)時反激式變換器的工作原理和基本關系（如圖（a）圖2-2反激變換器線圈電流1.工作原理1） 開關模式1（0-Ton）在t=0瞬間，開關管V導通，電源電壓Ui加在變壓器初級繞組W1上，此時，在次級繞組W2中的感應電壓為，其極性“*”端為正，是二極管D1截止，負載電流由濾波電容Cf提供。此時，變壓器的次級繞組開路，只有初級繞組工作，相當于一個電感，其電感量為L1，因此初級電流從最小值開始線性增加，其增加率為： （2-1） 在時，電流達到

6、最大值。 （2-2） 在此過程中，變壓器的鐵心被磁化，其磁通也線性增加。磁通的增加量為： （2-3） 2）開關模式2（Ton-Ts） 在t=Ton時，開關管V關斷，初級繞組開路，次級繞組的感應電動勢反向，其極性“*”端為負，使二極管D1導通存儲在變壓器磁場中的能量通過二極管D2釋放，一方面給電容Cf充電；另一方面也向負載供電。此時只有變壓器的次級繞組工作，相當于一個電感，其電感量為L2.次級繞組上的電壓為，次級電流從最大值線性下降，其下降速度為： （2-4） 在時，電流達到最大值。 （2-5） 在此過程中，變壓器的鐵心被磁化，其磁通也線性增加。磁通的增加量為： （2-6）2.基本關系在穩(wěn)態(tài)工作

7、時，開光導通鐵心磁通的增加量必然等于開關管關斷時的減少量，即，則由式（2-3）和式（2-6）可得 （2-7） 式中，是變壓器初、次級繞組的匝數(shù)比。 開關管V關斷時所承受的電壓為Ui和初級繞組W1中感應電動勢之和，即 （2-8）在電源電壓Ui一定時，開關管V的電壓和占空比Du有關，故必須限制最大占空比Dumax的值。二極管D1承受的電壓等于輸出電壓Uo與輸入電壓Ui折算到次級的電壓之和，即 （2-9） 負載電流Io就是流過二極管D1的電流平均值，即 （2-10）根據變壓器的工作原理，下面的兩個表達式成立： （2-11） 由以上各式可得 （2-11）2.3 電流斷續(xù)時反激式變換器的工作原理和基本關

8、系（如圖（b）如果在臨界電流連續(xù)時工作，則式（2-7）仍然成立。此時，初級繞組的電流最大值為，則，負載電流，故有臨界連續(xù)負載電流： （2-12） 在Du=0.5時，達到最大值 （2-13） 于是式（2-12）可以寫成 （2-14）上式就是電感電流臨界連續(xù)的邊界。在電感電流斷續(xù)時，不僅與占空比有關，而且還與負載電流有關?？梢郧蟮?（2-15）第三章 電路設計及參數(shù)計算3.1 高頻變壓器設計1確定、和匝比最大輸入電壓時，加在變換器上的直流電壓為36V，我們選用額定值為200V的mosfet，此時保留30V的裕量。此種情況下，漏極電壓不能超過170V。由上分析知，漏極電壓為，于是有 （式3-1）因為

9、為保證最大占空比小于0.5，需選擇標準24V穩(wěn)壓管。若以為函數(shù)畫出上述鉗位損耗曲線可發(fā)現(xiàn)，在所有情況下，=1.4均為消耗曲線上的明顯下降點。因此選擇此值作為最優(yōu)比。則有 （式3-2）假設12V輸出二極管正向壓降為1V，則匝比為 （式3-3）2 一次電感設計由負載功率和電壓，可以得到 （式3-4）一次輸出電壓為，負載電流為，其中 （式3-5）假定設計效率為80%，則可以得到輸入功率 （式3-6）于是可以得到平均輸入電流 （式3-7）平均輸入電流與實際占空比D直接相關。因為一次電流斜坡中心值，且其值與相等，于是有 （式3-8）解得 （式3-9）二次電流斜坡中心值為 （式3-10）一次電流斜坡中心值

10、為 （式3-11）根據以上值，可得所選電流紋波率情況下的峰值電流 （式3-12）伏秒數(shù)為 （式3-13）設計離線式變壓器時，因需降低高頻銅耗、減小變壓器體積等各種因素，通常將值設定為0.5左右。根據“”規(guī)則一次電感為 （式3-14）3 磁芯選擇設計磁性元件與特制或成品電感不同，須加氣隙以提高磁芯的能量存儲能力。若無氣隙，磁芯一旦存儲少許能量就容易達到飽和。但對應所需r值，還應確保L值大小。若所加氣隙太大，則必然導致匝數(shù)增多這將增大繞組的銅耗。另外，增加匝數(shù)將使繞組占用更大的窗口面積。故此時必須進行折中選擇，通常采用如下公式（一般應用于鐵氧體磁芯，且適用于所有拓撲） （式3-15）其中f的單位為

11、kHz。則前例可得 （式3-16）于是開始選取這個體積（或接近）磁芯。在U67-27-14中可以找到，其等效長度和面積在他的規(guī)格中已給出則可得其體積為 =（式3-17）基本滿足要求。下面設計匝數(shù)電壓相關方程（式3-18）使B與L相關聯(lián)。由于給定頻率的r和L表達式等效，故結合這些公式，磁通密度變化取最大值（通過r），即可得到非常有用的關于r的電壓相關方程式（式3-19）所以若無材料的磁導率、磁等信息，只要已知磁芯面積Ae與其磁通密度變換范圍，仍能得到所求的匝數(shù)值。對于大多數(shù)的鐵氧體磁芯，不管有無磁隙，磁通密度變化都不能超過0.3T。所以求解N為（一次繞組匝數(shù)）（式3-20） 則12V輸出的二次繞

12、組匝數(shù)為匝（式3-21）分別取整數(shù)為22匝和17匝。磁隙最后，必須要考慮到材料的磁導率，L與磁導率相關的方程有（式3-22）其中，z為氣隙系數(shù)（式3-23）求得（式3-24）所以（式3-25）最后，求解氣隙長度（式3-26）導線選擇選擇一導線，使其交流（AC）電阻和直流（DC）電阻之間的關系為1，即（式3-27）趨膚深度，是（式3-28）則導線的直徑為（式3-29）則裸線面積Aw為（式3-30）查導線規(guī)則表可得，用20#導線比較合適。3.2 驅動電路設計1 UC3845簡介UC3845為美國Unitrode公司生產的單端輸出脈寬調制器。采用dip-8封裝，管腳排列如圖3-1所示。 圖3-1 U

13、C3845管腳圖UC3845最大占空比為50%。采用固定工作頻率脈寬調整方式，內部有5v精密基準電壓。具有完善的欠電壓、過電壓及過流保護。圖3-2所示為UC3845的內部電路框圖和引腳圖。UC3845的啟動電壓閥值為8.4v，關閉電壓閥值為7.6v。圖3-2 UC3845內部電路框圖 UC3845的振蕩器工作頻率由腳4外接電阻Rt及電容Cr決定，其頻率為： （式3-31） 2 驅動電路設計 驅動電路原理圖如圖3-3所示。電路的工作頻率由4腳外接的電阻R8和電容C17決定。UC3845的電流采樣回來串電阻R6把采樣電壓接至3腳。當3腳的采樣電壓小于1v時，脈寬調制器正常工作；當腳3的電壓等于或大

14、于1v時，電流采樣比較器輸出高電平使PWM鎖存器置0而使輸出封鎖。若故障消失，下一個時鐘脈沖到來時將使PWM鎖存器自動復位。圖3-3 驅動電路原理圖本文設計的電路頻率為20KHz，且占空比Dmxa=50%，則UC3845的振蕩器工作頻率為40KHZ。電阻R8一般取10k，則電容C17由式3-31計算可得為4.3nF。電容C18取為0.1uF。穩(wěn)壓管VZ2和電阻R3是為了防止脈沖信號電壓過高而照成開關管的損壞，對電路進行穩(wěn)壓，考慮到開關所能承受的電壓，選取15V的穩(wěn)壓管，電阻R3=20k。電阻R15和電容C13組成RC濾波器對6腳輸出的脈沖電壓進行濾波，所有R15=15歐姆，C13=4700pF

15、。通過電容C414和電阻R6接至UC3845的3腳電流檢測端構成前沿電路。此電路的主要作用是：在開關管導通和截止的瞬間，會在前端產生一個尖脈沖，此脈沖會產生大于1V的電壓，而3腳電壓大于1V時控制芯片UC3845無法正常工作，為了防止3腳檢測到尖脈沖的波形，檢測后端加了一耳光RC的延時電路。選C14=470pF，R5=1k。因此延時時間為t=47ns。由式3-12知，峰值電流為9.41A，則 （式3-32）R6取3 反饋電路設計反饋電路是通過輸出電壓引起光電耦合器PC817二極管-三極管上的電流變化取控制UC3845，調節(jié)占空比，達到穩(wěn)定輸出電壓的目的。電路核心器件PC817和TL431.輸出

16、經過TL431（可控分流基準）反饋并將誤差放大，TL431的沉流端驅動一個光耦的發(fā)光部分，而處于電源高壓主邊的光耦感光部分得到反饋電壓，用來調整一個電流模式的PMW控制器的開關時間，從而得到一個穩(wěn)定的直流電壓輸出。電流工作過程：當輸出電壓有變大趨勢時，Vref隨之增大導致流過TL431的電流增大，于是光耦發(fā)光加強，感光端得到的反饋電壓也就越大。UC3845在接受這個變大反饋電壓后，在其內部的基準電壓進行比較，減小占空比，即減少MOSFET的開關時間，是輸出電壓隨改變而回落。上面的過程在極短的時間內就會達到平衡，平衡時Vref=2.5V，又有WR1=R13，所以輸出為穩(wěn)定的12V。圖3-4 反饋電路原理圖4 電路仿