單相正弦波變頻電源自動化畢業(yè)設(shè)計(jì)

1、南華大學(xué)電氣工程學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）單相正弦波變頻電源摘要：本設(shè)計(jì)是通過模擬和數(shù)字的方法來產(chǎn)生SPWM信號。采用89C51單片機(jī)產(chǎn)生正弦波基波，采用NE555芯片產(chǎn)生高度線性等腰三角波載波?；ê洼d波通過高速電壓比較器LM311比較產(chǎn)生與之對應(yīng)的SPWM驅(qū)動信號。SPWM驅(qū)動信號經(jīng)整形電路、死區(qū)電路、驅(qū)動功放隔離電路完成對全橋場效應(yīng)管的開通和關(guān)斷,從而完成將直流電壓逆變成所需頻率的正弦交流電。而調(diào)壓電路采用前級DC-DC獨(dú)立調(diào)壓來實(shí)現(xiàn)，實(shí)現(xiàn)直流穩(wěn)壓。改變單片機(jī)正弦波輸出頻率來實(shí)現(xiàn)逆變輸出SPWM交流調(diào)頻的功能。采用芯片AD637對輸出電壓、電流進(jìn)行真有效值變換，經(jīng)A/DTLC549變換后送單片

2、機(jī)處理，實(shí)時(shí)對逆變輸出進(jìn)行監(jiān)控，保證輸出電壓的穩(wěn)定性。輸出電壓波形為正弦波，輸出頻率可變，能夠測量和顯示電源輸出電壓、電流、具有過流保護(hù)、過壓保護(hù)電路、空載報(bào)警電路等。同時(shí)基于UC3845多路隔離反擊式開關(guān)電源為系統(tǒng)供電。在研究和設(shè)計(jì)的基礎(chǔ)上制作了樣機(jī)，完成了大部分的調(diào)試工作，達(dá)到了預(yù)期的目的。關(guān)鍵詞：升壓；場效應(yīng)管；檢測電路；逆變Abstract:The SPWM signal is produced by the way of analog and digita in the design.The fundamental wave is produced by 89C51 chip,and

3、 the sine triangle carrier wave is produced by NE555 chip.SPWM drive signal is generated by the high-speed voltage comparator LM311. The turn-on and turn-off of mosfet are controlled by SPWM drive signal from the shaping circuit, the dead zone circuit, the power am plifier circuit to bring out the r

4、equired frequency of the sinusoidal alternating current in DC/AC convertion.The voltage regulating circuit uses DC-DC independent voltage regulating to realize, Change the frequence of the sine wave that is the output of the MCU will realize the function of inverse output SPWM AC frequency modulatio

5、n .Use AD637 to complete voltage and current true effective value transform and then send the result to A/DTLC549. Through AD exchange the output will be send to the MCU to be processed,according to the result to monitor the inverse output and to ensure the stability of the output voltage. The wavef

6、orm of the output voltage is sine-wave,its frequence can be changed.The voltage and current of the Power source can be e over-current and over-voltage protection circuit, an o-load alarm circuit and smeasured and the result can be displayed on the LCD.The power source include tho on. At the same tim

7、e use multi-channel isolate Counter type switch power as system power supply.On the basis of research and design,a prototype of principle is produced.the most of debugging of the whole system is completed. Keyword:boost；mosfet；detection circuit；inverter 目 錄1 系統(tǒng)設(shè)計(jì)11.1 方案比較11.1.1 整流濾波電路方案11.1.2 斬波電路方案

8、21.1.3逆變電路方案31.1.4 MOSFET驅(qū)動電路方案31.1.5 測量有效值電路方案51.1.6 SPWM波產(chǎn)生方案51.1.7 變頻電源基本結(jié)構(gòu)方案61.1.8 輔助電源方案71.2 方案論證81.2.1 總體思路81.2.2 設(shè)計(jì)方案82 單元電路的設(shè)計(jì)與說明102.1 交流電源整流濾波電路102.2 斬波升壓功率模塊102.2.1 推挽式開關(guān)電源特點(diǎn)102.2.2 推挽式開關(guān)電源的工作原理112.2.3 基于TL494的推挽式開關(guān)電源穩(wěn)壓原理132.3.4 推挽式開關(guān)電源電路參數(shù)設(shè)計(jì)152.3 三角波產(chǎn)生電路222.4 正弦波產(chǎn)生電路262.4.1 工作原理262.4.2 單元

9、電路設(shè)計(jì)262.5 逆變及驅(qū)動電路292.5.1 逆變及驅(qū)動電路整體思路即基本思路292.5.2 SPWM調(diào)制方法及特點(diǎn)332.6 LC濾波器設(shè)計(jì)362.7 真有效值轉(zhuǎn)換電路382.8 輔助供電電源設(shè)計(jì)382.9 過壓保護(hù)電路442.10 欠壓保護(hù)電路442.12 過流保護(hù)453軟件設(shè)計(jì)473.1軟件設(shè)計(jì)概述473.1.1軟件設(shè)計(jì)流程圖474 實(shí)物的制作與調(diào)試484.1實(shí)物制作484.1.1 EMI整流濾波電路484.1.2基于TL494推挽式升壓電路模塊484.1.3 SPWM驅(qū)動信號電路模塊494.1.4 全橋逆變橋電路504.1.5 基于UC3845隔離多路輸出輔助電源514.2作品的調(diào)

10、試方法514.2.1EMI整理濾波電路514.2.2基于TL494推挽式升壓電路514.2.3 SPWM驅(qū)動信號電路524.2.3 UC3845反擊輔助電源電路52參考文獻(xiàn)53謝辭54附錄I55附錄II60附錄III63iv1 系統(tǒng)設(shè)計(jì)近年來，隨著人類社會和科學(xué)的進(jìn)步以及對物質(zhì)水平要求的增高，地球的不可再生資源正面臨著開發(fā)殆盡的境地。因此基于地球可持續(xù)發(fā)展的目的，世界上很多國家都在大力發(fā)展節(jié)能減排和新能源項(xiàng)目的研發(fā)和利用。而提到節(jié)能減排和新能源開發(fā)利用，我們不得不提到逆變電源。逆變電源可實(shí)現(xiàn)輸出交流電壓的變頻、調(diào)幅的功能以及利用太陽能轉(zhuǎn)變的電能并入到電網(wǎng)中的功能。眾所周知，電機(jī)是世界電能消耗的

11、主要設(shè)備。電機(jī)的調(diào)速控制技術(shù)的進(jìn)步可以提高電機(jī)的運(yùn)行效率，而電機(jī)調(diào)速采用逆變電源的變頻調(diào)速的控制技術(shù)在最近些年來得到了廣泛的應(yīng)用。采用這種相較與以往的電機(jī)控制技術(shù)大大提高了電能利用效率。同時(shí)在新能源方面，太陽能發(fā)電技術(shù)廣泛推廣使得人類利用綠色能源邁出了重要的一部，而在這里首當(dāng)其沖的是光伏并網(wǎng)的設(shè)計(jì)。因此逆變電源的應(yīng)用顯得至關(guān)重要?？傊孀冸娫丛谖磥砣祟惞?jié)能領(lǐng)域?qū)⑵鹬浅Ｖ匾淖饔茫鋺?yīng)用產(chǎn)前景無限美好。然而隨著對逆變電源性能和效率的要求不斷提高，其設(shè)計(jì)難度也將越來越大。對于即將畢業(yè)的大學(xué)生來說，熟悉逆變電源的設(shè)計(jì)原理和設(shè)計(jì)流程是很重要的。逆變電源本身涉及很多大學(xué)專業(yè)課的很多內(nèi)榮，包括；模擬電子

12、技術(shù)、數(shù)字電子技術(shù)、單片機(jī)技術(shù)、電力電子技術(shù)、大學(xué)物理等學(xué)科。這就要求學(xué)生對這些相關(guān)內(nèi)容右足夠深的認(rèn)識，通過畢業(yè)設(shè)計(jì)加深對所學(xué)知識的認(rèn)識。1.1 方案比較1.1.1 整流濾波電路方案 方案一：半波整流， 用的就是一個(gè)二極管就能完成，利用二極管的單向?qū)ㄐ浴．?dāng)人們想把交流電變成直流電是就需此電路。因交流電流動方向是反復(fù)交替變化的電流，而直流電是單方向流動，人們就利用二極管單向?qū)щ娦詫㈦娏鬓D(zhuǎn)換為一個(gè)方向的電流，半波整流用一個(gè)二極管，所以出來的電流一半有一半沒有稱半波整流，用在對直流電要求不是很嚴(yán)格的場合。用在對直流電要求不是很嚴(yán)格的場合，嚴(yán)格的場合用全波整流和全橋整流比較好。方案二：單相橋式整流電

13、路。單相橋式整流電路是一組共陰極電路和一組共陽極電路串聯(lián)組成的，單相橋式的整流電壓為單相半波的兩倍。單相橋式整流電路在任何時(shí)候都有兩個(gè)晶閘管導(dǎo)通，而且這兩個(gè)晶閘管一個(gè)是共陰極組的，一個(gè)是共陽極組的，它們同時(shí)導(dǎo)通，形成導(dǎo)電回路。比較以上兩種方案，方案二整流輸出電壓高，紋波電壓較小，且不存在斷續(xù)現(xiàn)象，同時(shí)因電源變壓器在正、負(fù)半周內(nèi)部有電流供給負(fù)載，電源變壓器得到了充分的利用，效率高，選用方案二。濾波電路用于濾除整流輸出電壓中的紋波，采用負(fù)載電阻兩端并聯(lián)電容器的方式。1.1.2 斬波電路方案方案一：反擊式變換電路，該電路的輸出電壓可以高于或者低于輸入電壓，它廣泛應(yīng)用于系統(tǒng)輔助電源系統(tǒng)，這種電源可以輸

14、出多組彼此共地或彼此隔離的多路的輸出電壓。它的電路圖如圖1.1所示。圖1.1降壓升壓變換電路圖方案二、推挽式升壓電路，該電路輸出電壓既可以低于輸入電壓又可以高出輸入電壓。且輸出端與輸入端以及輸出端與輸出端之間可以實(shí)現(xiàn)直流隔離。當(dāng)輸入電壓和負(fù)載波動時(shí)輸出電壓可以得到很好的調(diào)節(jié)，變壓器繞組上承受脈沖電壓，脈沖幅值由輸入電壓和次級繞組匝數(shù)決定。反饋設(shè)計(jì)合理的話，當(dāng)輸入電壓和負(fù)載波動時(shí)輸出電壓可以得到很好的調(diào)節(jié)。根據(jù)設(shè)計(jì)要求，并結(jié)合斬波變換電路的特性，方案一和方案二均能滿足設(shè)計(jì)要求，但方案一變壓器容易飽和，可能會導(dǎo)致開關(guān)管損壞，并且在功率比較大的場合推挽式升壓電路具備更高的性能指標(biāo)。因此選擇方案二作為

15、主功率升壓模塊。圖1.2推挽式升壓電路圖1.1.3逆變電路方案方案一：采用電流型單相橋式逆變電路。在電流型逆變電路中，它們的直流輸入是交流整流后由大電感濾波后形成的電流源。此電流源的交流內(nèi)阻抗近似無窮大，它吸收負(fù)載端的諧波無功功率。逆變電路工作時(shí)，輸出電流是幅值等于輸入電流的方波電流。方案二：采用電壓型電壓橋式逆變電路。在電壓型逆變電路中，它們的直流電源是交流整流后由大電容濾波后形成的電壓源。此電壓源的交流內(nèi)阻抗近似為零，它吸收負(fù)載端的諧波無功功率。逆變電路工作時(shí)，輸出電壓是幅值等于輸入電壓的方波電壓。比較以上兩種方案，電壓型逆變器的設(shè)計(jì)較簡單，并且價(jià)格要便宜，適合學(xué)生制作。根據(jù)題目要求，選用

16、方案二。1.1.4 MOSFET驅(qū)動電路方案方案一：用CMOS器件驅(qū)動MOSFET。直接用CMOS器件驅(qū)動電力MOSFET，它們可以共用一組電源。柵極電壓在小于10V時(shí)，MOSFET將處于電阻區(qū)不需要外接電阻R，電路簡單化。不過這種驅(qū)動電路開關(guān)速度低，并且驅(qū)動功率要受電流源和CMOS器件吸收容量的限制。如圖1.3所示。CMOS器件功率開關(guān)MOSFET 驅(qū)動圖1.3用CMOS器件驅(qū)動MOSFET方案二：利用光耦合器驅(qū)動MOSFET。利用光耦合器的隔離驅(qū)動隔離電路如圖1.4所示。通過光耦合器將控制信號回路與驅(qū)動回路隔離，使得輸出級設(shè)計(jì)電阻減少，從而解決了與柵極驅(qū)動源低阻抗匹配的問題。而且在載波頻率

17、不太高的情況下，光耦的使用比較靈活、穩(wěn)定、高效。，特別是采用電容自舉供電方式僅需要一個(gè)電源即可。光藕功率開關(guān)MOSFET 驅(qū)動圖1.4用光耦合器驅(qū)動MOSFET方案三：另一種驅(qū)動可采用集成驅(qū)動芯片IR2111，IR2111是美國國際整流器（IR）公司研制的MOSFET專用驅(qū)動集成電路，DIP8封裝，可驅(qū)動同橋臂的兩個(gè)MOSFET，內(nèi)部自舉工作，允許在600V母線電壓下直接工作，柵極驅(qū)動電壓范圍寬，單通道施密特邏輯輸入，輸入與TTL及CMOS電平兼容，死區(qū)時(shí)間內(nèi)置，高邊輸出輸入同相，低邊輸出死區(qū)時(shí)間調(diào)整后與輸入反相。但I(xiàn)R2111對PCB布線的要求非常高，線不到位會導(dǎo)致驅(qū)動的失敗，特別很容易導(dǎo)致

18、場效應(yīng)管同時(shí)導(dǎo)通使場效應(yīng)管燒壞。因此對于高速布線經(jīng)驗(yàn)不足的人員來說不是很上乘的選擇，并且他的死區(qū)時(shí)間無法改變，是通過芯片內(nèi)部的死去電路固化的。當(dāng)電路需要天調(diào)整死區(qū)時(shí)間時(shí)，是無法實(shí)現(xiàn)的。功率開關(guān)MOSFETIR2111集成驅(qū)動器件驅(qū)動圖1.5用集成電路IR2111驅(qū)動MOSFET比較上述三種方案，方案一由于電路自身的一些缺點(diǎn)如驅(qū)動電路開關(guān)速度低、驅(qū)動能力有限等不滿足題目要求。方案二采用光耦合器驅(qū)動場效應(yīng)管，在開關(guān)頻率不是太高的情況下，采用光耦作為驅(qū)動一般都能達(dá)到很好的效果。專用的集成電路IR2111，整機(jī)性能好，體積小，但對于布線要求較高，故采用方案二。1.1.5 測量有效值電路方案本設(shè)計(jì)要求輸

19、出電壓可調(diào)，調(diào)節(jié)電壓是通過前級DC-DC的閉環(huán)穩(wěn)壓實(shí)現(xiàn)的，因此系統(tǒng)需要一個(gè)反饋信號構(gòu)成閉環(huán)穩(wěn)壓系統(tǒng)。而反饋信號我們采用從后級輸出的交流電壓采樣轉(zhuǎn)換成相應(yīng)直流電壓，將其反饋至前級DC-DC的控制電路誤差放大器的反饋端改變驅(qū)動功率器件的方波占空比來實(shí)現(xiàn)DC-DC閉環(huán)電壓穩(wěn)壓的作用。方案一：信號分壓處理后直接連接到A/D 器件，單片機(jī)控制A/D 器件首先進(jìn)行等間隔采樣，并將采集到的數(shù)據(jù)存到RAM中，然后處理采集到的數(shù)據(jù)，可在程序中判斷信號的周期，根據(jù)連續(xù)信號的離散化公式，做乘、除法運(yùn)算，得到信號的有效值再通過D/A將相應(yīng)的反饋至送到直流穩(wěn)壓系統(tǒng)中，對編程有一定的要求。原理框圖如圖1.6：單片機(jī)集、存

20、儲、計(jì)算DC-DCD/AA/D待處理信號圖1.6直接數(shù)據(jù)處理框圖方案二：信號分壓后先經(jīng)過真有效值轉(zhuǎn)換芯片AD637，AD637 輸出信號的有效值模擬電平，然后將AD637輸出至反饋至直流穩(wěn)壓系統(tǒng)中去，實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓的功能。原理框圖如圖1.7：DC-DCAD637待處理信號哦 圖1.7采用AD637框圖比較上述兩種方案：顯然方案一占用大量單片機(jī)內(nèi)部資源，造成可用資源減少，不利于設(shè)計(jì)中其它方面的利用。而方案二是采用硬件的的方式取樣，這樣做不但可以最大程度的減少采樣造成的，而且采用模擬芯片采樣的響應(yīng)很快，能夠很好的改善滿足DC-DC直流穩(wěn)壓環(huán)節(jié)的響應(yīng)速度問題，使輸出電壓能夠很好的適應(yīng)負(fù)載變化。因此我們選取

21、選擇方案二。1.1.6 SPWM波產(chǎn)生方案該設(shè)計(jì)中，變頻的核心技術(shù)是SPWM波的生成。方案一：采用SPWM（正弦脈寬調(diào)制）集成電路。SPWM（正弦脈寬調(diào)制）集成電路，所以可以作為單相變頻電源的控制電路。這樣的設(shè)計(jì)避免了應(yīng)用分立元件構(gòu)成SPWM波形發(fā)生器離散性、調(diào)試?yán)щy、穩(wěn)定性較差等不足。方案二：采用AD9851 DDS集成芯片。AD9851芯片由高速DDS電路、數(shù)據(jù)輸入寄存器、頻率相位數(shù)據(jù)寄存器、高速D/A轉(zhuǎn)換和比較器組成。由該芯片生成正弦波和鋸齒波，利用比較器進(jìn)行比較，可生成SPWM波。方案三：利用單片機(jī)通過編程直接生成正弦波,單片機(jī)輸出的基波正弦波與載波三角波通過比較電路生成占空比和頻率可

22、變的驅(qū)動信號，改變正弦的頻率即可很容易的改變輸出電壓頻率。比較以上三種方案：方案一是較好的一種實(shí)現(xiàn)SPWM 波的方法，但本畢業(yè)設(shè)計(jì)的重點(diǎn)在于對大學(xué)學(xué)習(xí)的驗(yàn)證，更多的是驅(qū)動電路的設(shè)計(jì)，并且采用專用芯片需要對芯片的工作原理有一定的認(rèn)識，否則會遇到很多問題。而采用DDS雖然很容易的實(shí)現(xiàn)驅(qū)動的生成，但其輸出信號是非常小的信號，波形質(zhì)量難以保證非常容易受到干擾，從而使信號波形特性不理想，需要設(shè)計(jì)良好的濾波電路。DDS驅(qū)動能力很小，需要設(shè)計(jì)與之相應(yīng)的驅(qū)動電路。這就使系統(tǒng)的設(shè)計(jì)復(fù)雜程度大大加大，而且成本加大，因此本系統(tǒng)不予采納。單片機(jī)與運(yùn)放產(chǎn)生SPWM，能夠較準(zhǔn)確的產(chǎn)生標(biāo)準(zhǔn)的SPWM波形，設(shè)計(jì)思想成熟，充分

23、體現(xiàn)了數(shù)電和模電的魅力。因此SPWM產(chǎn)生方案采用方案三。1.1.7 變頻電源基本結(jié)構(gòu)方案方案一：變頻電源實(shí)際上是一個(gè)ACDCAC裝置：它先將來自公共電網(wǎng)的交流電經(jīng)過整流器轉(zhuǎn)變成直流電，再通過逆變器將直流電轉(zhuǎn)變成滿足負(fù)載需要的交流電，所以基本部分由整流電路、逆變電路、控制電路、負(fù)載匹配電路等幾個(gè)部分。采用如圖1.8示開環(huán)控制方式，電路簡潔，思路清晰，但這種電路在負(fù)載改變的時(shí)候不能達(dá)到穩(wěn)壓的要求。 控制電路DC-AC負(fù)載AD-DCDC-DC圖1.8變頻電源開環(huán)控制框圖方案二：在上面方式的基礎(chǔ)上，從負(fù)載端引出一個(gè)反饋信號，這個(gè)反饋信號經(jīng)過處理后送單片機(jī)及前級DC-DC的PWM的誤差放大器的反饋端與基

24、準(zhǔn)電壓做PID調(diào)節(jié)，誤差放大器的輸出結(jié)果與PWM芯片內(nèi)部的鋸齒波比較長生一個(gè)與之對應(yīng)的占空比可變的方波，此方波通過芯片內(nèi)部功率放大驅(qū)動電路驅(qū)動功率開關(guān)器件，從而使輸出維持設(shè)定的電壓值，形成一個(gè)電壓閉環(huán)控制系統(tǒng)。通過改變誤差放大器的基準(zhǔn)電壓以或者改變輸出采樣電阻的比值即可實(shí)現(xiàn)電壓調(diào)幅的功能。該系統(tǒng)可靠性高，誤差小，滿足穩(wěn)頻、穩(wěn)壓的要求。其結(jié)構(gòu)圖如圖1.9：負(fù)載DC-ACDC-DCAD-DC控制電路圖1.9變頻電源閉環(huán)結(jié)構(gòu)圖 1.1.8 輔助電源方案方案一：采用基于LM系列單端穩(wěn)壓芯片將整流電壓穩(wěn)壓為系統(tǒng)供電，線性電源特點(diǎn)是不存在射頻、EMI等干擾。輸出電壓比輸入電壓低；反應(yīng)速度快，輸出紋波較小、

25、工作產(chǎn)生的噪聲低、效率較低(現(xiàn)在經(jīng)?？吹腖DO就是為了解決效率問題而出現(xiàn)的)、發(fā)熱量大（尤其是大功率電源），間接地給系統(tǒng)增加熱噪聲方案二：采用基于UC3845多路隔離輸出輔助電源供電，反擊式多路輸出電源是輔助電源中應(yīng)用最多的拓?fù)?，通過變壓器繞組數(shù)來獲得多輸出的功能。初級和次級線圈不共功率地，設(shè)計(jì)合理的話，紋波會很小?？梢詽M足系統(tǒng)供電的要求。比較以上兩種方案：線性電源的最大缺點(diǎn)是效率非常低，特別是輸入輸出電壓壓差較大時(shí)，其效率是影響使用它的決定向因素，效率低小造成電源模塊發(fā)熱嚴(yán)重，會嚴(yán)重影響其他模塊的穩(wěn)定工作。所以不予采納，而基于UC3845隔離式輔助供電模塊，因?yàn)殚_關(guān)電源工作效率比較高，在功率

26、不是很大的情況熱輻射很小，不會對其他模塊造成影響。同時(shí)由于采用了隔離的方式，可以實(shí)現(xiàn)輸入地與輸出地以及輸出地與輸出地之間的隔離。保證了被供電模塊的電氣安全，同時(shí)有滿足了系統(tǒng)對隔離電源需求的要求。因此輔助電源方案采用方案二。1.2 方案論證1.2.1 總體思路采用一塊STC51單片機(jī)，利用51單片機(jī)生成頻率可變的基波信號，與通過NE555產(chǎn)生的三角波載波通過比較電路及濾波電路、整形電路、延時(shí)電路經(jīng)后級電容自舉驅(qū)動電路驅(qū)動主功率全橋 DC-AC電路，實(shí)現(xiàn)DC-AC逆變功能。同時(shí)閉環(huán)穩(wěn)壓環(huán)節(jié)通過單片機(jī)改變DC-DC控制電路的基準(zhǔn)值電壓值打大小來以及來自采樣電路的反饋電壓來達(dá)到穩(wěn)壓和調(diào)壓的。通過改變基

27、波頻率大小來改變逆變輸出頻率的大小。從而實(shí)現(xiàn)單相逆變調(diào)壓、調(diào)頻的功能。而系統(tǒng)的供電模塊采用基于UC3845的的反擊式多路輸出隔離電源作為系統(tǒng)供電的輔助電源。1.2.2 設(shè)計(jì)方案220V/50Hz的市電，經(jīng)過一個(gè)220V/24V的隔離變壓器，輸出24V的交流電壓經(jīng)整流得直流電壓，再經(jīng)斬波得到一個(gè)幅度可調(diào)的穩(wěn)定直流電壓。斬波電路采用基于TL494推挽升壓電路，功率器件采用場效應(yīng)管IRF540。驅(qū)動采用外接圖騰柱驅(qū)動模式，外接圖騰驅(qū)動接TL494的PWM輸出端。DC-DC調(diào)壓、穩(wěn)壓則通過單片機(jī)改變TL494基準(zhǔn)電壓的大小與經(jīng)采樣電路反饋電壓來改變控制PWM輸出的占空比來實(shí)現(xiàn)或通過改變輸出采樣可變電阻

28、的大小來實(shí)現(xiàn)調(diào)壓的功能。輸出的斬波電壓經(jīng)濾波電路變成穩(wěn)定的直流電壓，作為逆變橋的直流母線電壓。直流母線經(jīng)全橋逆變電路及濾波電路變成正弦交流電。逆變電路采用全橋逆變電路MOSFET橋臂由四個(gè)IRF540構(gòu)成，IRF540的隔離驅(qū)動選用TLP250，TLP250是由SPWM驅(qū)動信號驅(qū)動的。SPWM驅(qū)動信號是通過正弦波和三角比較產(chǎn)生的，比較器產(chǎn)生的驅(qū)動信號再通過死區(qū)電路到達(dá)TLP250的輸入端。逆變輸出電壓通過LC低通濾波器輸出平滑的正弦波。圖1.10變頻電源系統(tǒng)設(shè)計(jì)方框圖。濾波橋式整流扼流圈交流輸入 斬波LC濾波輸出全橋逆變直流輸出隔離隔離圖騰柱驅(qū)動TLP250 基于UC3845反擊多路輸出輔助供

29、電模塊真有效值電路真有效值電路TL494PWM芯片死區(qū)電路 延時(shí)電路整形電路保護(hù)電路比較電路 保護(hù)電路三角波 A/D 正弦波三角波單片機(jī)圖1.10變頻電源系統(tǒng)設(shè)計(jì)方框圖2 單元電路的設(shè)計(jì)與說明2.1 交流電源整流濾波電路市電220V/50Hz經(jīng)隔離變壓器變壓為24V的交流電壓，輸入到扼流圈，消除大部分的共模干擾，經(jīng)整流輸出到濾波電容，輸出文波很小的直流電壓。其電路如圖2.1所示。在電路圖中，F(xiàn)1、F2為保險(xiǎn)絲，要求輸出電流有效值達(dá)3.6V時(shí)，執(zhí)行過流保護(hù)，則采用4A的保險(xiǎn)絲。JDOIN端接過壓保護(hù)電路，在大電壓時(shí)保護(hù)電路。并聯(lián)的電容C1.1C1.4為并聯(lián)的整流濾波電容，容值為470uF,多個(gè)電

30、容并聯(lián)可以減少電容等效串聯(lián)電阻，從而減少輸出直流電壓的紋波，和減少由等效串聯(lián)電阻產(chǎn)生的發(fā)熱，從而延長電解電容的使用壽命。同時(shí)電容的并聯(lián)還可以增加濾波電路的安全性，當(dāng)其中的電解電容壞掉的時(shí)候不至于濾波失靈，從而避免對后級電路的影響。另外理論上電容的越大，那么整流后的直流電壓紋波越小，但是電路開機(jī)的瞬間沖擊電流也將增大。因此用于濾除大部分電壓中的紋波。圖2.1交流電源整流濾波電路2.2 斬波升壓功率模塊2.2.1 推挽式開關(guān)電源特點(diǎn)本設(shè)計(jì)需要將整流橋整流電壓經(jīng)濾波電路的直流電壓經(jīng)推挽式電路升壓至36V（實(shí)際需要調(diào)壓本設(shè)計(jì)為上限制），本設(shè)計(jì)采用推挽式升壓電路，推挽式開關(guān)電源輸出電流瞬態(tài)響應(yīng)速度很高，

31、電壓輸出特性很好。推挽式開關(guān)電源是所有開關(guān)電源中電壓利用率最高的拓?fù)洌捎谕仆焓介_關(guān)電源中的兩個(gè)控制開關(guān)輪流交替工作，其輸出電壓波形非常對稱，并且開關(guān)電源在整個(gè)周期之內(nèi)都向負(fù)載提供功率的輸出，因此，其輸出電流瞬態(tài)響應(yīng)速度很高，電壓輸出特性很好。它在輸入電壓很低的情況下，仍然能維持很大的輸出功率，所以推挽式開關(guān)電源被廣泛的應(yīng)用于低輸入電壓的DC/AC逆變器。推挽式開關(guān)電源經(jīng)橋式整流或全波整流后，其輸出電壓脈動系數(shù)和電流脈動系數(shù)都很小，因此，需要一個(gè)很小值的儲能濾波電容或儲能濾波電感就可以得到一個(gè)電壓紋波和電流紋波很小的輸出電壓。2.2.2 推挽式開關(guān)電源的工作原理圖2.2是典型的推挽式電路，基本

32、原理是：輸入直流電壓通過開關(guān)管K1和K2的輪流交替導(dǎo)通實(shí)現(xiàn)變壓器的不斷的置位和復(fù)位，將磁芯存儲的能量傳遞到次級。通過變壓器升壓后，經(jīng)過二極管整流濾波，再經(jīng)電感輸出平均的直流電壓。電容C為輸出濾波電容。由于推挽式開關(guān)電源中的兩個(gè)控制開關(guān)K1和K2輪流交替工作，其輸出電壓波形非常對稱，并且開關(guān)電源在整個(gè)工作周期之內(nèi)都向負(fù)載提供功率輸出，因此，其輸出電流瞬間響應(yīng)速度很高，電壓輸出特性很好。推挽式變壓器開關(guān)電源是所有開關(guān)電源中電壓利用率最高的開關(guān)電源，它在輸入電壓很低的情況下，仍能維持很大的功率輸出，所以推挽式變壓器開關(guān)電源被廣泛應(yīng)用于低輸入電壓的DC/AC逆變器，或DC/DC轉(zhuǎn)換器電路中。圖為推挽式

33、拓?fù)?，其主變壓其可以包含多個(gè)次級繞組。每個(gè)次級繞組都產(chǎn)生一對相位相差180度的方波脈沖，脈沖幅值由輸入電壓以及初次級繞組匝數(shù)比決定。所有級繞組的脈沖寬度都相等，均由主輸出回路的負(fù)反饋控制電路決定。其控制電路采用TL494產(chǎn)生兩個(gè)相等的脈寬可調(diào)、相位相差180度的驅(qū)動脈沖來驅(qū)動兩個(gè)場效應(yīng)管輪流導(dǎo)通。開關(guān)導(dǎo)通期間，基極驅(qū)動電壓必須足夠大，以使在整個(gè)額定電流范圍內(nèi)，都能使初級半繞組的開關(guān)管電壓拉到最低和導(dǎo)通壓降，通常約為1V。因此當(dāng)任意開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，對應(yīng)半繞組上的方波電壓幅值為。變壓器次級是一個(gè)導(dǎo)通時(shí)間為、幅值為 ()()的平頂方波。此處為整流二極管的導(dǎo)通壓降，對于傳統(tǒng)的快恢復(fù)二極管一般為1V，對于

34、肖特基二極管大約0.5V。因?yàn)槊總€(gè)周期有兩個(gè)脈沖，因此整流二極管印記輸出的脈沖占空比為。如圖假設(shè)D1和D2是肖特基二極管二極管正向壓降0.5V，輸出直流電壓為則 (2.1)主輸出整流器輸出端波形如圖所示。如果負(fù)反饋環(huán)路接端，則和將隨輸入直流電壓和輸出負(fù)載電流的變化而調(diào)整，以使不變。盡管負(fù)載電流沒有體現(xiàn)在公式中，但當(dāng)負(fù)載電流變化時(shí)導(dǎo)致發(fā)生變化時(shí)，它都回被誤差放大器所采樣，然后通過告便控制導(dǎo)通時(shí)間來調(diào)整是保持不變。從而實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓。圖2.2推挽式工作原理圖圖2.3推挽拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖圖2.4推挽式初級工作波形原理圖圖2.5推挽式次級工作波形原理2.2.3 基于TL494的推挽式開關(guān)電源穩(wěn)壓原理本設(shè)計(jì)選用TL

35、494芯片產(chǎn)生占空比可調(diào)PWM波，用硬件方式反饋到TL494誤差放大器，形成一個(gè)穩(wěn)定的閉環(huán)控制系統(tǒng)。實(shí)現(xiàn)PWM占空比自動調(diào)節(jié)功能，并可以采集輸出電流反饋到TL494另外一個(gè)誤差放大器，實(shí)現(xiàn)過流保護(hù)，單片機(jī)只需通過DA給出一個(gè)參考電壓，或改變輸出采樣電阻的的大小，即可輸出比較穩(wěn)定的電壓。硬件也比較簡單，硬件方式反饋速度更快、精度更高。整體系統(tǒng)原理如圖2.6： 供電圖2.6 TL494推挽升壓模塊框圖TL494芯片：TL494為專用雙端脈寬調(diào)制器件，本電源的連接原理圖如圖2.7。圖中誤差放大器EA1的同相端（腳1）接在由兩個(gè)電阻組成的分壓器上，EA1的反相端（腳2）通過4.7K的電阻接到基準(zhǔn)電壓端

36、（腳14），若一腳反饋回的電壓大于基準(zhǔn)電壓5V,誤差放大器EA1輸出電壓增加，導(dǎo)致晶體管Q1的導(dǎo)通時(shí)間變短，使一腳處電壓保持在5V，從而穩(wěn)定了輸出電壓。同理當(dāng)誤差放大器EA2的反相端（腳15）連接的回路有擾動時(shí)就會通過控制晶體管Q2的導(dǎo)通時(shí)間來是輸出穩(wěn)定。15腳和3腳之間的電容是為了加大誤差放大器EA1的高頻負(fù)反饋降低其高頻增益及抑制高頻寄生振蕩用的。死區(qū)時(shí)間控制端（腳4）不是直接接地的，而是通過10K電阻接地并通過10UF電容和14腳連接電阻和電容器組成一個(gè)軟啟動電路，輸入電源剛接通時(shí)，由于電容器兩端電壓不能突變，故14腳輸出地基準(zhǔn)電壓5V全部加到4腳上，使腳4處于高電平，死區(qū)時(shí)間比較器的輸

37、出亦為高電平，故Q1、Q2處于截止?fàn)顟B(tài)，開關(guān)電源無輸出，隨著電容器充電的進(jìn)行，電容器兩端電壓逐漸升高，10K電阻兩端電壓逐漸降低，Q1、Q2逐漸導(dǎo)通，正常工作時(shí)，10K電阻兩端電壓近似為零。5腳和6腳連接的RT、CT決定了振蕩率，振蕩頻率為：。圖2.7 TL494內(nèi)部原理圖2.3.4 推挽式開關(guān)電源電路參數(shù)設(shè)計(jì)從2.1式可知，下降時(shí)，變換器會通過增加導(dǎo)通時(shí)間來維持輸出電壓的穩(wěn)定。當(dāng)直流輸入電壓下降到最小值時(shí)，導(dǎo)通時(shí)間最大。但此類變換器中，最大導(dǎo)通時(shí)間不能超過開關(guān)周期的一半。否則復(fù)位幅秒數(shù)將小于置位幅秒數(shù)，經(jīng)過幾個(gè)周期后，磁芯將飽和并損壞開關(guān)管。另外由于驅(qū)動場效應(yīng)管時(shí)，由于場效應(yīng)管存在輸入電容的

38、緣故，所以驅(qū)動脈沖啟動時(shí)，場效應(yīng)管不能夠馬上開通，具有一定的驅(qū)動延時(shí)。所以場效應(yīng)管柵極驅(qū)動時(shí)間一定小于半個(gè)周期的一半。否則延時(shí)時(shí)間的存在會導(dǎo)致兩個(gè)開關(guān)管的導(dǎo)通重疊。此時(shí)功率場效應(yīng)管將繞組短路，電路將迅速失去控制。全部電源電壓加在開關(guān)管兩端，電流非常大，開關(guān)管立即損壞。所以為了保證一個(gè)周期內(nèi)磁芯可以復(fù)位，且不會造成同時(shí)導(dǎo)通，在直流輸入電壓為其最小值時(shí)，反饋環(huán)將增大以保證恒定時(shí)，必須采取鉗位電路以限制導(dǎo)通時(shí)間不會超過半個(gè)周期的80%。這樣在公式2.1中已確定、以及,可確定匝數(shù)比，以得到所需的輸出電壓(1)初級匝數(shù)的確定：根據(jù)法拉利定律可以確定初級匝數(shù)，根據(jù)公式，由初級最小電壓（）和最大導(dǎo)通時(shí)間（如

39、上述所示，不超過)確定，即 ( 2.2)(2)最大磁通擺幅的選擇：從2.2式可知，初級匝數(shù)與磁通變化量dB成反比，一般盡量取最大的dB而使最小。因?yàn)檩^小的匝數(shù)意味著可用較大規(guī)格的導(dǎo)線，則給定的磁芯可承受較大的電流并獲得較大的輸出。另外，較少的匝數(shù)不但可以降低變壓器成本，還可以降低雜散寄生電容。如圖圖2.7鐵氧體磁芯典型磁滯回線，可以看出，超過2000G時(shí)，鐵氧體磁芯的磁滯回線就進(jìn)入了彎曲部分。應(yīng)使刺磁通變化限制在該點(diǎn)一下，因?yàn)槌^該點(diǎn)，變壓器繞組電感量急據(jù)減小，勵(lì)磁電流就開始按指數(shù)規(guī)律上升。如果不考慮磁芯損耗的限制，則一般2000G是個(gè)比較好的選擇。鐵氧體磁芯損耗約以峰值磁通密度的2.7次冪以

40、及工作頻率的1.6次冪按指數(shù)規(guī)律增加。頻率50KHz時(shí)，即使咳嗽率磁芯損耗問題磁通密度也可以取2000G。但是，為了防止磁芯在動態(tài)時(shí)飽和，最好能保留較寬的裕度。實(shí)際上，即便在磁芯損耗允許的情況下，也最好把磁通密度限制在1600G以內(nèi)。一次dB選取3200G。圖2.7 鐵氧體磁芯典型磁滯回線(3) 次級匝數(shù)的選擇；主輸出和輔輸出的的次級匝數(shù)選擇可以根據(jù)2.1式一下確定。在這些公式中所有參數(shù)斗是一知的。輸出電壓、和T都已確定。最大導(dǎo)通時(shí)間設(shè)為,對于選定的磁芯，已知，因此根據(jù)2.1式即可確定次級匝數(shù)的大小。為了減小磁芯、開關(guān)管損耗以及降低布線難度頻率設(shè)計(jì)低于50kHz以下。本設(shè)計(jì)采用=50kHz。(

41、4) 初級峰值電流計(jì)算 直流輸入電源的輸入值最小時(shí)開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間最大，開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間為半周期的80%。為了簡化設(shè)計(jì)?，F(xiàn)假設(shè)脈沖等效為平等波，其幅值是斜坡終點(diǎn)處的電流值。輸入功率等于平均電流與的乘積，假設(shè)效率為80%，則=。 即 (2.3)每個(gè)初級半繞組每周期都僅流過一個(gè)脈沖，因此其占空比為（0.8T/2)/T，對于占空比為D、幅值為的平頂脈沖波，其有效值為: (2.4) (2.5) (2.6) (6) 次級峰值電流確定為簡化初級電流有效值的計(jì)算，階梯斜坡脈沖近似等效為平頂脈沖波為，的幅值為斜坡中心值或直流輸出電流值，其占空比為0.4。 (2.7)(7) 推挽電路參數(shù)本電源模塊設(shè)計(jì)指標(biāo)如下；30

42、Vdc32Vdc，輸出功率=72W，效率=0.8%。工作頻率為50kHz，輸出為固定電壓時(shí)為36Vdc。磁芯選用EI33,其磁芯截面積為。匝數(shù)的計(jì)算由式2.2可得初級匝數(shù) 。取整數(shù)即，則由式2.1得次級輸出匝數(shù): 即。初級、次級峰值電流、有效值電流計(jì)由式： 得初級峰值電流為： 。由式：得初級繞組有效值為； 。由式： 得次級繞組電流有效值 。 (8)輸出濾波器的設(shè)計(jì)輸出電感不允許進(jìn)入不連續(xù)模式，而兩者的臨界點(diǎn)是；直流電流下降到斜坡副值一半時(shí)發(fā)生。于是 (2.8) (2.9)則有 (2.10)選取，使及相應(yīng)的最小時(shí)為,于是 (2.11) 于是 (2.12)如果規(guī)定最小電流為額定電流的1/10,則

43、輸出電感設(shè)計(jì)設(shè)計(jì)采用變壓器連續(xù)工作模式模式，因?yàn)椴贿B續(xù)模式控制環(huán)路的設(shè)計(jì)較困難，而且瞬態(tài)特性降低。不連續(xù)模式是從電感階梯斜坡電流的階梯下降至零開始的，這種情況會在直流電流下降至斜坡幅值dI的一半時(shí)發(fā)生。于是 (2.13) 當(dāng)最小時(shí)，選擇使最小時(shí)不需要大于就可以輸出需的電壓的值。而,則有 (2.14) 選取，使及相應(yīng)最小時(shí)為，于是 （2.15） （2.16） 如果最小電流規(guī)定為額定電流的1/10,則 （2.17） 輸出電容的計(jì)算輸出濾波電容并非理想電容，它等效為寄生電阻和電感與理想純電容的串聯(lián),為等效串聯(lián)電阻,等效串聯(lián)電感。一般我們希望紋波電流大部分流入輸出電容。因此輸出電壓的紋波有輸出濾波電容

44、、等效串聯(lián)電阻、和等效串聯(lián)電感決定。對于頻率低于500kHz,可以被忽略，輸出紋波主要由和決定。一般是電解電容，因此在開關(guān)頻率處，由產(chǎn)生的紋波電壓分量很小與由產(chǎn)生的紋波電壓分量。因此在中頻段，對于一階系統(tǒng)。輸出紋波接近于輸出紋波電流乘以。即由決定的紋波分量和紋波電流即初級繞組電感斜坡電流峰-峰值成正比。而由決定的紋波分量與流過的電流積分成正比，兩者相位不同，假設(shè)兩者相位相同為最惡劣情況。為估算這些紋波分量必須知道的值但一般很少給出此值，但對很大范圍內(nèi)不同電壓等級不同容值的電解電容來說，其*的值近似為常數(shù)。即輸出電容可根據(jù)輸出電壓允許的紋波電壓峰-峰值為； （2.18） 式中是所選電感電流紋波的

45、峰-峰值。另外由于電解電容器，在很大容值及額定電壓范圍內(nèi)，其的乘積基本不變。因此可選為： （2.19） 如圖2.8 輸出整流電路及波形(9)場效應(yīng)管的選擇場效應(yīng)管擔(dān)負(fù)能量傳送的紐帶，通過場效應(yīng)管在PWM驅(qū)動信號下開通、關(guān)閉的過程來實(shí)現(xiàn)變壓器繞組儲能（置位）和（放能）的過程，進(jìn)而使輸出穩(wěn)定，給負(fù)載提供能量。因此場效應(yīng)管長時(shí)間穩(wěn)定安全的工作對于變換器來說至關(guān)重要，因此對于場效應(yīng)管的選擇要在確保成本最低情況下，能滿足場效應(yīng)管的穩(wěn)定安全工作。場效應(yīng)管選擇的因素主要包括額定工作電流、額定工作電壓、最大擊穿電壓、導(dǎo)通電阻等。工作電流就是場效應(yīng)管正常工作時(shí)的電流，在本設(shè)計(jì)中就是指初級繞組峰值電流,但為了保證

46、電路可靠安全運(yùn)行，一般選擇要流出30%左右的安全裕量。額定工作電壓就是場效應(yīng)管源極和漏極之間的正常工作電壓大小。和而定電流的選取一樣額定電壓選取也要留取一定的裕量，我們?nèi)?0%的裕量。同樣場效應(yīng)管反向擊穿電壓為場效應(yīng)管的擊穿電壓。當(dāng)加在場效應(yīng)管的電壓超過此電壓場效應(yīng)管將擊穿損壞，因此此電壓要留有足夠的裕量，特別是反擊式開關(guān)管關(guān)斷時(shí)漏極電壓是輸入電壓、輸出反射電壓和變壓器漏感電壓之和。特別是變壓器漏感比較大的時(shí)候情況更嚴(yán)重，本設(shè)計(jì)反方向擊穿電壓裕量取40%。因此基于以上考慮場效應(yīng)管選擇具體參數(shù)如下；,。因此可參照上述參數(shù)選擇場效應(yīng)管，因手頭只有IRF540并且IRF540的電氣參數(shù)滿足上述要求，

47、因此本設(shè)計(jì)采用IRF540。(10)整流二極管的選取輸出整流二極管是將高頻變壓器的高頻方波整流經(jīng)濾波電路變成直流電，因此輸出二極管因該是快速二極管以滿足開關(guān)頻率的要求。以及滿足輸出整流二極管反向電壓與額定電流的大小?；谝陨峡紤]輸出整流二極管采用FR307。(11)基于TL494推挽式開關(guān)電源電路原理圖基于以上原理和設(shè)計(jì)，主功率升壓電源模塊原理圖如圖2.9:圖2.9 基于TL494推挽式開關(guān)電源全原理圖2.3 三角波產(chǎn)生電路三角載波做為載波，為了獲得比較高的載波比三角波的頻率一般在10KHz以上。同時(shí)還要保證三角是高線性的等腰三角載波。本設(shè)計(jì)采用NE555時(shí)鐘芯片產(chǎn)生三角波。(1)NE555

48、引腳位功能配置說明 圖2.10 555等效電路觸發(fā)器l Pin 1 (接地) -地線(或共同接地) ，通常被連接到電路共同接地。 l Pin 2 (觸發(fā)點(diǎn)) -這個(gè)腳位是觸發(fā) NE555使其啟動它的時(shí)間周期。觸發(fā)信號上緣電壓須大于 2/3 VCC，下緣須低于1/3 VCC 。 l Pin 3 (輸出) -當(dāng)時(shí)間周期開始 555 的輸出輸出腳位，移至比電源電壓少 1.7伏的高電位。周期的結(jié)束輸出回到O伏左右的低電位。于高電位時(shí)的最大輸出電流大約 200 mA 。 l Pin 4 (重置) -一個(gè)低邏輯電位送至這個(gè)腳位時(shí)會重置定時(shí)器和使輸出回到一個(gè)低電位。它通常被接到正電源或忽略不用。 l Pin

49、 5 (控制) -這個(gè)接腳準(zhǔn)許由外部電壓改變觸發(fā)和閘限電壓。當(dāng)計(jì)時(shí)器經(jīng)營在穩(wěn)定或振蕩的運(yùn)作方式下,這輸入能用來改變或調(diào)整輸出頻率。 l Pin 6 (重置鎖定) - Pin 6重置鎖定并使輸出呈低態(tài)。當(dāng)這個(gè)接腳的電壓從 1/3 VCC 電壓以下移至2/3 VCC以上時(shí)啟動這個(gè)動作。 l Pin 7 (放電) -這個(gè)接腳和主要的輸出接腳有相同的電流輸出能力，當(dāng)輸出為 ON 時(shí)為LOW，對地為低阻抗，當(dāng)輸出為 OFF時(shí)為HIGH，對地為高阻抗。 l Pin 8 (V +) -這是555 個(gè)計(jì)時(shí)器 IC的正電源電壓端。供應(yīng)電壓的范圍是+4.5伏特(最小值)至+16伏特(最大值)。圖2.11 NE55

50、5內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖(2)NE555產(chǎn)生高線性三角波原理：我們知道NE555的2腳和6腳分別接內(nèi)部運(yùn)放的同相端和反響端，并且兩運(yùn)放的A1反相端電壓有內(nèi)部典論分壓為2V/3,運(yùn)放A2通向端的同相端電壓為1V/3*。且當(dāng)芯片電壓低于1V/3*時(shí)三角輸出低電平即接地，而芯片2腳電壓高于2V/3*時(shí)芯片3腳將輸出高電平V。而如圖基于NE555高線性等腰三角波電路Q1、Q2組成充電恒流源，Q3、Q4則組成放電恒流源?；谛酒鹗幨闺娙軨6以相等的電流充電和放電，從而產(chǎn)生高線性的等腰三角載波。具體工作過程如下；假設(shè)電路初始狀態(tài)，3腳為高電平，則3腳高電平通過肖特基二極管D04將二極管D03關(guān)斷從而切斷震蕩電容C6

51、的放電回路，D01被3腳高電平阻斷，同時(shí)震蕩電容C6通過有Q1Q、Q2組成充電恒流源經(jīng)二極管D02對電容進(jìn)行恒流充電，由于是恒流充電所以電容電壓線性上升。而當(dāng)震蕩電容電壓超過2V/3*時(shí)芯片3腳狀態(tài)改變?yōu)?V左右的低電平這時(shí)二極管D04被關(guān)斷振蕩電容經(jīng)二極管D03通過放電回路以相同的電流放電，電容電壓以相同的斜率下降。同時(shí)二極管D01導(dǎo)通給充電恒流源提供流通回路導(dǎo)通二極管D02則被短掉。從而實(shí)現(xiàn)了振蕩電容以恒定的斜率和頻率充電和放電，實(shí)現(xiàn)三角波的產(chǎn)生又由于充電和放電恒流源互為鏡像的恒流源從使充電電流和放電電流相等，從而保證了等腰三角波高度對稱線性。如圖基于NE555高線性等腰三角波電路。注意經(jīng)

52、NE555芯片產(chǎn)生的三角波波形特性已經(jīng)相當(dāng)好，幾乎不存在由運(yùn)算放大器組成的三角波發(fā)生電路的溫漂現(xiàn)象。并且產(chǎn)生的三角波是不允許使用濾波電路的，因?yàn)閷θ遣ㄟM(jìn)行傅立葉變換可知三角波是有一系列的正弦波組成。因此不能對他進(jìn)行濾波，如果采用低通濾波器，那么三角波可能就變成正弦波了。所以三角波不能采用濾波器。圖2.12 基于NE555高線性等腰三角波電路(3)三角波調(diào)理電路定義調(diào)制比,只有在調(diào)制比為小于1的范圍內(nèi)，輸出電壓的基波大小才會隨調(diào)制比線性變化，這一區(qū)域稱為線性調(diào)制區(qū)。調(diào)制比在線性區(qū)內(nèi)也等于輸出基波電壓峰值與SPWM脈沖波幅的比值。當(dāng)調(diào)制比大于1時(shí)，將進(jìn)入過調(diào)制區(qū)。這時(shí)候輸出電壓基波還會隨著調(diào)制比

53、的增大而繼續(xù)增大，但是基波電壓大小和調(diào)制比之間不再呈線性關(guān)系。而且隨著調(diào)制比的增大輸出電壓呈現(xiàn)出飽和特性。當(dāng)調(diào)制比足夠大時(shí)，輸出電壓就成為了180度的方波，因此要在三角波輸出接調(diào)理電路，包含：電平移動電路、幅值放大電路組成，調(diào)理電路如圖2.13:圖2.13 三角波調(diào)理電路2.4 正弦波產(chǎn)生電路2.4.1 工作原理數(shù)字信號可以通過數(shù)/模轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換成模擬信號，因此可通過產(chǎn)生數(shù)字信號再轉(zhuǎn)換成模擬信號的方法來獲得所需要的波形。89C51單片機(jī)本身就是一個(gè)完整的微型計(jì)算機(jī)，具有組成微型計(jì)算機(jī)的各部分部件：中央處理器CPU、隨機(jī)存取存儲器RAM、只讀存儲器ROM、I/O接口電路、定時(shí)器/計(jì)數(shù)器以及串行通訊接口等，只要將89C51再配置鍵盤及、數(shù)模轉(zhuǎn)換及波形輸出、放大電路等部分，即可構(gòu)成所需的波形發(fā)生器，其信號發(fā)生器構(gòu)成系統(tǒng)框圖如下圖所示。 圖2.14 單片機(jī)產(chǎn)生正弦波原理