電子線路-非線性部分(第四版)謝嘉奎-第4章振幅調(diào)制-解調(diào)與混頻電路ppt課件

1、第 4 章振幅調(diào)制、解調(diào)與混頻電路,概述,4.1頻譜搬移電路的組成模型,4.2相乘器電路,4.3混頻電路,4.4振幅調(diào)制與解調(diào)電路,4.5參量混頻電路,概述,調(diào)幅與檢波的概念,1地位 通信系統(tǒng)的基本電路,2特點(diǎn),對(duì)電路中信號(hào)頻譜進(jìn)行的變換，電路有新頻率成分產(chǎn)生,為此，需引用一些信號(hào)與頻譜的概念,3信號(hào)與頻譜,信號(hào)的三種表示法：表達(dá)式、波形圖、頻譜圖,4模擬相乘器,作用：實(shí)現(xiàn)兩信號(hào)的相乘，實(shí)現(xiàn)頻譜變換,5兩種類型的頻譜變換電路,頻譜搬移電路：將輸入信號(hào)的頻譜沿頻率軸搬移,例：振幅調(diào)制、解調(diào)、混頻電路(本章討論,特點(diǎn)：僅頻譜搬移，不產(chǎn)生新的頻譜分量,頻譜非線性變換電路：將輸入信號(hào)的頻譜進(jìn)行特定的非

2、線性變換,例：頻率調(diào)制與解調(diào)電路(第 5 章討論,特點(diǎn)：產(chǎn)生新的頻譜分量,本章內(nèi)容,4.1頻譜搬移電路的組成模型(調(diào)制、解調(diào)、混頻) (原理,4.2相乘器電路(電路實(shí)現(xiàn),4.3混頻電路,4.4振幅調(diào)制與解調(diào)電路,頻譜搬移電路的重要應(yīng)用,第 4 章振幅調(diào)制、解調(diào)與混頻電路,4.1頻譜搬移電路的組成模型,4.1.1振幅調(diào)制電路的組成模型,4.1.2振幅解調(diào)和混頻電路的組成模型,4.1.1振幅調(diào)制電路的組成模型,一、調(diào)幅波的數(shù)學(xué)表式,設(shè)：調(diào)制信號(hào)v(t) = V cos t (1,載波信號(hào)vc(t) = Vcmcos ct (2,其中，c = 2fc：載波角頻率,fc：載波頻率，c,若同時(shí)作用在一個(gè)

3、非線性器件 i = f(v) 上，有,Vcmcos ct + V cos t(3,將非線性器件的輸出電流用三角函數(shù)展開,4,將式(3)代入式(4) ，取前三項(xiàng)，則,5,將第三項(xiàng)展開，利用式,故式(5)可寫為,6,若負(fù)載為 LC 調(diào)諧回路， ，2 ，2c 均遠(yuǎn)離 c，去掉它們及直流分量，則式(6)可寫為,7,7,所以，輸出調(diào)幅波電流的數(shù)學(xué)表達(dá)式為,8,式中：Im0 = a1Vcm ：調(diào)制前載波電流振幅,Im0(1 + Ma cos t) ：調(diào)幅波電流振幅,Ma：調(diào)幅度。(9,若負(fù)載為 LC 調(diào)諧回路，諧振在 fc，諧振電阻 RP，則回路兩端電壓 vO(t) = iRP = Vm0 (1 + Ma

4、 cos t) cos ct (4-1-1,式中，Vm0 = kVcm：輸出載波電壓振幅,將式(9)代入式(4-1-1)， 得,vO(t) = Vm0 + kav(t) cos ct(4-1-2,二、普通調(diào)幅信號(hào)及其電路組成模型,1電路組成模型,式中，AM ：相乘器乘積系數(shù)； A：相加器的加權(quán)系數(shù)，且 A = k，AM AVcm = ka,2單音調(diào)制,1)表達(dá)式,vO(t) = Vm0 (1 + Ma cos t) cos ct(4-1-2,式中： Vm0 (1 + Ma cos t) ：vO(t) 的振幅，反映調(diào)制信號(hào)的變化，稱為調(diào)幅信號(hào)的包絡(luò),調(diào)幅度，表征調(diào)幅信號(hào)的重要參數(shù),圖 4-1-2

5、調(diào)幅信號(hào)的波形,2)波形,當(dāng) Ma = 0，未調(diào)制；當(dāng) Ma = 1，最大不失真； 若 Ma 1，在 t = 附近，vO(t) 變?yōu)樨?fù)值，出現(xiàn)過調(diào)幅失真,a)(b) 圖 4-1-3過調(diào)幅失真,在實(shí)際調(diào)幅電路中，由于管子截止，過調(diào)幅的波形變?yōu)閳D 4-1-3(b),3)頻譜,將式(4-1-2) vO(t) = Vm0 (1 + Ma cos t) cos ct 用三角函數(shù)展開,單音調(diào)制時(shí)調(diào)幅信號(hào)的頻譜：由三個(gè)分量組成,c 載波分量,(c + ) 上邊頻分量,(c - ) 下邊頻分量,兩邊頻為相乘器對(duì) v(t) 和 vc(t) 相乘的結(jié)果,3復(fù)音調(diào)制,1)表達(dá)式,設(shè) v(t) 為非余弦的周期信號(hào)，其

6、傅里葉展開式為,式中，nmax = max / = Fmax / F， max = 2Fmax 為最高調(diào)制角頻率，其值小于 c,輸出信號(hào)電壓為,2)頻譜,可見，vO(t) 的頻譜結(jié)構(gòu),c ：載波分量,c )、(c 2)、 、(c nmax) ：上、下邊頻分量，其幅度與調(diào)制信號(hào)中相應(yīng)頻譜分量的幅度 Vmn 成正比,圖 4-1-5過調(diào)幅失真 (a)調(diào)制信號(hào)(b)普通調(diào)幅信號(hào),3) 頻譜寬度,調(diào)幅信號(hào)的頻譜寬度為調(diào)制信號(hào)頻譜寬度的兩倍，即 BWAM = 2Fmax,4結(jié)論,調(diào)幅電路組成模型中的相乘器可對(duì) v(t) 和 vc(t) 實(shí)現(xiàn)相乘運(yùn)算，其結(jié)果,在波形上，將 v(t) 不失真地轉(zhuǎn)移到載波信號(hào)振

7、幅上,在頻譜上，將 v(t) 的頻譜不失真地搬移到的 c 兩邊,調(diào)幅波的數(shù)學(xué)表達(dá)式與頻譜,5 調(diào)幅波的功率(設(shè)單位電阻、單音調(diào)制,1)調(diào)幅信號(hào)在一個(gè)載頻周期內(nèi)的平均功率,式中， ：常數(shù)，載波分量產(chǎn)生的平均功率,P(t) 為 t 與 Ma 的函數(shù),當(dāng) Ma = 1 時(shí)，Pmax = 4P0，Pmin = 0,2)P(t) 在一個(gè)調(diào)制波周期內(nèi)的平均功率,上、下邊頻分量的功率，稱為邊頻功率,3)討論,Pav 為各頻譜分量產(chǎn)生的平均功率之和,當(dāng) Pav 一定時(shí)，P0 ，PSB ，而 P0 為載波功率，PSB 攜帶信息,例：當(dāng) Ma = 1 時(shí),這說明：當(dāng) Ma = 1 時(shí)，P0 占 Pav 的 67%

8、，PSB占 Pav 的 33,Ma = 0.3(一般電臺(tái)發(fā)射信號(hào))時(shí)， P0 = 0.955 Pav, PSB = 0.045 Pav,結(jié)論：普通調(diào)幅波，發(fā)射效率極低,解決辦法：抑制載波,三、雙邊帶和單邊帶調(diào)制電路組成模型,1雙邊帶(DSB)調(diào)制：僅傳輸兩個(gè)邊頻的調(diào)制方式,1)目的,節(jié)省發(fā)射機(jī)的發(fā)射功率,調(diào)制信號(hào)的頻譜結(jié)構(gòu)包括,上、下邊頻分量：反映調(diào)制信號(hào)的頻譜結(jié)構(gòu),載波分量：通過相乘器將調(diào)制信號(hào)頻譜搬移到 c 兩邊，本身不反映調(diào)制信號(hào)的變化，故傳輸前可抵制掉,2)表達(dá)式,普通調(diào)幅： vO(t) = Vm0 + kav(t) cos ct,雙邊帶調(diào)幅： vO(t) = kav(t) cos c

9、t,特點(diǎn),普通調(diào)幅：調(diào)制波疊加在載波振幅 Vm0 上,雙邊帶調(diào)幅：調(diào)制波不再依托 Vm0 。當(dāng) v(t) 進(jìn)入負(fù)半周時(shí)，vO(t) 也變?yōu)樨?fù)值，載波電壓產(chǎn)生 180 相移。調(diào)制信號(hào)波形在過零處出現(xiàn) 180 的相位突變,3)波形,圖 4-1-6雙邊帶調(diào)制信號(hào) (a) 波形(b) 頻譜,雙邊帶調(diào)制,4)組成模型,圖 4-1-6雙邊帶調(diào)制信號(hào) (c) 頻譜,2單邊帶(SSB)調(diào)制信號(hào),1)定義,僅傳輸一個(gè)邊頻的調(diào)制方式,原理：上、下邊帶均反映了調(diào)制波的頻譜結(jié)構(gòu)(區(qū)別僅在于下邊帶是調(diào)制信號(hào)頻譜的倒置,對(duì)傳輸信息無關(guān)緊要)。因此可將其中一個(gè)邊帶抑制掉而不影響傳送信息,優(yōu)點(diǎn)：節(jié)省發(fā)射功率；頻譜寬度壓縮一半

10、，BWSSB = Fmax,2)實(shí)現(xiàn)模型,a) (b) 圖 4-1-7采用濾波法的單邊帶調(diào)制電路組成模型 (a) 組成模型(b) v(t) 頻譜,濾波法：相乘器 + 帶通濾波器,相乘器：產(chǎn)生雙邊帶調(diào)制信號(hào)；濾波器：取出單邊帶信號(hào),a) (b) 圖 4-1-7采用濾波法的單邊帶調(diào)制電路組成模型 (a) 組成模型(b) v(t) 頻譜,相移法：相乘器、90 相移器、相加器組成,相乘器,相乘器,兩式相減或相加,輸出僅為單邊帶調(diào)制信號(hào),對(duì)復(fù)雜信號(hào)，相移法的組成模型也成立,4.1.2振幅解調(diào)和混頻電路的組成模型,特點(diǎn)：均實(shí)現(xiàn)頻譜不失真地搬移，兩類組成模型類似,一、振幅解調(diào)電路,1定義,解調(diào)(Demodu

11、lation)：調(diào)制的逆過程,振幅檢波(簡(jiǎn)稱檢波 Detector)：振幅調(diào)制信號(hào)的解調(diào)電路，從調(diào)幅信號(hào)中不失真地檢出調(diào)制信號(hào)的過程,2組成模型,圖 4-1-11(a)調(diào)幅解調(diào)電路的組成模型,相乘器 + 低通濾波器,vS(t) ：調(diào)制信號(hào),vr(t) ：同步信號(hào)，特點(diǎn) 與原載波信號(hào)同頻同相位,3原理,頻譜搬移：將調(diào)制信號(hào)頻譜不失真地搬回零頻附近,圖 4-1-11調(diào)幅解調(diào)電路電路的組成模型和相應(yīng)的頻譜搬移 (b)調(diào)幅解調(diào)電路的組成模型,頻譜的搬移過程(假設(shè)為雙邊帶)：調(diào)幅信號(hào) vS(t) 與同步信號(hào) vr(t) 相乘，結(jié)果 vS(t) 的頻譜被搬到,頻譜的搬移過程(假設(shè)為雙邊帶)：調(diào)幅信號(hào) vS

12、(t) 與同步信號(hào) vr(t) 相乘，結(jié)果 vS(t) 的頻譜被搬到,2c 的兩側(cè)，構(gòu)成載波角頻率為 2c 的雙邊帶調(diào)制信號(hào)，它是無用的寄生分量,搬到零頻率兩側(cè)。其中，vS(t) 的一個(gè)邊帶被搬到負(fù)頻率軸上(不存在)，疊加在正頻率分量上，數(shù)值上加倍,4討論,vr(t) 必須與原載波信號(hào)嚴(yán)格同步(同頻、同相)，故稱為同步檢波電路。否則檢波性能下降,另一種檢波電路不需要vr(t)，稱為包絡(luò)檢波電路，以后討論,二、混頻(Mixer)電路,又稱變頻(Convertor)電路，超外差接收機(jī)的重要組成,1作用,圖 4-1-12混頻電路的作用,頻譜搬移：將載頻為 fc 的已調(diào)信號(hào) vS(t) 不失真地變換為

13、載頻為 fI 的已調(diào)信號(hào) vI(t),vL(t) ：由本機(jī)振蕩器產(chǎn)生的本振電壓，fL ：本振頻率,fL、fI 、fc 之間的關(guān)系為,2組成模型,圖 4-1-13混頻電路的實(shí)現(xiàn)模型 (a)混頻電路的組成模型,圖 4-1-13(a) 為典型的頻譜搬移電路，可用相乘器和濾波器實(shí)現(xiàn),3原理,1)混頻,設(shè),vS(t) = Vsm0 + ka v (t) cos ct,vL(t) = VLm cos Lt,圖 4-1-13混頻電路的實(shí)現(xiàn)模型 (b)輸入信號(hào)頻譜 (c)相乘器輸出電壓頻譜,若 fL fc 時(shí)，經(jīng)相乘器，將 vS(t) 的頻譜不失真地搬移到 L 的兩邊,一邊搬到 L + c 上，構(gòu)成載波角頻率

14、為 L + c 的調(diào)幅信號(hào),另一邊搬到 L - c 上，載波角頻率為 L - c,若令 I = L - c， 則前者為無用的寄生分量，而后者為有用中頻分量,2)濾波,用調(diào)諧在 I = L - c 上的帶通濾波器取出有用的分量,第 4 章振幅調(diào)制、解調(diào)與混頻電路,4.2相乘器電路,4.2.1非線性器件的相乘作用及其特性,4.2.2雙差分對(duì)平衡調(diào)制器和模擬相乘器,4.2.3大動(dòng)態(tài)范圍平衡調(diào)制器 AD630,4.2.4 二極管雙平衡混頻器,功能：實(shí)現(xiàn)頻譜搬移,實(shí)現(xiàn)：利用非線性器件,本節(jié)內(nèi)容,1非線性器件的相乘作用及其特性(時(shí)變參量分析法,2雙差分對(duì)平衡調(diào)制器和模擬相乘器,3大動(dòng)態(tài)范圍平衡調(diào)制器 AD

15、630,4二極管雙平衡混頻器,4.2.1 非線性器件的相乘作用及其特性,一、一般分析,例如二極管、晶體管，其伏安特性為,i = f(v)(4-2-1,式中，v = VQ + v1 + v2,VQ ：靜態(tài)工作點(diǎn)電壓， v1、v2 ：輸入電壓,由泰勒級(jí)數(shù),令 x = VQ + v1 + v2 ， i = f(v)。在 Q 點(diǎn)的展開式為,式中，a0，a1， ，an 由下列通式表示,4-2-2,4-2-3,由二項(xiàng)式定理，所以,4-2-4,可見，在兩個(gè)電壓同時(shí)作用下，響應(yīng)電流中,出現(xiàn)了兩個(gè)電壓的相乘 2a2v1v2，(m = 1，n = 2,出現(xiàn)了無用高階相乘項(xiàng)，(m 1，n 2,設(shè) v1 = V1mc

16、os1t，v2 = V2mcos2t ，代入(4-2-4)式，由三角變換，可知該非線性器件的輸出電流中包含眾多組合頻率電流分量，用通式表示,p,q = | p1 q2|，(p，q = 0，1，2 ，) (4-2-5,其中，只有 p = 1，q = 1 的和頻或差頻(1,1 = | 1 2|) 是有用的，而其他組合頻率分量都是無用的,消除無用組合頻率分量的措施,器件特性：選有平方律特性的器件(如場(chǎng)效晶體管,電路：組成對(duì)稱平衡電路，抵消部分組合分量,輸入電壓上：限制輸入信號(hào) v2 大小，使非線性器件處于線性時(shí)變狀態(tài)，組合分量最小,二、線性時(shí)變狀態(tài),1線性時(shí)變表達(dá)式,將式(4-2-4)改寫為 v2

17、的冪級(jí)數(shù),故,上式可看成 i = f (VQ + v1+ v2 ) 在 (VQ + v1) 點(diǎn)上對(duì) v2 的泰勒級(jí)數(shù)展開式，即,式中,若 v2 很小，可以忽略 v2 二次方及以上各項(xiàng)，上式簡(jiǎn)化為,f(VQ + v1) 和 f (VQ + v1) 均是與 v2 無關(guān)的系數(shù)，但它們都是 v1 的非線性函數(shù)，且隨時(shí)間而變化，故稱為時(shí)變系數(shù)或時(shí)變參量,其中，f (VQ + v1) 是 v2 = 0 時(shí)的電流，稱時(shí)變靜態(tài)電流，用 I0(v1) 或 I0(t) 表示,f (VQ + v1) 是增量電導(dǎo)在 v2 = 0 時(shí)的數(shù)值，稱時(shí)變?cè)隽侩妼?dǎo)，用 g(v1) 或 g(t) 表示，則上式可表示為,i = I

18、0(v1) + g(v1)v2(4-2-9,I0(v1) 、g(v1) 與 v2 無關(guān)， 故 i 與 v2 的關(guān)系是線性的，但它們的系數(shù)是時(shí)變的，故稱線性時(shí)變。適宜頻譜搬移電路,2頻率成分,當(dāng) v1 = V1mcos1t 時(shí)，g(v1) 將是角頻率為 1 的周期性函數(shù)，它的傅里葉展開式由平均分量、1 及各次諧波組成,可見，在線性時(shí)變工作狀態(tài)下，非線性器件的作用是由 v1 控制的特定周期函數(shù) f (VQ+ v1) 與 v2 相乘,設(shè) v2= V2mcos2t ，則產(chǎn)生的組合頻率分量的頻率通式為 | p1 2| ，與式(4-2-5) p,q = | p1 q2| 比較，消除了 q 1 的眾多分量，

19、容易濾波,如構(gòu)成調(diào)幅電路 v1 = vc(t) = Vcmcosct，v2 = v (t) = V mcos t 且 c,其中，有用分量為(c )的上、下邊頻分量，而其他無用分量的頻率(2c ，3c ，)均遠(yuǎn)離上、下邊頻分量。不存在 2c ，3c 等靠近上、下邊頻的失真邊帶分量,例如構(gòu)成混頻器 v1 = vL(t) = VLmcosLt 且v2 = vS(t) = Vsmcosct ，L - c = I 其中，除有用中頻 I 分量外，其他都是遠(yuǎn)離 I 的無用分量，不存在角頻率接近 I 的組合頻率分量,三、半導(dǎo)體器件的線性時(shí)變模型,1二極管,圖 4-2-1v1(t)作用下 I0(t)和g(t)的

20、波形,當(dāng) v1 = V1mcos1t 足夠大時(shí)，二極管輪流工作在管子的導(dǎo)通區(qū)和截止區(qū)。這時(shí)管子導(dǎo)通后特性的非線性相對(duì)單向?qū)щ娦詠碚f是次要的，其伏安特性可用自原點(diǎn)轉(zhuǎn)折的兩段折線逼近，導(dǎo)通區(qū)折線的斜率 g0 = (1/RD)， 相應(yīng)的增量電導(dǎo)特性在 v 0 區(qū)域內(nèi)為一水平線,設(shè) VQ = 0，則在 v1 作用下，I0(v1) = I0(t) 為半周余弦脈沖序列， g(v1) = g(t) 為矩形脈沖序列,現(xiàn)引入 K1(1t) 代表高度為 1 的單向周期性方波，稱為單向開關(guān)函數(shù)，它的傅里葉級(jí)數(shù)展開式僅含奇數(shù)項(xiàng)，無偶數(shù)項(xiàng)，為,圖 4-2-1v1(t)作用下 I0(t)和g(t)的波形,圖 4-2-2單

21、向開關(guān)函數(shù),則 g(t) 和 I0(t) 可分別表示為,因此，當(dāng) v1 足夠大， v2 足夠小時(shí)，通過二極管電流,由此，可畫出二極管的等效電路，如圖 4-2-3 所示,圖 4-2-3二極管開關(guān)等效電路,圖 4-2-3 中，二極管用開關(guān)等效，開關(guān)受 v1(t) 控制，按角頻率 1 周期性地啟閉，閉合時(shí)的導(dǎo)通電阻為 RD,這時(shí)管子的導(dǎo)通與截止僅由 v1 控制而不受 v2 影響時(shí)，線性時(shí)變工作狀態(tài)便轉(zhuǎn)換為開關(guān)狀態(tài),在這種工作狀態(tài)下，可進(jìn)一步減少 p,q = | p1 2| 中 p 為偶數(shù)的眾多組合頻率分量，無用分量大大減少，濾波更易,可見，二極管用受 v1(t) 控制的 開關(guān)等效是線性時(shí)變工作狀態(tài)的

22、一 個(gè)特例，它可進(jìn)一步減少組合頻率分量,2差分對(duì)管,圖 4-2-4I0 受 v2 控制的差分對(duì)管,特點(diǎn)：由多個(gè)非線性器件組成的平衡式電路，v1 和 v2 分別加在不同的輸入端，實(shí)現(xiàn) f (v1) 和 f (v2) 相乘的特性,分析：已知差分對(duì)管差模特性 差模輸入 v1 = V1mcos 1t，若使偏置電流源 I0 受有用信號(hào) v2 控制，且有 I0 = A + Bv2，A 和 B 為常數(shù)，則差分對(duì)管就能工作在線性時(shí)變狀態(tài),將 I0 = A + Bv2 代入差模特性，差分對(duì)管輸出差值電流為,與二極管電路比較，利用兩管的平衡抵消原理，差分對(duì)管的輸出電流中減少了直流分量與 p 為偶數(shù)的眾多組合分量,

23、當(dāng) x1 很大(x1 10 ，即 V1m 260 mV)時(shí)， 趨于周期性方波，如圖 4-2-5(a)，可近似用圖 4-2-5(b)雙向開關(guān)函數(shù) K2(1t) 表示，即,圖 4-2-2單向開關(guān)函數(shù),圖 4-2-5(a) x 10 時(shí)雙曲正切函數(shù)的波形 (b)雙向開關(guān)函數(shù),令 x1 = V1m/VT ，有,式中，是 (2n - 1) 次諧波分量的分解系數(shù)。不同 x1 值時(shí)，1(x1)、3(x1)、5(x1) 的值列于教科書的表 4-2-1 中,所以，相應(yīng)的傅里葉級(jí)數(shù)為,比較二極管電路,優(yōu)點(diǎn)：雙差分對(duì)電路無直流分量，幅度加倍,小結(jié)：非線性器件構(gòu)成相乘器電路的兩種模式,v1 和 v2 直接相乘。必須采

24、取平衡、反饋等措施消除無用的高階相乘項(xiàng)，并擴(kuò)展兩輸入信號(hào)電壓的動(dòng)態(tài)范圍,應(yīng)用于頻譜搬移電路，信號(hào)處理電路。例：對(duì)數(shù)-反對(duì)數(shù)相乘器、雙差分對(duì)模擬相乘器,將 v2 與經(jīng)非線性變換的 v1 相乘。用于頻譜搬移電路，例：雙差分對(duì)平衡調(diào)制器，大動(dòng)態(tài)范圍平衡調(diào)制器，二極管環(huán)形混頻器,4.2.2雙差分對(duì)平衡調(diào)制器和模擬相乘器,一、雙差分對(duì)平衡調(diào)制器,1)線性時(shí)變器件適宜構(gòu)成頻譜搬移電路的原因,線性時(shí)變器件輸出電流中存在眾多組合頻率分量，但無用分量均遠(yuǎn)離有用分量，易于濾波,2)兩種非線器件實(shí)現(xiàn)線性時(shí)變工作比較,1. 電路的組成,圖 4-2-6,三個(gè)差分對(duì)管：T1、T2 和 T3、T4 分別由 T5、T6 提供

25、偏置電流，組成的差分對(duì)管由電流 I0 提供偏置,v1 交叉地加在 T1、T2 和 T3、T4 的輸入端，v2 加在 T5、T6 的輸入端。 平衡調(diào)制器的輸出電流 i 和 i 由上面兩差分對(duì)輸出電流合成。雙端輸出時(shí)，其值為,i = i- i,其中，(i1 - i2) 為 T1、T2 差分對(duì)的輸出差值電流， (i4 - i3) 是 T3、T4 差分對(duì)的輸出差值電流，它們分別為,故,其中，i5 - i6 是 T5、T6 對(duì)管的輸出差值電流，其值為,所以(4-2-23,此式表明，雙差分對(duì)平衡調(diào)制器 僅提供了兩個(gè)非線性函數(shù)(雙曲正切)相乘的特性，不能實(shí)現(xiàn) v1 和 v2 的相乘運(yùn)算,2 工作特性,1)若

26、 |v1| 26 mV， |v2| 26 mV,當(dāng) v 26 mV 時(shí)， 0.5,實(shí)現(xiàn)了 v1 和 v2 的相乘運(yùn)算,2)v1 為任意值，|v2| 26 mV,設(shè) v1 = V1mcosIt ，將展開，利用(4-2-15)式,可見，線性時(shí)變工作時(shí)，利用差分對(duì)管平衡抵消原理，進(jìn)一步抵消了q 1，p 為偶數(shù)的眾多組合頻率分量,3)|v1| 260 mV ，|v2| 26 mV,當(dāng) v1 = V1mcosIt，V1m 260 mV，即 x1 10 時(shí),實(shí)現(xiàn)開關(guān)工作,3 擴(kuò)展 v2 的動(dòng)態(tài)范圍,上述三種工作特性，均要求 v2 為小值，使其應(yīng)用范圍受限。實(shí)際電路常采用負(fù)反饋技術(shù)以擴(kuò)展 v2 的動(dòng)態(tài)范圍,

27、1)電路,T5、T6。管發(fā)射極之間接入負(fù)反饋電阻 RE,為了便于集成化，將電流源 I0 分割成兩個(gè) I0/2 的電流源,圖 4-2-7,2)原理,根據(jù),限制 x 值，滿足|x|= |2ie / I0| 0.5(1 x 1,則 x 的三次方及其以上各次方項(xiàng)可以忽略,例如：已知 I0 = 1 mA ，RE = 1k 則 v2 的最大動(dòng)態(tài)范圍為( -276 mV，276 mV)比不加時(shí)，擴(kuò)大了 10 倍以上,4XFC1596 集成平衡調(diào)制器,圖 4-2-8XFC1596 的內(nèi)部電路及由它構(gòu)成的雙邊帶調(diào)制電路,擴(kuò)展 v 動(dòng)態(tài)范圍,可擴(kuò)展 v 動(dòng)態(tài)范圍的雙差分對(duì)平衡調(diào)制器,恒流源,負(fù)載電阻,載波,調(diào)制,

28、平衡電位器，確保 v = 0 時(shí) i = 0,T7T8 偏置電阻,T5T6 偏置電阻,T1T2 偏置電阻,為 T5、T6 管的發(fā)射極結(jié)電阻，通常足 RE 2re，則,4-2-31,故，由式(4-2-21)，平衡調(diào)制器的輸出差值電流為,根據(jù)式(4-2-30)|2ie / I0| 0.5 和式(4-2-31) ， v2 允許的最大動(dòng)態(tài)范圍 0.5,二、雙差分對(duì)模擬相乘器,1 電路組成原理,圖 4-2-10模擬相乘器原理電路,1)組成,T1 T6 ：可擴(kuò)展 v2動(dòng)態(tài)范圍的雙差分對(duì)平衡調(diào)制器,T7 T10 ：補(bǔ)償電路，可擴(kuò)展 v1 的動(dòng)態(tài)范圍,2)原理,T7、T8 是將基極-集電極短接的差分對(duì)管，它的

29、輸出差值電流為,同時(shí)， vAB = vBE7+ vBE2 = vBE8+ vBE1,所以 vBE7 -vBE8= vBE1-vBE2,vAC = vBE7+ vBE3 = vBE8+ vBE4,所以 vBE7 - vBE8 = vBE4 - vBE3= vBE1 - vBE2,因而，T1、T2 和 T3、T4 兩差分對(duì)管的輸出差值電流分別為,因而雙差分對(duì)管的雙端輸出差值電流,i = i - i=(i1 + i3) - (i2 + i4) = (i1 - i2) - (i4 - i3),可見，T7、T8 和 T1 T4 共同構(gòu)成兩個(gè)差值電流 (i5 - i6) 和 (i7 - i8) 相乘電路，

30、現(xiàn)設(shè)法轉(zhuǎn)為兩電壓相乘,T5、T6、RE2(T9、T10、RE1 )：電壓-電流線性變換電路 作用：將輸入電壓v2 (v1) 線性地變換為輸出差值電流,由(4-2-31)式,限定條件,忽略 T1 T4 的基極電流，則 i9 - i10 i7 - i8,當(dāng)相乘器兩輸出端接直流負(fù)載電阻 RC 時(shí)，輸出差值電壓,vO = (i- i)RC= iRC,式中，AM 為相乘器的增益,2集成模擬相乘器 BG314,圖 4-2-12(a)集成模擬相乘器的內(nèi)部電路,雙差分對(duì)模擬相乘器， 實(shí)現(xiàn)電流相乘,外接阻擴(kuò)展 v2 動(dòng)圍,恒流源，提供偏置,V-I 線性變換器,外接阻擴(kuò)展 v1 動(dòng)圍,4.2.3大動(dòng)態(tài)范圍平衡調(diào)制

31、器 AD630,圖 4-2-13AD630 組成方框,AD630：用兩只增益相同的同相和反相放大器交替工作而構(gòu)成的平衡調(diào)制器,優(yōu)點(diǎn)：可擴(kuò)展 v2 的動(dòng)態(tài)范圍(高達(dá) 100 dB,一、組成原理,v2 接法,S 接 1， A1 和 A3 級(jí)聯(lián)，為反相放大器，增益；Avf1= -Rf/R1； S 接 2， A2 和 A3 級(jí)聯(lián)，為同相放大器，增益 Avf2 = 1 + Rf/R2 。 令增益相等，1 + Rf /R2 = Rf /R1 R1= Rf /R2,圖 4-2-13AD630 組成方框,開關(guān) S 受比較器 C 的控制，而比較器的輸出電平則由輸入電壓 v1 控制,設(shè) v1 = Vlmcos1t

32、，正 半周時(shí) S 接 2 端；負(fù)半周 接 1 端，因而合成的輸出 電壓 vO 可表示為,構(gòu)成工作在開關(guān)狀態(tài)的平衡調(diào)制器,4.2.4二極管雙平衡混頻器,二極管雙平衡混頻器是另一類工作在開關(guān)狀態(tài)的相乘組件，可構(gòu)成性能優(yōu)良的混頻器,一、電路組成,圖 4-2-15(a)二極管平衡混頻器組成電路,三端口： R輸入口，vS = Vsmcosct； L本振口， vL = VLmcosLt； I輸出口，RL 為負(fù)載電阻，取出中頻信號(hào)。 Tr1、Tr2：寬頻帶變壓器，中心抽頭，一次、二次繞組匝數(shù)比為 1 : 1,D1 D4 四只二極管。若 VLm Vsm，則各二極管均工作在受 vL 控制的開關(guān)狀態(tài),圖 4-2-

33、15(a)二極管平衡混頻器組成電路,二、工作原理,vL 正半周，D2、D3 導(dǎo)通，D1、D4 截止,由等效電路，上、下兩回路的方程為,1) (2,式(1)-式(2)，消去 vL,vL 負(fù)半周，D2、D3 截止，D1、D4 導(dǎo)通,同理可求 vL 負(fù)半周時(shí)的情況開關(guān)函數(shù)為 K1(Lt -,K1(Lt -,所以，通過 RL 的總電流為,K1(Lt - ) - K1(Lt,K2(Lt,正負(fù)半周電流方向不同，所以有負(fù)號(hào),所以，雙平衡混頻器輸出電流中僅包含 (pL c) 的組合頻率分量(p 為奇數(shù))，抵消了L、c 和 p 為偶數(shù)，q 1 的眾多頻率組合。若令 I = L - c 則通過的中頻電流為,iI

34、= cos(L - c)t,三、混頻損耗,定義：在最大功率傳輸條件下，輸入信號(hào)功率 PS 對(duì)輸出中頻功率 PI 的比值，其單位用分貝表示。分貝數(shù)越大，混頻損耗越大輸出中頻信號(hào)的能力越差,考慮變壓器和二極管損耗，Lc 約為 6 8 dB；工作頻率增高時(shí)，結(jié)電容和變壓器分布參數(shù)的影響，Lc 將相應(yīng)增大,工作條件：本振口功率足夠大(二極管開關(guān)工作)，而輸入口功率必須遠(yuǎn)小于本振功率。否則 Lc 均將增大,若用作雙邊帶調(diào)制電路，由于變壓器的低頻響應(yīng)差，則,I 端：調(diào)制信號(hào) v 。 R 端：載波信號(hào) vc 。 L 端：雙邊帶信號(hào)輸出,第 4 章振幅調(diào)制、解調(diào)與混頻電路,4.3混頻電路,4.3.1通信接收機(jī)

35、中的混頻電路,4.3.2三極管混頻電路,4.3.3混頻失真,4.3混頻電路,混 頻,地位：超外差接收機(jī)的重要組成部分,作用：將天線上感生的輸入高頻信號(hào)變換為固定的中頻信號(hào),重要性：靠近天線，直接影響接收音機(jī)的性能,種類,一般接收機(jī)中：三極管混頻器,高質(zhì)量通信接收機(jī)：二極管環(huán)形混頻器、雙差分對(duì)平衡調(diào)制器混頻器,4.3.1通信接收機(jī)中的混頻電路,一、主要性能指標(biāo),1混頻增益,定義：混頻器的輸出中頻信號(hào)電壓 Vi(或功率PI)對(duì)輸入信號(hào)電壓 Vs(或功率 PS)的比值，用分貝表示(與混頻損耗 Lc 類似,或,2噪聲系數(shù),定義：輸入信號(hào)噪聲功率比 (PS/Pn)i 對(duì)輸出中頻信號(hào)噪聲功率比 (PI/P

36、n)o 的比值，即,接收機(jī)的噪聲系數(shù)主要取決于它的前端電路，若無高頻放大器，主要由混頻電路決定,31 dB 壓縮電平(PI1dB,圖 4-3-11 dB 壓縮電平,當(dāng) PS 較小時(shí)， PI 隨 PS 線性增大，混頻增益為定值,當(dāng) PS 較大時(shí)， PI 隨 PS 增大趨于緩慢,定義：比線性增長(zhǎng)低 1 dB 時(shí)所對(duì)應(yīng)的輸出中頻功率電平，稱 1dB 壓縮電平，用 PI1dB 表示,意義：PI1dB 所對(duì)應(yīng)的 PS 是混頻器動(dòng)態(tài)范圍的上限電平,4混頻失真,來源,接收機(jī)輸入端存在的干擾信號(hào),混頻器件非線性，使輸出電流包含眾多無用組合頻率分量，若某些靠近中頻，則中頻濾波器無法將它們?yōu)V除，疊加在有用中頻信號(hào)

37、上，引起的失真稱為混頻失真,5隔離度,混頻器各端口之間在理論上應(yīng)相互隔離，確保任一端口上的功率不會(huì)竄到其他端口上,實(shí)際上，總有極少量功率在各端口之間竄通,定義：本端口功率與其竄通到另一端口的功率之比(用分貝表示,意義：用來評(píng)價(jià)竄通大小的性能指標(biāo),危害：在接收機(jī)中，本振端口功率向輸入端口的竄通危害最大。為保證混頻性能，加在本振端口的本振功率都比較大，當(dāng)它竄通到輸入信號(hào)端口時(shí)，就會(huì)通過輸入信號(hào)回路回到天線上，產(chǎn)生本振功率的反向輻射，嚴(yán)重干擾鄰近接收機(jī),二、二極管環(huán)形混頻器和雙差分對(duì)混頻器,高性能接收機(jī) 混頻器種類,1二極管環(huán)形混頻器,已有系列產(chǎn)品，以二極管開關(guān)工作所需本振功率電平的高低分類： Le

38、vel7、Level17、Level23 ，所需的本振功率分別為 7 dBm(5 mW)，17 dBm(50 mW)，23 dBm(200 mW,本振功率電平越高，相應(yīng)的 1 dB 壓縮電平也就越高，混頻器的動(dòng)態(tài)范圍就越大,優(yōu)點(diǎn)：頻帶寬、噪聲低、混頻失真小、動(dòng)態(tài)范圍大,缺點(diǎn)：無混頻增益、端口間的隔離度較低,2雙差分對(duì)平衡混頻器(AD831,圖 4-3-2AD831 的內(nèi)部組成及構(gòu)成混頻器的外接電路,組成：雙差分對(duì)平衡調(diào)制器、輸出低噪聲放大器、本振驅(qū)動(dòng),特點(diǎn)：工作頻率達(dá) 500 MHz 以上；混頻增益高；輸入端只需電壓激勵(lì)，不需匹配網(wǎng)絡(luò)，使用方便；設(shè)有本振驅(qū)動(dòng)放大器，為保證開關(guān)工作所需的本振功率

39、小；且端口間隔離度高。反向輻射小,缺點(diǎn)：噪聲系數(shù)較大，動(dòng)態(tài)范圍小,4.3.2三極管混頻電路,一、作用原理,1原理電路,圖 4-3-3三極管混頻器,L1C1 ： 輸入信號(hào)回路，調(diào)諧在 fc,L2C2 ：輸出中頻回路，調(diào)諧在 fI,本振電壓 vL = VLmcosLt 接在基極回路中，VBB0 為基極靜態(tài)偏置電壓,vBE = VBB0 + vL + vS,2工作原理,將 VBB0 + vL 作為T的等效基極偏置電壓，用 vBB(t) 表示，稱為時(shí)變基極偏置電壓，當(dāng)輸入信號(hào)電壓 vS = Vsmcosct 很小，滿足線性時(shí)變條件時(shí)，三極管集電極電流為,iC f(vBE) IC0(vL) + gm(v

40、L) vS,iC f(vBE) IC0(vL) + gm(vL) vS,在時(shí)變偏壓作用下，gm(vL) 的傅里葉級(jí)數(shù)展開式為,gm(vL) = gm(t) = g0 + gm1cosLt + gm2cos2Lt +,其中，基波分量 gm1cosLt 與輸入信號(hào)電壓 vS 相乘,gm1cosLt Vsmcosct = gm1Vsmcos(L - c)t + cos(L + c)t,令 I = L - c，得中頻電流分量為,iI = IImcosIt,其中,稱為混頻跨導(dǎo)，定義為輸出中頻電流幅值 IIm 對(duì)輸入信號(hào)電壓幅值 Vsm 之比，其值等于 gm(t) 中基波分量幅度 gm1 的一半,若設(shè)中頻

41、回路的諧振電阻為 Re ，則所需的中頻輸出電壓 vI = - iIRe ，相應(yīng)的混頻增益為,AC= = - gmc Re,3 gmc 與 VLm 和VBB0 關(guān)系,在滿足線性時(shí)變條件下，三極管混頻電路的混頻增益與混頻跨導(dǎo) gmc 成正比。而 gmc 又與 VLm 和靜態(tài)偏置有關(guān),三極管的轉(zhuǎn)移特性曲性 iC-vBE ，它的各點(diǎn)斜率的連線即為跨導(dǎo)特性 gm(vBE) 。在 vBE = VBB(t) 的作用下，便可畫出 gm(t) 波形,圖 4-3-4gmc(t) 的圖解分析,可見，VBB0 一定，VLm 由小增大時(shí)， gmc 也相應(yīng)地增大，直到 gm(t) 趨近方波時(shí)，相應(yīng)的 gmc 便達(dá)到最大值

42、,實(shí)際三極管混頻電路采用分壓式偏置電路，當(dāng) VLm 增大到一定值后，由于特性的非線性，產(chǎn)生自給偏置效應(yīng)，基極偏置電壓將自靜態(tài)值 VBB0 向截止方向移動(dòng)，因而相應(yīng)的 gmc 也就比上述恒定偏置時(shí)小,圖 4-3-5 gmc隨 VLm 變化的特性,結(jié)果使 gmc 隨 VLm 的變化如圖 4-3-5 實(shí)線所示?？梢姡鄳?yīng)于某一 VLm 值，gmc 和相應(yīng)的混頻增益達(dá)到最大值,實(shí)驗(yàn)指出，在中波廣播收音機(jī)中，這個(gè)最佳的 VLm 約為 20 200 mV。反之，當(dāng) VLm 一定時(shí)，改變 VBB0(或 IEQ) 時(shí)，gmc 也會(huì)相應(yīng)變化。實(shí)驗(yàn)指出，IEQ 在 0.2 1 mA 時(shí)，gmc 近似不變，并接近最

43、大值,二、電路,電路組成、工作原理、元件作用,電感三點(diǎn)式電路。本振電壓輸出由耦合線圈 Le 加到 T1 管的發(fā)射極上,天線上感生的信號(hào)電壓通過耦合線圈 La 加到輸入信號(hào)回路，再通過耦合線圈 Lb 加到 T1 管的基極上,La 和 Lb 的值較小，對(duì)輸入信號(hào)，本振回路嚴(yán)重失諧；對(duì)本振頻率而言，輸入信號(hào)回路嚴(yán)重失諧，避免反向輻射,4.3.3混頻失真,混頻利用了器件特性的非線性，而器件的非線性又是混頻器產(chǎn)生各種干擾的根源,一、干擾哨聲和寄生通道干擾,1干擾哨聲(組合頻率干擾,1)產(chǎn)生,混頻器輸入有用信號(hào)時(shí)，混頻器件輸出電流將出現(xiàn)眾多組頻率分量,fp,q =| pfL qfc ,猶如混頻器中存在著無

44、數(shù)個(gè)變換通道，其中只有 p = q = 1 的通道是有用的，它可以將輸入信號(hào)頻率變換為所需的中頻，而其余大量的變換通道無用甚至有害。例如,fs = 931 kHz， fI = 465 kHz， fL = fs + fI = 1 396 kHz,當(dāng) fs 與 fL 混合后，輸出可能存在 2fs - fL = (2 931 - 1 396)kHz = 466 kHz 的組合頻率，與 465 kHz 一起送到檢波器，產(chǎn)生差拍現(xiàn)象，在揚(yáng)聲器聽到 1 kHz 的哨叫,聽到的聲音：哨叫干擾哨聲,干擾的原因：組合頻率干擾,顯然，產(chǎn)生哨叫的條件：| pfL qfc | = fI F,式中：F 為音頻 可分解為

45、四個(gè)關(guān)系式,合并前兩式，得產(chǎn)生干擾哨聲的輸入有用信號(hào)頻率 fc 為,fI F，上式可簡(jiǎn)化為,2)減小干擾哨聲的辦法,組合頻率分量電流振幅隨 (p + q) 的增加而迅速減小，因而，只有對(duì)應(yīng)于 p 和 q 為較小值的輸入有用信號(hào)才會(huì)產(chǎn)生明顯的干擾哨聲，將產(chǎn)生最強(qiáng)干擾哨聲的信號(hào)頻率移到接收頻段之外，就可大大減小干擾哨聲的有害影響,例如，由 ，當(dāng) p = 0，q = 1 時(shí)干擾哨聲強(qiáng)， 相應(yīng)輸入信號(hào)頻率接近于中頻，即 fc fI，因此，將接收機(jī)的中頻選在接收頻段以外，避免這個(gè)最強(qiáng)的干擾哨聲。例如，中頻接收機(jī)，fI 規(guī)定為 465 kHz。(中波：535 1 605 kHz,2寄生通道干擾(副波道干擾

46、,1)產(chǎn)生,非接收頻率的干擾臺(tái)串入接收機(jī)所造成的干擾。 當(dāng)干擾臺(tái)的頻率 fM 與本振頻率 fL 滿足, pfL qfM | = fI(4-3-8,時(shí)，干擾信號(hào)就將其頻率 fM 變換為 fI，順利地通過中頻放大器，造成干擾(收音機(jī)聽到干擾信號(hào))。這種干擾稱為寄生通道干擾,受 fL - fc = fI 的限制，式(4-3-8) 中只有下兩式成立,pfL - qfM = fI ，qfM - pfL = fI,合并，得形成寄生通道干擾的干擾信號(hào)頻率為,4-3-9,寄生通道干擾的兩種最強(qiáng)情況,中頻干擾(p = 0，q = 1,fM = fI ，故稱中頻干擾。這時(shí)，混頻器起到中頻放大器的作用，具有比有用信

47、號(hào)更強(qiáng)的傳輸能力,鏡像干擾(p = 1，q = 1,fK = fL + fI = fc + 2fI ，這時(shí)，干擾信號(hào) fK 在混頻器中與 本振信號(hào) fL混頻后，其差頻接近中頻，與中頻進(jìn)行差拍檢波，出現(xiàn)哨叫,若將 fL 想象為一面鏡子，則 fK 就是 fc 的鏡像，故稱鏡像干擾,2)解決辦法,中頻干擾：與消除干擾哨聲一樣， 中頻應(yīng)選在接收頻段以外，遠(yuǎn)離接收段,鏡像干擾： fK - fc = 2fI ，可以采用兩種措施：高中頻方案、二次混頻,3高中頻方案,中頻的兩種選擇方案,低中頻方案， fI f,高中頻方案， fI f,4二次混頻,優(yōu)點(diǎn)：fI 低，中頻放大器易實(shí)現(xiàn)高增益和高選擇性,如在短波接收機(jī)

48、中，接收頻段為 2 30 MHz，中頻選在 70 MHz 附近。由于中頻很高，鏡像干擾頻率遠(yuǎn)高于有用信號(hào)頻率，混頻的濾波電路很容易將它濾除,圖 4-3-10二次混頻接收機(jī)組成方框圖,近代數(shù)字移動(dòng)通信接收機(jī)，第一中頻很高，為 240 MHz ，可以在一混頻前將鏡像頻率干擾有效地濾除,二、交調(diào)失真和互調(diào)失真,交調(diào)失真和互調(diào)失真會(huì)在混頻器、高頻和中頻放大器中產(chǎn)生，現(xiàn)以混頻器為例討論,1交調(diào)失真,若接收機(jī)前端電路選擇性不好，使有用信號(hào) vS 和干擾信號(hào) vM 同時(shí)串入混頻器輸入端，且二者皆為調(diào)幅波，則通過混頻器的非線性作用，將產(chǎn)生交叉調(diào)制失真,現(xiàn)象：不僅可聽到有用信號(hào)，同時(shí)也聽到干擾信號(hào)。當(dāng)接收機(jī)對(duì)有

49、用信號(hào)失諧時(shí)，干擾信號(hào)也隨之消失。如同干擾臺(tái)調(diào)制信號(hào)調(diào)制在有用信號(hào)頻率上，故稱交叉調(diào)制干擾,原因：混頻器件非線性的高次方項(xiàng)引起的，且與干擾信號(hào)電壓振幅的平方成正比,設(shè)混頻器件在靜態(tài)工作點(diǎn)上展開的伏安特性為,i = f (v) = a0 + a1v + a2v2 + a3v3 + a4v4 +,其中,v = vL + vS + vM = VLmcosLt + Vsmcosct + VMmcosMt,代入上式可知，v 的二次方項(xiàng)(展開式中的 2a1vLvS)、四次方項(xiàng)(展開式中的 4a4 vS + 4a4vL + 12a4vLvS )及更高偶次方項(xiàng)均會(huì)產(chǎn)生中頻電流分量。其中 12a4vLvS 產(chǎn)生

50、的中頻電流分量振幅為 3a4vLmvSm ，其值與 VMm 有關(guān),表明該電流分量振幅中含有干擾信號(hào)的包絡(luò)變化，這種失真是將干擾信號(hào)的包絡(luò)交叉地轉(zhuǎn)移到輸出中頻信號(hào)上去的一種非線性失真，故稱為交叉調(diào)制失真,2互調(diào)失真,當(dāng)混頻器輸入端同時(shí)作用著兩個(gè)干擾信號(hào) vM1 和 vM2 時(shí)，混頻器還可能產(chǎn)生互調(diào)失真,令v = vL + vS + vM1+ vM2,VLmcosLt + Vsmcosct + VM1mcosM1t + VM2mcosM2t,則 i 中將包含的組合頻率分量,fp,q,r,s,其中，除了 fL - fc = fI (p = q = 1，r = s = 0)的有用中頻分量外，還可能在著

51、某些特定的 r 和 s 值上存在著,的寄生中頻分量，引起混頻器輸出中頻信號(hào)失真。這種失真由兩個(gè)干擾信號(hào)互相調(diào)制產(chǎn)生的，故稱互調(diào)失真,當(dāng) VM1m 和 VM2m一定時(shí)，r 和 s 值越小，相應(yīng)產(chǎn)生的寄生中頻電流分量振幅就越大，互調(diào)失真也就越嚴(yán)重。其中，若兩個(gè)干擾信號(hào)的頻率 fM1、fM2 十分靠近有用信號(hào)頻率，則在 r 和 s 為小值時(shí)(r = 1，s = 2 或 r = 2，s = 1)的組合頻率分量的頻率有可能趨近于 fI，即,fL - (2fM1- fM2) fI 或 fL - (2fM2- fM1) fI,亦即2fM1 - fM2 fc或2fM2 - fM1 fc,因而這種互調(diào)失真最嚴(yán)重

52、。由于 r + s = 3 ，故將這種失真稱為三階互調(diào)失真，它是由 v 四次方項(xiàng)中的 12a4vL vM2 或 12a4vLvM1 產(chǎn)生的。當(dāng)VM1m = VM2m = VMm時(shí)，它們的 幅度均為,3三階互調(diào)失真截點(diǎn),三階互調(diào)失真的干擾信號(hào)頻率十分靠近有用信號(hào)頻率，混頻前濾波器不能有效濾除，與交調(diào)失真和其他非線性失真比較，三階互調(diào)失真的危害最嚴(yán)重，往往將允許的最大三階互調(diào)失真作為混頻器的重要性能指標(biāo)，且將其對(duì)應(yīng)的最大輸入干擾強(qiáng)度作為動(dòng)態(tài)范圍的上限,設(shè)有用輸入信號(hào)產(chǎn)生的中頻電流分量幅值為,由伏安特性的二次方項(xiàng)產(chǎn)生)，與 Vsm 成正比，三階互調(diào)失真分量的幅度與輸入干擾信號(hào)幅度 VMm 的三次方成

53、正比,若用分貝表示，則輸出中頻功率分貝數(shù)與輸入信號(hào)功率分貝數(shù)呈線性關(guān)系(增加 10 dB，相應(yīng)的也增加 10 dB)，直到 1 dB 壓縮點(diǎn)，以后就趨于平坦,圖 4-3-11PI1dB 和 PM3 的含義,實(shí)踐表明， PIM3 大體上比 PI1dB 高 10 15 dBm，若廠 家提供 1 dB 壓縮電平，就可按上述確定 PIM3,PIM3 是混頻器的重要性能指標(biāo)，根據(jù) PIM3 可估計(jì)某一輸入干擾電平所對(duì)應(yīng)的輸出三階互調(diào)失真電平,而輸出三階互調(diào)功率分貝數(shù)與輸入干擾功率分貝數(shù)成三倍的關(guān)系(增加 10 dB，相應(yīng)的增加 30 dB)，即斜率為前一特性斜率的三倍。通常將中頻功率延長(zhǎng)線與三階互調(diào)失真

54、功率線的交點(diǎn)稱為三階互調(diào)截點(diǎn)，相應(yīng)的互調(diào)失真功率用 PIM3 表示,圖 4-3-12例題特性,例：某一混頻器，已知 PI1dB = 10 dBm，對(duì)應(yīng)的輸入信號(hào)功率為 0 dBm，試求兩個(gè)輸入干擾電平均為 20 dBm時(shí)的輸出三階互調(diào)失真電平,解：已知 PI1dB ，因而 PIM3 = PI1dB + (10 15) dBm = (20 25)dBm，現(xiàn)取 25 dBm,先畫出PI線，過(0,10)，斜率為 1,再畫出 PIM 線，在 PI 線上定 PIM3 ，斜率為 3,當(dāng) PM = - 20 dBm(即 PM 自 15 dBm下降 35 dBm)時(shí)，相應(yīng)的 PIM 自 PIM3 25 dB

55、m下降到 80 dBm ，下降了 105 dBm,作用到混頻器上的本振信號(hào)、有用信號(hào)、干擾信號(hào)等，它們之間任意兩者都可能產(chǎn)生組合頻率，形成干擾。不同原因產(chǎn)生的干擾在接收機(jī)中有特定的名稱，如下圖所示,fs,干擾哨聲-組合頻率,fL,寄生通道,fM1,交叉調(diào)制,互相調(diào)制,fM2,抑制干擾的措施,1提高混頻器前端電路的選擇性,例如：中頻干擾，加中頻陷波器,2適當(dāng)選擇中頻頻率,將中頻選在接收頻段之外,采用高中頻方案，使鏡像干擾頻率遠(yuǎn)離有用信號(hào)頻率,3合理選擇混頻器工作點(diǎn),將 Q 點(diǎn)設(shè)置在混頻器件特性的二次方區(qū)域，盡量減少三次方項(xiàng)或更高次項(xiàng)所引起的交叉調(diào)制干擾,盡量采用組合頻率分量少的混頻電路與器件：模

56、擬相乘器、二極管平衡混頻器等，具有輸出組合頻率分量數(shù)量少的特點(diǎn),第 4 章振幅調(diào)制、解調(diào)與混頻電路,4.4振幅調(diào)制與解調(diào)電路,4.4.1振幅調(diào)制電路,4.4.2二極管包絡(luò)檢波電路,4.4.3同步檢波電路,4.4.1振幅調(diào)制電路,地位：無線電發(fā)射機(jī)的重要組成部分,高電平調(diào)制：調(diào)制置于發(fā)射機(jī)的末端，產(chǎn)生大功率的已調(diào)信號(hào),低電平調(diào)制：調(diào)制置于發(fā)射機(jī)的前端，產(chǎn)生小功率的已調(diào)信號(hào)，再通過多級(jí)線性功率放大器放大,一、高電平調(diào)幅電路,1優(yōu)點(diǎn),可不必采用效率較低的線性功率放大器，使發(fā)射機(jī)整機(jī)效率高,2要求,要達(dá)到所需調(diào)制線性,高效率地輸出足夠大的已調(diào)信號(hào)功率,3電路,多采用高效率的丙類諧振功放，包括,集電極調(diào)

57、幅電路：根據(jù)諧振功率放大器的集電極調(diào)制特性，調(diào)制信號(hào)加到集電極上,基極調(diào)幅電路：根據(jù)諧振功率放大器的基極調(diào)制特性，調(diào)制信號(hào)加到基極上,復(fù)合調(diào)幅電路：將調(diào)制信號(hào)同時(shí)加到集電極和基極上，以提高調(diào)制線性,二、低電平調(diào)制電路,1用途,主要用來實(shí)現(xiàn)雙邊帶和單邊帶調(diào)制,2要求,調(diào)制線性好，載波抑制能力強(qiáng)，功率和效率的要求是次要的,載波抑制能力的強(qiáng)弱可用載漏(輸出泄漏的載波分量低于邊帶分量的分貝數(shù))表示，分貝數(shù)越大，載漏就越小,3. 種類,前介紹的各種相乘器均可構(gòu)成性能優(yōu)良的平衡調(diào)制器，例如 1596、AD630 平衡調(diào)制器等,實(shí)用的低電平調(diào)制電路不再討論。僅討論以下內(nèi)容,4采用濾波法的單邊帶發(fā)射機(jī),1)原

58、理,采用濾波法的技術(shù)難度與載波頻率的高低密切相關(guān)。例如，假設(shè)調(diào)制信號(hào)的最低頻率為 100 Hz，若,載波頻率為 2 000 kHz ，則雙邊帶調(diào)制信號(hào)的兩個(gè)邊頻分別為 2 000.1 kHz 和 1 999.1 kHz，兩邊頻間隔為 0.2 kHz。取上邊頻，兩邊頻的相對(duì)間隔為(0.2/2 000.1)100% = 0.01,載頻減小為 50 kHz，上、下邊頻間隔仍為 0.2 kHz，則兩邊頻的相對(duì)間隔為 (0.2/50.1) 100% = 0.4,相對(duì)間隔越大，濾波器就越容易實(shí)現(xiàn)。故單邊帶發(fā)射機(jī)在低載波頻率上產(chǎn)生單邊帶信號(hào)，而后用混頻器將載波頻率提升到所需的載波頻率上,2)組成,圖 4-4

59、-3(a)采用濾波法的單邊帶發(fā)射機(jī)組成框圖,圖 4-4-3(b)采用濾波法的單邊帶發(fā)射機(jī)組成框圖,兩混頻器的輸出濾波器很容易取出所需分量，濾除無用分量,在某些單邊帶發(fā)射機(jī)中，為了使接收機(jī)便于產(chǎn)生同步信號(hào)，還發(fā)射低功率的載波信號(hào)，稱為導(dǎo)頻信號(hào)，這個(gè)信號(hào)直接由 100 kHz 的振蕩信號(hào)通過載波抑制器衰減 10 30 dB 后疊加在單邊帶調(diào)制信號(hào)上,4.4.2二極管包絡(luò)檢波電路,普通調(diào)幅波，其載波分量未被抑制掉，可直接利用非線性器件實(shí)現(xiàn)相乘作用，得到所需的解調(diào)電壓，無需另加同步信號(hào)，稱為包絡(luò)檢波器,最常用的檢波器：二極管包絡(luò)檢波器(在集成電路中，主要采用三極管射極包絡(luò)檢波電路,一、工作原理,1電路

60、,圖 4-4-4原理電路,類似二極管整流電路，由二極管 D 和低通濾波器 RLC 相串接構(gòu)成,特點(diǎn)：檢波二極管與負(fù)載 RL 相串聯(lián),2原理,輸入調(diào)幅信號(hào)：vS(t) = Vmc(1 + Macos t)cosct，若其值足夠大，可設(shè)二極管伏安特性用在原點(diǎn)轉(zhuǎn)折的兩段折線逼近,1)D 導(dǎo)通時(shí)，vS 向 C 充電， = RDC,2)D 截止時(shí)，C 向 RL 放電， = RLC,圖 4-4-5檢波電路波形,充放電達(dá)到動(dòng)態(tài)平衡后，輸出電壓便將穩(wěn)定在平均值 vAV 上下按角頻率 c 作鋸齒狀波動(dòng)圖 4-4-5(a,電流 i 為高度按輸入調(diào)幅信號(hào)包絡(luò)變化的窄脈沖序列，如圖 4-4-5(b)所示,圖 4-4-