PSR電源設(shè)計(jì)資料

1、可編輯目前比較流行的低成本、超小占用空間方案設(shè)計(jì)基本都是采用PSR原邊反饋反激式，通過原邊反饋穩(wěn)壓省掉電壓反饋環(huán)路（TL431和光耦）和較低的EMC輻射省掉Y電容，不僅省成本而且省空間，得到很多電源工程師采用。比較是新技術(shù)，目前針對PSR原邊反饋開關(guān)電源方案設(shè)計(jì)的相關(guān)訊息在行業(yè)中欠缺。下面結(jié)合實(shí)際來講講我對PSR原邊反饋開關(guān)電源設(shè)計(jì)的“獨(dú)特”方法以實(shí)際為基礎(chǔ)。要求條件：全電壓輸入，輸出5V/1A，符合能源之星2之標(biāo)準(zhǔn)，符合IEC60950和EN55022安規(guī)及EMC標(biāo)準(zhǔn)。因充電器為了方便攜帶，一般都要求小體積，所以針對5W的開關(guān)電源充電器一般都采用體積較小的EFD-15和EPC13的變壓器，此

2、類變壓器按常規(guī)計(jì)算方式可能會認(rèn)為CORE太小，做不到，如果現(xiàn)在還有人這樣認(rèn)為，那你就OUT了。磁芯以確定，下面就分別講講采用EFD15和EPC13的變壓器設(shè)計(jì)5V/1A 5W的電源變壓器。1. EFD15變壓器設(shè)計(jì) 目前針對小變壓器磁芯，特別是小公司基本都無從得知CORE的B/H曲線，因PSR線路對變壓器漏感有所要求。所以從對變壓器作最小漏感設(shè)計(jì)入手：已知輸出電流為1A，5W功率較小，所以銅線的電流密度選8A/mm2,次級銅線直徑為:SQRT(1/8/3.14)*2=0.4mm,r=I/J-r=I/(J)r=sqrt(1/(8*3.14)=0.1995通過測量或查詢BOBBIN資料可以得知，E

3、FD15的BOBBIN的幅寬為9.2mm。因次級采用三重絕緣線，0.4mm的三重絕緣線實(shí)際直徑為0.6mm.為了減小漏感把次級線圈設(shè)計(jì)為1整層，次級雜數(shù)為：9.2/0.6mm=15.3Ts,取15Ts.因IC內(nèi)部一般內(nèi)置VDS耐壓600650V的MOS，考慮到漏感尖峰，需留50100V的應(yīng)力電壓余量，所以反射電壓需控制在100V以內(nèi)，得：(Vout+VF)*n100,即：n100/（5+1）,n16.6,取n=16.5,得初級匝數(shù)NP=15*16.5=247.5取NP=248，代入上式驗(yàn)證，（Vout+VF）*(NP/NS)100,即(5+1)*(248/15)=99.2100,成立。確定NP

4、=248Ts.假設(shè):初級248Ts在BOBBIN上采用分3層來繞，因多層繞線考慮到出線間隙和次層以上不均勻，需至少留1Ts余量（間隙）。得：初級銅線可用外徑為：9.2/(248/3+1)=0.109mm，對應(yīng)的實(shí)際銅線直徑為0.089mm，太?。ㄐ∮?.1mm不易繞制），不可取。假設(shè):初級248Ts在BOBBIN上采用分4層來繞，初級銅線可用外徑為：9.2/(248/4+1)=0.146mm，對應(yīng)的銅線直徑為0.126mm，實(shí)際可用銅線直徑取0.12mm。IC的VCC電壓下限一般為1012V，考慮到至少留3V余量，取VCC電壓為15V左右，得：NV=Vnv/(Vout+VF)*NS=15/(5

5、+1)*15=37.5Ts,取38Ts.因PSR采用NV線圈穩(wěn)壓，所以NV的漏感也需控制，仍然按整層設(shè)計(jì)，得：NV線徑=9.2/(38+1)=0.235mm,對應(yīng)的銅線直徑為0.215mm，實(shí)際可用銅線直徑取0.2mm。也可采用0.1mm雙線并饒。先上圖： 此線路是采用目前兼容很多國內(nèi)品牌IC的回路，如：OB2535、CR6235PSR線路設(shè)計(jì)需特別注意以下幾處：1. RCD吸收回路，即：R2,C4,D2,R62. Vcc供電和電壓檢測回路,即：D3,R3,R4,R10,C23.輸出回路,即：C3,C7,D5,R11,LED1 下面分別說明以上幾點(diǎn)需注意的地方1. RCD吸收回路，即：R2,C

6、4,D2,R6大家可以看出，此RCD回路比普通的PWM回路的RCD多了一個R6電阻，或許有人會忽略他的作用，但實(shí)際它對產(chǎn)品的穩(wěn)定性起著很大的作用?？聪聢DVDS的波形： 當(dāng)開關(guān)管截止后因漏感引起的振玲會隨漏感的增大而使電壓跌得更低，更低的電壓回復(fù)需要更長的時間，VDS的波形此時和VCC的波形是同步的，PSR檢測電壓是通過IC內(nèi)部延時46uS避開這個振玲來檢測后面相對平滑的電壓，電壓恢復(fù)時間過長導(dǎo)致IC檢測開始時檢測到的是振玲處的電壓，最總導(dǎo)致的結(jié)果是輸出電壓不穩(wěn)定，甚至蕩機(jī)。當(dāng)然也有因變壓器漏感比較小，無此電阻也可以正常工作，但一致性較難控制。此電阻的取值與RCD回路和EMC噪音有關(guān)，一般建議取

7、值為150510R,推薦使用220330R，D2建議使用恢復(fù)時間較慢的1N4007具體可根據(jù)漏感結(jié)合RCD來調(diào)試。 2. Vcc供電和電壓檢測回路,即：D3,R3,R4,R10,C2R4與R10的取值是根據(jù)IC的VFB來計(jì)算的。但阻值取值對一般USB直接輸出的產(chǎn)品來說，以IFB=0.5mA左右來計(jì)算。若為帶線式產(chǎn)品，因考慮到線損帶來的負(fù)載調(diào)整率差，可保持VFB電壓不變，同時增大R4和R10的阻值，減小IFB的電流，具體IFB的電流取值需根據(jù)輸出線材的壓降來調(diào)試，如設(shè)計(jì)為5V/1A的產(chǎn)品，假設(shè)輸出空載為5.10V，調(diào)試的最佳狀態(tài)是負(fù)載0.5A時，輸出電壓達(dá)到最低值，如4.90V，再增加負(fù)載，電壓

8、會因IC內(nèi)部補(bǔ)償功能喚醒使輸出電壓回升，當(dāng)負(fù)載達(dá)到1.0A時，輸出電壓回升到5.10V左右。之前有做過一款輸出5V/1A線長3.5米的產(chǎn)品，設(shè)計(jì)時IFB=0.15mA，輸出空載在5.15V左右，負(fù)載0.5A時輸出為4.85V左右，負(fù)載1A時輸出為5.14V左右。聽很多PSR IC的FAE說過，PIN1腳的C5也有此功能，但實(shí)際應(yīng)用效果不明顯。D3應(yīng)該大家都知道要用恢復(fù)時間較快的FR107。R3和C2需取相對較小的值，R3在VCC供電回路鐘有一定的抗沖擊和干擾的作用，但相對PWM線路來講，其取值需相對較小，不大于10R，一般取2.24.7R。C2取值不大于10UF，一般取4.7UF。因?yàn)殡娫撮_啟

9、和負(fù)載切換時，VFB的電壓會因C2的容量增大和R3的限流作用導(dǎo)致拉低，從而使輸出產(chǎn)生電壓尖峰。若更嚴(yán)重得導(dǎo)致PSR延時檢測開啟而VFB電壓仍未建立，輸出的電壓尖峰會更高。 3.輸出回路,即：C3,C7,D5,R11,LED1R11和LED1是輸出的假負(fù)載，為避免IC在空載進(jìn)入間歇模式導(dǎo)致輸出電壓不穩(wěn)定而設(shè)置的。D5的作用是防止回授失效而設(shè)置的過壓保護(hù)，一般取值為6.2V。C3,C7不僅是輸出濾波，而且需有足夠的容量來防止PSR IC在延時檢測未開啟前輸出電壓不受控而過沖。若容量不夠，會導(dǎo)致輸出電壓過沖而被D5鉗位，被D5鉗位到6.2V后會導(dǎo)致反饋線圈的電壓也上升，從而出現(xiàn)輸出電壓持續(xù)在6.2V

10、左右，且有功率損耗，D5會嚴(yán)重發(fā)熱，但不會馬上損壞。曾經(jīng)有人把這個D5去掉了，測試發(fā)現(xiàn)電容容量小導(dǎo)致的過沖現(xiàn)象有，但過沖后的電壓因?yàn)闆]有D5鉗位而正常了，結(jié)果因此我接到了一個200K的訂單。為什么呢？因?yàn)榭蛻舴从痴f用它對IPOD充電時，充了一會，IPOD沒充進(jìn)電，而IPOD的輸入接口發(fā)燙嚴(yán)重，甚至變形。分析原因?yàn)?，產(chǎn)品上的D5取掉了，到IPOD內(nèi)部在輸入接口電源上有一個穩(wěn)壓管并聯(lián)作保護(hù)，就出現(xiàn)了上面的電壓被鉗位的問題C3,C7的取值不僅與其ESR值有關(guān)，也與變壓器漏感和PSR IC延時檢測的時間有關(guān)。目前有PSR IC廠商因其客戶反映變壓器要求過于嚴(yán)格或負(fù)載調(diào)整率差等問題講IC內(nèi)部延時檢測時間

11、加長到9uS,甚至15uS.大家可以想象，通電15uS不檢測，輸出電壓會升到多高?一般都會沖到10多V，甚至20V這個過沖的電壓的電流因?yàn)橛蠽sense的限制，不會很大，可以等效為一個尖峰來處理，最直接有效的方法是加大輸出濾波電壓容量和減小ESR值來吸收它。使用一般的LOW ESR電容，建議使用2顆470UF的并聯(lián)。上圖： 先談?wù)凱CB LAYOUT注意點(diǎn)：大家都知道，EMC對地線走線畢竟有講究，針對PSR的初級地線，可以分為4個地線，如圖中所標(biāo)示的三角地符號。這4個地線需采用“一點(diǎn)接地”的布局。1. C8的地線為電源輸入地。2. R5的地為功率地。3. C2的地為小信號地。4. 變壓器PIN

12、3的地為屏蔽地。這4個地的交接點(diǎn)為C8的負(fù)端，即：輸入電壓經(jīng)整流橋后過C1到C8地，R5和變壓器PIN3的地分別采用單獨(dú)連線直接引致C8負(fù)端相連，連線盡量短；R5地線因考慮到壓降和干擾應(yīng)盡量寬些。C5,R10,U1 PIN7和PIN8地線匯集致C2負(fù)端再連接于C8負(fù)端。若為雙面板，以上4條地線盡量不要采用過孔連接，不得以可以采用多個過孔陣列以減小過孔壓降。以上地線布局恰當(dāng)，產(chǎn)品的共模干擾會很小。因PSR線路負(fù)載時工作在PFM狀態(tài)下的DCM模式，DI/DT的增大和頻率的提升，所以較難處理的是傳導(dǎo)150K5M差模干擾。就依圖從左到右針對有影響EMC的元件進(jìn)行逐個分析。1. 保險絲將保險絲換用保險電

13、阻理論上來講對產(chǎn)品效率是有負(fù)面影響的，但實(shí)際表現(xiàn)并不明顯，所以保險絲可以采用10/1W的保險電阻來降低150K附近的差模干擾，對通過5級能耗并無太大影響，且成本也有所降低。2. C1,L2,C8PSR工作在DCM模式，相對而言其輸入峰值電流會大很多，所以輸入濾波很重要。峰值電流的增大會導(dǎo)致低壓輸入時母線電壓較低，且C8的溫升也會增加；為了提高母線電壓和降低C8的溫升，需提高C1的容量和使用LOW ESR的C1和C8。因?yàn)樘岣逤1的容量后，C1和C8的工作電壓會上升，在輸出功率不變的情況下，輸入的峰值電流就會降低。因L2的作用，實(shí)際表現(xiàn)為增加C1的容量比增加C8的容量抑制EMC會更有效。一般取C

14、1為6.8uF，C8為4.7uF效果較好，若受空間限制，采用8.2u與3.3u也比采用2個2.7u的EMC抑制效果好。L2一般從成本考慮采用色環(huán)電感，因色環(huán)電感的功率有限，電感量太大會嚴(yán)重影響效率，一般取330u2mH,2mH是效率影響開始變得明顯，330u對差模干擾的作用不夠分量，為了使效率影響最低且對差模干擾抑制較佳，建議采用1mH。因?yàn)椤耙稽c(diǎn)接地”的布局匯集點(diǎn)在C8的負(fù)端，在C8負(fù)端輸入電流的方向是經(jīng)過C1和BD1流回輸入端，根據(jù)傳導(dǎo)測試的原理，這樣產(chǎn)生消極影響，所以需在C1與C8的地線上作處理，有空間的可以再中間增加磁珠跳線，空間受限可以采用PCB layout曲線來實(shí)現(xiàn)，雖然效果會弱

15、些，但相比直線連接會改善不少。3. R6,D2,R2,C4RCD吸收對EMC的影響大家都應(yīng)該已經(jīng)了解，這里主要說下R6與D2對EMC的影響。R6的加入和D2采用恢復(fù)時間較慢的1N4007對空間輻射有一定的負(fù)作用，但對傳導(dǎo)有益。所以在整改EMC時此處的修改對空間輻射與傳導(dǎo)的取舍還得引起注意。4. R5R5既為電流檢測點(diǎn)也是限功率設(shè)置點(diǎn)。所以R5的取值會影響峰值電流也會影響OPP保護(hù)點(diǎn)。建議在OPP滿足的情況下盡量取大些。一般不低于2R，建議取2.2R。電源網(wǎng)訊 近兩年由于PSR線路簡單，成本低，所以在充電器，LED驅(qū)動應(yīng)用方面相當(dāng)流行，模擬方式（部分廠家是帶數(shù)字控制的，如IWATT，本貼只針對較

16、流行的DCM模式的模擬方式 的）實(shí)現(xiàn)的PSR工作原理是大同小異的，只是有些參數(shù)定義不一定！但有些廠家只是給出計(jì)算公式，但對恒流方面，沒有真正詳細(xì)的講解！在此我會和廣大網(wǎng)友分享我對此的理解。先談?wù)凜V操作模式，現(xiàn)在大部分芯片都是直接取樣輔助線圈上電壓，由于漏感的原因，在MOS關(guān)斷后，也就是次級二極管導(dǎo)通瞬間，會產(chǎn)生一個尖峰，影響電壓采樣，為了避開個這個尖峰，大部分廠家都是采用延時采樣，也就是在MOS管關(guān)斷一段時間后再來采樣線圈電壓。從而避開漏感尖峰。PI是在高壓開關(guān)關(guān)斷2.5 采樣。這種采樣方式其實(shí)在以前很多芯片上的過壓保護(hù)上也都有應(yīng)用，比如OB2203和UCC28600，NCP1377上都有這

17、樣的應(yīng)用，所以可以得到較高精度的過壓保護(hù)。還有些廠家是在下拉電阻取樣上并一個小容量的電容來實(shí)現(xiàn)。同時建義大家吸收電路使用恢復(fù)時間約只有2us的IN4007再串一個百歐左右的電阻作吸收?？梢詼p小漏感產(chǎn)生的振鈴，從而減小取樣誤差。得到較高采樣精度。次級圈數(shù)固定，輔助繞組固定，取樣精度高。比較器內(nèi)部精度也高，自然可以得到較高的輸出電壓精度。先寫個變壓器的基本公式。Np*Ipk=Ns*Ipks（變壓器次級只有一個繞組Ns）,Np,Ipk,Ns,Ipks分別是初級圈數(shù)，初級峰值電流，次級圈數(shù)，次級峰值電流 . 當(dāng)工作在DCM模式時，輸出電流是次級電流（如圖的三角形）在一個工作周期的平均值，所以Io=(T

18、d/T)*Ipsk/2, 其中 T為工作周期。Np*Ipk=Ns*Ipks 所以Ipks=Np*Ipk /Ns,將Ipks=Np*Ipk /Ns代入Io=(Td/T)*Ipsk/2 ，得到Io=(Td/T)*（Np*Ipk /Ns）/2。可以看出Np,Ns為常數(shù)，只要固定Ipk,和Td/T就可以得到固定的電流輸出。市面上很多IC固定Ipk的方式是限制初級MOS取樣電阻上的峰值電壓，同時為了避免寄生電容在導(dǎo)通時產(chǎn)生的電流尖峰，會加入一段消隱時間。Td/T 是由IC內(nèi)部固定的。OB的是0.5（他是給出TD同頻率的關(guān)系），BYD的1508是直接給來的0.42。仙童的沒有直接給出1317沒直接給出這個

19、值，而是給出了一個計(jì)算初級電流的公式。也是間接告訴了Td/T 。CC時，在不同輸出電壓情況下，工作在PFM模式以保證固定的Td/T而實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定的輸出電流。這就是實(shí)現(xiàn)恒流的基本原理，輸出電壓變化時能保證電流不變。只要保證IC Td/T 的精度，以及初級峰值電流的限流精度就可以得到較高的輸出電流精度。這兩部分基本上取決于IC。取樣電阻保證是沒有問題的。Io=(Td/T)*（Np*Ipk /Ns）/2?？梢钥闯鯪p,Ns為常數(shù)，只要固定Ipk,和Td/T就可以得到固定的電流輸出。CC時，負(fù)載電壓變化會引起頻率的變化，電壓高時頻率高，低時頻率也降低。從而保證穩(wěn)定的輸出電流。后面會分析一下，關(guān)于PSR如何

20、補(bǔ)償電感量變化，以及合理的電感量選擇。電容端變化是有個過程的。在CC模式時，當(dāng)負(fù)載變小的，輸出電壓下降，Td和T會同時增大，但比例不變。因?yàn)镮pk*ton是不變的。因?yàn)閂in和L是不變的。根據(jù)伏秒變衡。Vin*Ton=N*Vo*Td,Vin和Ton是不變的，N為常數(shù)，所以輸出負(fù)載的變化會引起輸出電壓的變化，輸出電壓的變化會引起Td的變化，而Td/T是被IC固定的。所以最終是頻率的變化再講講PSR對電感量補(bǔ)償?shù)脑??？催^PI LN60X實(shí)驗(yàn)視頻的朋友可以看到他們的PSR對電感量有補(bǔ)償。當(dāng)電感量低出設(shè)計(jì)正常值時，達(dá)到同樣的峰值電流需要的時間就短了，t=L*I/V,I在DCM模式時等于峰值電流，而峰

21、值電流是固定的。V就是Vin,為常數(shù)。所以L低會造成t下降，也就是Ton下降。根據(jù)伏秒平衡，Ton*Ipk*Np=Td*Ipks*Ns。Np,Ns為常數(shù)，Ton的下降同樣也造成Td下降。由于Td比上周期T為固定值，Td下降造成T變小，所以頻率就升高了。但是由于有最高頻率的限制。所以設(shè)計(jì)時要注意在最重負(fù)載時，頻率不能工作在最高頻率，這樣電感量的變化將得不到補(bǔ)償。應(yīng)適當(dāng)?shù)陀谧罡吖ぷ黝l率。電感量高出正常值時，結(jié)果當(dāng)然是相反的。Io=(Td/T)*（Np*Ipk /Ns）/2。只要Ipk,Td/T不變，輸出電流也就不變。所以電感量變化引起的是頻率的變化。從公式P=1/2*I*I*L*f也可以看出。I固

22、定，輸出功率不變，L的變化引起的是頻率f的變化。但一定要注意最高工作頻率限制。電源參數(shù)（7*1W LED驅(qū)動）： 輸入 AC 90-264V 輸出：25.8V 0.3A從IC資料上可以看出Td/T=0.5 CS腳限制電壓Vth_oc為0.91V FB基準(zhǔn)為2V，占空比D取0.45 Vin取90V 整流管VF取0.9 最高開關(guān)頻率取50KHZ 變壓器用EE16，AE=19.3mm2 VCC供電繞組電壓取22V（考慮到不同串?dāng)?shù)LED的兼容性VCC繞組電壓取得較高，但通常根據(jù)經(jīng)驗(yàn)，取芯片最大值減去2v） 1、計(jì)算次級峰值電流Ipks：Io=(Td/T)*Ipsk/2Ipks=Io*2/(Td/T)=

23、0.3*2/0.5=1.2A2、計(jì)算反射電壓Vor：根據(jù)伏秒平衡Vin*Ton=Vor*TdVin*Ton/T=Vor*Td/TVin*D=Vor*Td/T90*0.45=Vor*0.5Vor=81V3、計(jì)算匝比NVor=(Vo+Vf)*NN=81/(25.8+0.9)=3.034、計(jì)算初級峰值電流（考慮到初級電流一部分在轉(zhuǎn)換時的損耗，如吸收中的一部分損耗，磁芯損耗，輸出電容損耗，次級銅損）初級電流損耗取輸出電流的7%Ipk=Ipks*(1+7%)/N=1.2*(1+7%)/3.03=0.4245、計(jì)算初級電感量Vin/L=I/t DCM模式時I等于Ipkvin/L=Ipk/(D/f)L=vi

24、n*D/f/Ipk=90*0.45/50K/0.424=1.91mH6、計(jì)算初級圈數(shù)Np,Ns(B取0.3mT)NP=L*I/(AE*B)=1.91*0.424/(19.3*0.3)*103=140TSNS=NP/N=140/3=46.6TS 取47TS時反算47*3.03=142TSNA=NS*VA/(Vo+VF)=47*22/(25.8+0.9)=39TS7、電壓取樣電阻當(dāng)供電繞組電壓取22V時，F(xiàn)B基準(zhǔn)為2V ，上下取樣電阻正好為10比1，取6.8K和68K8、電流檢測電阻RcsRcs=Vth_oc/Ipk=0.91/0.424=2.15 用2.7并11歐電阻9、二極管反壓=Vin_ma

25、x/N+Vo=264*1.41/3.03+25.8=149V 取耐壓200V的SF1410、MOS耐壓及 漏感尖峰取 Vlk75V=Vin_max+Vor+Vlk=373+81+75=529V 考慮到功耗選用2N60。（【 一款小功率PSR電源設(shè)計(jì)過程 】返回前頁輸入 AC 90-264V 輸出：25.8V 0.3A方案采用芯聯(lián)半導(dǎo)體的CL1100(見附件）CL1100_CN 從IC資料上可以看出Td/T=0.5 CS腳限制電壓Vth_oc為0.91V FB基準(zhǔn)為2V占空比D取0.45 Vin取90V 整流管VF取0.9 最高開關(guān)頻率取50KHZ 變壓器用EE16，AE=19.3mm2 VCC

26、供電繞組電壓取22V（考慮到不同串?dāng)?shù)LED的兼容性VCC繞組電壓取得較高，但通常根據(jù)經(jīng)驗(yàn)，取芯片最大值減去2v）1，計(jì)算次級峰值電流Ipks：Io=(Td/T)*Ipsk/2Ipks=Io*2/(Td/T)=0.3*2/0.5=1.2A2，計(jì)算反射電壓Vor：根據(jù)伏秒平衡Vin*Ton=Vor*TdVin*Ton/T=Vor*Td/TVin*D=Vor*Td/T90*0.45=Vor*0.5Vor=81V3,計(jì)算匝比N，Vor=(Vo+Vf)*NN=81/(25.8+0.9)=3.034,計(jì)算初級峰值電流（考慮到初級電流一部分在轉(zhuǎn)換時的損耗，如吸收中的一部分損耗，磁芯損耗，輸出電容損耗，次級銅

27、損）初級電流損耗取輸出電流的7%Ipk=Ipks*(1+7%)/N=1.2*(1+7%)/3.03=0.4245,計(jì)算初級電感量Vin/L=I/t DCM模式時I等于Ipkvin/L=Ipk/(D/f)L=vin*D/f/Ipk=90*0.45/50K/0.424=1.91mH6,計(jì)算初級圈數(shù)Np,Ns(B取0.3mT)NP=L*I/(AE*B)=1.91*0.424/(19.3*0.3)*103=140TSNS=NP/N=140/3=46.6TS 取47TS時反算47*3.03=142TSNA=NS*VA/(Vo+VF)=47*22/(25.8+0.9)=39TS7，電壓取樣電阻當(dāng)供電繞組電

28、壓取22V時，F(xiàn)B基準(zhǔn)為2V ，上下取樣電阻正好為10比1，取6.8K和68K8，電流檢測電阻RcsRcs=Vth_oc/Ipk=0.91/0.424=2.15 用2.7并11歐電阻9，二極管反壓=Vin_max/N+Vo=264*1.41/3.03+25.8=149V 取耐壓200V的SF1410，MOS耐壓及 漏感尖峰取 Vlk75V=Vin_max+Vor+Vlk=373+81+75=529V 考慮到功耗選用2N60.那要看你芯片的FB腳了，一般Vout=Vref*（1+Ra/Rb)Ns/Na,如果只是電壓采樣，正常來比例對就可以，當(dāng)然現(xiàn)在很多IC，F(xiàn)B還有線損補(bǔ)償功能，那阻值就得固定了

29、。怎么根據(jù)線損補(bǔ)償確定阻值呢？我哪個補(bǔ)償系數(shù)是Vcs=-1.1*1000000*Va。閾值是輔助電壓是一般芯片都有說明的，不同的芯片線損補(bǔ)償方式不同，有的通過固有的comp腳加一電容進(jìn)行補(bǔ)償，有的就通過內(nèi)置電流流經(jīng)電阻分壓器在FB腳產(chǎn)生線補(bǔ)，這時芯片有個最大線損補(bǔ)償電流Icomp,再根據(jù)你的用的線，確定線損壓降V（一般充電器0.25-0.3V），V/Vout=0.5*Icomp*(Ra/Rb)*106（某芯片說明），就可以確定Ra和Rb了。從你的規(guī)格書可以看出，線補(bǔ)償Vcs=-1.1*10-6*Vaux/Rfbh，Vaux是反饋繞組電壓（變壓器匝比確定），看你需要補(bǔ)多少電壓了，直接帶進(jìn)去算分壓

30、上電阻Rfbh就出來了，再根據(jù)你的閾值電壓1V，下電阻也就出來了。線電壓補(bǔ)償就是，你的輸出電壓為了能達(dá)到空載與帶載電壓接近，調(diào)整率的問題，這主要看你電源帶多少號線（還有線長）以及你的輸出電流多大，那么線損就知道了，而空載是沒有線損的，假如你是5V1A的，線用24#180CM，電壓精度要求+/-5%,空載5V，那么他的線損大概在0.25V0.3V之間，如果帶滿載，電壓就會低于4.75V以下，這時你有線電壓補(bǔ)償功能，補(bǔ)償與線損相等的電壓，那么你的帶載電壓就和空載電壓接近了，從而保證+/-5%的精度。接著上面的實(shí)例。電源參數(shù)（7*1W LED驅(qū)動）： 輸入 AC 90-264V 輸出：25.8V 0

31、.3A方案采用芯聯(lián)半導(dǎo)體的CL1100從IC資料上可以看出Td/T=0.5 CS腳限制電壓Vth_oc為0.91V FB基準(zhǔn)為2V占空比D取0.45 Vin取90V 整流管VF取0.9 最高開關(guān)頻率取50KHZ 變壓器用EE16，AE=19.3mm2 VCC供電繞組電壓取22V（考慮到不同串?dāng)?shù)LED的兼容性VCC繞組電壓取得較高，但通常根據(jù)經(jīng)驗(yàn)，取芯片最大值減去2v）1，計(jì)算次級峰值電流Ipks：Io=(Td/T)*Ipks/2Ipks=Io*2/(Td/T)=0.3*2/0.5=1.2A2，計(jì)算反射電壓Vor：根據(jù)伏秒平衡Vin*Ton=Vor*TdVin*Ton/T=Vor*Td/TVin

32、*D=Vor*Td/T90*0.45=Vor*0.5Vor=81V3,計(jì)算匝比N，Vor=(Vo+Vf)*NN=81/(25.8+0.9)=3.034,計(jì)算初級峰值電流（考慮到初級電流一部分在轉(zhuǎn)換時的損耗，如吸收中的一部分損耗，磁芯損耗，輸出電容損耗，次級銅損）初級電流損耗取輸出電流的7%Ipk=Ipks*(1+7%)/N=1.2*(1+7%)/3.03=0.4245,計(jì)算初級電感量Vin/L=ΔI/Δt DCM模式時ΔI等于Ipkvin/L=Ipk/(D/f)L=vin*D/f/Ipk=90*0.45/50K/0.424=1.91mH6,計(jì)算初級圈數(shù)Np,

33、Ns(B取0.3mT)NP=L*I/(AE*B)=1.91*0.424/(19.3*0.3)*103=140TSNS=NP/N=140/3=46.6TS 取47TS時反算47*3.03=142TSNA=NS*VA/(Vo+VF)=47*22/(25.8+0.9)=39TS7，電壓取樣電阻當(dāng)供電繞組電壓取22V時，F(xiàn)B基準(zhǔn)為2V ，上下取樣電阻正好為10比1，取6.8K和68K8，電流檢測電阻RcsRcs=Vth_oc/Ipk=0.91/0.424=2.15 用2.7并11歐電阻9，二極管反壓=Vin_max/N+Vo=264*1.41/3.03+25.8=149V 取耐壓200V的SF1410

34、，MOS耐壓及 漏感尖峰取 Vlk75V=Vin_max+Vor+Vlk=373+81+75=529V 考慮到功耗選用2N60.附上電流有效值計(jì)算器。方便計(jì)算線徑和MOS導(dǎo)通損耗大牛獨(dú)創(chuàng)：反激式開關(guān)電源設(shè)計(jì)方法及參數(shù)計(jì)算介紹開關(guān)電源的書籍很多，但是大都過于繁雜，學(xué)習(xí)和消化完一本書需要大量的時間精力，而即便完成了這一艱巨的任務(wù)，設(shè)計(jì)者也不見得具備獨(dú)立設(shè)計(jì)一個完整電源系統(tǒng)的能力。這里筆者根據(jù)自己所學(xué)知識和實(shí)際經(jīng)驗(yàn)談下反激式開關(guān)電源的設(shè)計(jì)方法，并結(jié)合實(shí)例變壓器設(shè)計(jì)的詳細(xì)計(jì)算過程。這是筆者去年做完第一個反激式電源后寫的，內(nèi)部有各個元器件選取的詳細(xì)計(jì)算公式。關(guān)于RCD鉗位的，目前還沒有非常好的計(jì)算方法，

35、采取的是實(shí)驗(yàn)為主的方法，所以大家有好的方法，歡迎補(bǔ)充修改。開關(guān)電源的出現(xiàn)使得使用市電的設(shè)備告別了笨重的變壓器和需要使用龐大散熱器的線性穩(wěn)壓器，電子產(chǎn)品做到了更小的體積、更輕的重量和更高的效率。但是，開關(guān)電源使得設(shè)計(jì)門檻大大提高，它要求設(shè)計(jì)者在電路和磁學(xué)上必須有深刻的理解。介紹開關(guān)電源的書籍很多，但是大都過于繁雜，學(xué)習(xí)和消化完一本書需要大量的時間精力，而即便完成了這一艱巨的任務(wù)，設(shè)計(jì)者也不見得具備獨(dú)立設(shè)計(jì)一個完整電源系統(tǒng)的能力。這里筆者根據(jù)自己所學(xué)知識和實(shí)際經(jīng)驗(yàn)談下反激式開關(guān)電源的設(shè)計(jì)方法，并結(jié)合實(shí)例變壓器設(shè)計(jì)的詳細(xì)計(jì)算過程。由于筆者接觸開關(guān)電源時間不長，文中疏漏與不當(dāng)之處難免，還望讀者批評指正

36、。1.基本反激變換器原理在討論具體的設(shè)計(jì)步驟之前，我們有必要介紹一下反激式開關(guān)電源的原理。對于反激式開關(guān)電源，在一個工作周期中，電源輸入端先把能量存儲在儲能元件(通常是電感)中，然后儲能元件再將能量傳遞給負(fù)載。這好比銀行的自動取款系統(tǒng)，銀行工作人員每天在某一時間段向自動取款機(jī)內(nèi)部充入一定數(shù)目的錢(相當(dāng)于電源輸入端向儲能元件存儲能量)，一天中剩下的時間里，銀行用戶從取款機(jī)中將錢取走(相當(dāng)于負(fù)載從儲能元件中獲取能量)。在銀行工作人員向取款機(jī)充錢的時候，用戶不能從取款機(jī)中取錢;客戶正在取錢的階段，銀行工作人員也不會向存款機(jī)里面充錢。這就是反激式開關(guān)電源的特點(diǎn)，任何時刻，負(fù)載不能直接從輸入電源處獲取能

37、量，能量總是以儲能元件為媒介在輸入電源和負(fù)載間進(jìn)行傳遞的。下面來看圖一，這是反激式變換器的最基本形式，也就是我們常說的buck-boost(或者flyback)拓?fù)?。?dāng)開關(guān)閉合時，輸入電源加在電感L上，流過電感的電流線性上升，上升斜率就是輸入電壓與電感量的比值(在這里以及以下討論中，我們忽略了開關(guān)管的壓降，但是不忽略二極管的壓降，這將更符合后面關(guān)于離線式反激變換器的實(shí)際情況)，如下式：在之一過程中，電能轉(zhuǎn)換成磁場能量儲存在電感內(nèi)，電感量一定時，時間越長流過電感的電流越大，電感中儲存的能量也就越大，電感內(nèi)部儲能大小如下式：開關(guān)閉合期間，二極管D是反偏的，輸入到輸出端沒有通路，電源輸入端和電感都不

38、向負(fù)載提供能量。當(dāng)開關(guān)斷開時，電感需要通過維持電流的恒定來阻止磁通量的突變，但此時電源輸入端和電感之間沒有通路，所以電感兩端的電壓必須反向(原來的上正下負(fù)變?yōu)樯县?fù)下正)，使得二極管D正偏導(dǎo)通，儲存在電感內(nèi)部的能量一方面?zhèn)鬟f給負(fù)載，另一方面裝換成電場能儲存在輸出電容Co當(dāng)中。電感中的電流線性下降，下降斜率為電感上電壓與電感量的比值，而此時電感上的電壓等于輸出電壓加上二極管的正向壓降，如下式：以上討論了一個開關(guān)周期的情況，為了電路能夠持續(xù)穩(wěn)定工作，必需滿足一定的條件，我們?nèi)匀灰糟y行自動取款系統(tǒng)做比喻。試想，如果一天過去后，取款機(jī)里面的錢還有剩余，那么第二天銀行工作人員就必需減少充入的錢的數(shù)目，否則

39、，取款機(jī)就肯定放不下這么多錢。電路中也是一樣，如果開關(guān)關(guān)斷的時候，電感內(nèi)部的能量沒有完全轉(zhuǎn)移出去(被負(fù)載消耗或者存入輸出電容中)，那么接下來開關(guān)閉合的時間Ton就必需減小，否則周而復(fù)始的話，電感中的電流會不斷積累，最終使得電感飽和，換一句話說，為了系統(tǒng)穩(wěn)定工作，必須滿足的條件就是開關(guān)閉合期間電感的電流增加量必須等于開關(guān)斷開器件電流的減小量，即下式：以一個完整的周期分析，對上面的式子化簡得到：從上面的式子可以看出，系統(tǒng)維持穩(wěn)定工作的條件就是開關(guān)閉合時電感上的電壓與開關(guān)閉合時間的乘積等于開關(guān)關(guān)斷時電感上的電壓與開關(guān)關(guān)斷時間的乘積相等，這也就是伏秒數(shù)數(shù)守恒，這兩個乘積其中的一個叫做電感的伏秒數(shù)。從上

40、面的一系列式子可以看出，伏秒數(shù)描述了電感中電流的變化量，實(shí)際上對應(yīng)著電感中儲存的能夠被利用的能量。下面給出基本反激變換器的電感電流波形。如圖二所示，以一個周期為例，從A點(diǎn)到C點(diǎn)間，開關(guān)閉合，電感電流線性上升，在此期間電感電流即開關(guān)管電流;從C點(diǎn)到B點(diǎn)，開關(guān)斷開，電感電流線性下降，在此期間電感電流即二極管電流。圖中可以看出，流過電感的平均電流等于電感的峰值電流和谷值電流的中間值。而流過開關(guān)管和二極管的平均電流可以由下式確定：這里引出了占空比D的概念，即開關(guān)開啟時間與開關(guān)周期的比值。從伏秒數(shù)守恒的關(guān)系式我們可以得到基本反激變換器中占空比的計(jì)算式如下：從圖一中，我們看到電源輸入端只與開關(guān)管相連，所以

41、輸入電流即開關(guān)管電流，也就是開關(guān)閉合時的電感電流;輸出端只與二極管和電容相連，又因?yàn)殡娙萜鞑豢赡芰鬟^直流，所以平均輸出電流等于平均二級管電流，即有下式成立：最后我們給出一個很重要的定義，那就是紋波系數(shù)，在不同的書籍和文獻(xiàn)中，紋波系數(shù)的定義有一定的區(qū)別，為了方便我們接下來的討論和計(jì)算，在這里將紋波系數(shù)KRF定為電感電流變化量的一半比上電感平均電流，即：圖二電路中，整個開關(guān)周期內(nèi)，流過電感的電流始終不為零。當(dāng)輸出電流減小時，相應(yīng)的電感平均電流也減小，如果開關(guān)周期、電感量以及輸入輸出電壓不變的話，電感中電流的變化量保持不變，那么，就可能出現(xiàn)電感中變化的電流大小等于或者大于平均電流兩倍的情況。這個時候

42、，每一個周期內(nèi)，開關(guān)閉合時，電感電流從零開始上升，開關(guān)斷開后，電感電流會下降到零。也就是說，此時的KRF等于或者大于1，這就是我們說的臨界工作模式和斷續(xù)工作模式。相對應(yīng)的電感電流始終不為零的情況就是連續(xù)工作模式。在反激式變換器中，電感量取值越大，電流的變化量(紋波電流)就越小，在相同輸出電流情況下，越不容易進(jìn)入斷續(xù)模式;反之，電感量取值越小，紋波電流越大，在相同的輸出電流情況下，越容易進(jìn)入斷續(xù)工作模式。通常在設(shè)計(jì)過程中，我們可以設(shè)定在某一輸出電流(即輸出功率)時變換器進(jìn)入臨界模式，電流大于設(shè)定值時就進(jìn)入連續(xù)工作模式，小于這一值時進(jìn)入斷續(xù)工作模式(即KRF在0到1之間)。也可以將變換器設(shè)計(jì)為一直

43、工作在臨界模式或者斷續(xù)模式(即KRF大于等于1)，特別是在單級PFC反激式變換器以及準(zhǔn)諧振反激式變換器中，這種方式應(yīng)用較多。本文以下的討論均以連續(xù)模式為例。上面討論了基本反激變換器滿足的基本關(guān)系式，接下來一節(jié)我們開始討論隔離輸出的反激變換器原理。（待續(xù).）大牛獨(dú)創(chuàng)（二）：反激式開關(guān)電源設(shè)計(jì)方法及參數(shù)計(jì)算上一節(jié)我們學(xué)習(xí)的是反激變換器滿足的基本關(guān)系式，接下來繼續(xù)學(xué)習(xí)隔離輸出的反激式變換器和離線式反激變換器的設(shè)計(jì)及計(jì)算。本文是網(wǎng)友根據(jù)自己所學(xué)知識和實(shí)際經(jīng)驗(yàn)所得，如有不當(dāng)，歡迎指正！希望對學(xué)習(xí)開關(guān)電源設(shè)計(jì)的朋友們有所幫助。2.隔離輸出的反激式變換器電壓和電流關(guān)系如果將圖一中的電感換成耦合電感，使輸入和

44、輸出加在不同的繞組上，得到圖四a所示的電路。為了方便討論，我們假設(shè)L1和L2的線圈匝比為n，耦合系數(shù)為1。當(dāng)開關(guān)閉合時，電源輸入端向電感L1中存儲能量，根據(jù)同名端的關(guān)系，L2中感應(yīng)出上正下負(fù)的電壓，二極管D反偏。在開關(guān)關(guān)斷前的一瞬間，L1中的電流上升到最大值，在開關(guān)關(guān)斷瞬間，L1與輸入端沒有通路，為了阻止磁通量的突變，L2上的電壓反向，使得輸出二極管正偏導(dǎo)通，存儲在磁芯中的磁場能轉(zhuǎn)移到輸出電容和負(fù)載中。圖四：隔離輸出的反激變換器原理圖圖四a給出的電路就是離線式反激變換器的雛形了，在實(shí)際應(yīng)用中，我們往往把開關(guān)管放在電源輸入的負(fù)端，并且輸出為上正下負(fù)看起來也比較習(xí)慣，于是得到了圖四b所示的反激式變

45、換器基本結(jié)構(gòu)。首先我們討論圖四b所示電路中L1和L2中的電流，圖五給出了相應(yīng)的波形圖。開關(guān)關(guān)斷瞬間，磁通量不能突變，所以L2中的電流等于關(guān)斷前一瞬間L1電流值的n倍(n為L1和L2線圈匝比)。開關(guān)閉合瞬間，為了阻止磁通量突變，L1中電流等于閉合前一瞬間L2中電流的1/n.。又因?yàn)樵陂_關(guān)閉合期間和開關(guān)斷開期間L1和L2中電流都是線性變化的，所以我們可以得出如下的關(guān)系式：從上面的關(guān)系式進(jìn)一步得到：閱讀上一節(jié)：上面式子中的n=N1/N2，其中N1為L1的線圈匝數(shù)，N2為L2的線圈匝數(shù)。圖五：隔離輸出的反激式變換器初次級電感電流波形接下來討論L1和L2的電壓關(guān)系，圖六給出了相應(yīng)的波形圖。開關(guān)閉合期間，

46、根據(jù)同名端和匝比的關(guān)系，L2上感應(yīng)出上負(fù)下正的電壓，大小為Vin/n；開關(guān)關(guān)斷期間，L2上的電壓等于輸出電壓加上二極管電壓正向壓降，極性為上正下負(fù)，設(shè)這個電壓為VL2，則根據(jù)同名端和匝比關(guān)系，L1上的感應(yīng)電壓為nVL2，極性變?yōu)樯县?fù)下正。我們把這個電壓叫做次級反射電壓Vor。圖六：隔離輸出的反激變換器輸入輸出電壓波形前面提到，為了維持變換器的穩(wěn)定工作，開關(guān)閉合期間電感上電壓與閉合時間的乘積應(yīng)等于開關(guān)斷開期間電感上電壓與斷開時間的乘積。對于耦合電感，我們計(jì)算時將開關(guān)閉合和斷開期間的電壓全部這算到初級來計(jì)算的話，就有如下關(guān)系：不難看出，對于當(dāng)輸入電壓最低時，占空比最大。在反激式開關(guān)電源中，最大占空

47、比是一個很重要的參數(shù)，對于連續(xù)模式的反激式變換器，一般情況下，最大占空比限定在0.5以內(nèi)，超過0.5的話，容易出現(xiàn)次諧波振蕩。不可忽略的是，實(shí)際工程中L1不可能和L2形成理想的全耦合，L1中有少量的磁通不能完全耦合到L2中，等效為L1上串聯(lián)一個電感量較小的電感，也就是常說的漏感Lleak。在開關(guān)斷開瞬間，這部分不能耦合到L2中的磁通也不能突變，于是Lleak試圖通過將電壓反向來續(xù)流，此時開關(guān)閉合，沒有續(xù)流通道，于是Lleak上感應(yīng)出一個很高的尖峰電壓Vpk，這個電壓和上面的反射電壓方向相同。在開關(guān)斷開的瞬間，電源輸入電壓、次級反射電壓和漏感尖峰電壓一起加在開關(guān)管上，由于漏感尖峰電壓通常很高，能

48、夠瞬間造成開關(guān)管的損壞，實(shí)際電路中一般要進(jìn)行鉗位處理。3.離線式反激變換器的電路原理圖七給出了一個輸出5V/2A的電源適配器用到的離線式反激變換器完整的原理圖，主芯片型號為RM6203(西安亞成微電子)，芯片內(nèi)部集成了完整的控制電路和一個800V的高壓功率BJT。下面我們以這個電路為例分析外圍電路的基本作用，對于使用其他控制芯片的電路，原理上大同小異。圖七：輸出5V/2A的離線式反激變換器輸入的交流市電經(jīng)過保險絲F1后進(jìn)入由C3和T2構(gòu)成的共模濾波器，濾除電網(wǎng)中的共模干擾信號，然后經(jīng)過D2全橋整流和電容C6濾波后得到較為平坦的直流電。直流電通過R2和R5加在內(nèi)部開關(guān)功率管的基極，向基極注入電流

49、，開關(guān)管的集電極(也就是芯片的OC引腳)有電流流過，初級繞組開始有電流流過。同時直流電通過R2和R5向電容C8開始充電，當(dāng)C8上的電壓達(dá)到IC工作的啟動電壓時，IC開始工作。IC進(jìn)入正常工作后，在開關(guān)關(guān)斷期間，輔助供電繞組Na上感應(yīng)出的電壓使D5導(dǎo)通，輔助繞組為IC供電，并將部分能量儲存在電容C8中，待下一周期開關(guān)導(dǎo)通期間，電容為IC供電。圖七電路中，R4、C5和D3并聯(lián)在變壓器的初級繞組上，這就是常見的一種吸收漏感尖峰的電路結(jié)構(gòu)，RCD吸收電路。當(dāng)開關(guān)管關(guān)斷瞬間，初級線圈的漏感以及PCB線路的寄生電感感應(yīng)出很高的尖峰電壓時，D3會正偏導(dǎo)通，由于電容C5上的電壓不能突變，于是尖峰電壓被箝位在一

50、定的范圍內(nèi)，保護(hù)開關(guān)管不被損壞。開關(guān)斷開期間C5上增加的能量會在開關(guān)閉合期間消耗在R4上，防止C5上的電壓不斷升高。圖七中的電容C10用于設(shè)置IC內(nèi)部的振蕩器工作頻率，C1并聯(lián)在初次級之間用于減小差模干擾。R10和R11接在開關(guān)管發(fā)射極和初級地之間，當(dāng)次級電流增大時，由第二節(jié)推出的關(guān)系可知，初級開關(guān)的峰值電流也會成比例增加，導(dǎo)致R10和R11上的電壓升高，IC通過檢測這個電壓判斷次級是否出現(xiàn)過流或者短路，如果是，IC將執(zhí)行相應(yīng)的保護(hù)動作。接下來我們看次級電路。次級繞組Ns輸出后的基本結(jié)構(gòu)和第二節(jié)討論的完全一致，增加的輸出LC濾波器L1和C7用于減小紋波，并聯(lián)在輸出二極管上的RC電路用于吸收輸出

51、二極管上的尖峰。圖八：輸出二極管的波形在高速開關(guān)下，二極管導(dǎo)通瞬時，電流變化率很大，在導(dǎo)通瞬間，二極管呈現(xiàn)較大的正向壓降(如圖八b)，又由于二極管結(jié)電容、次級漏感和PCB線路寄生電感的存在，二極管上可能會會出現(xiàn)振蕩(如圖八c)。正向電壓過沖或者電壓的振蕩都會導(dǎo)致二極管的損耗增加，在輸出電流較大時，這一損耗遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過二極管的導(dǎo)通損耗，造成二極管過熱。為了一定程度抑制振蕩或者減小過沖，通常在二極管上并聯(lián)RC吸收網(wǎng)絡(luò)(圖六所示的R1和C2)，引入這一這一電路后，二極管的損耗被部分轉(zhuǎn)移到電阻上。最后簡單討論反饋環(huán)路。通常的離線式反激變換器使用TL431加光耦的形式作為次級反饋電路。TL431的內(nèi)部等效電

52、路如圖九所示。它實(shí)際上包含了一個電壓基準(zhǔn)源和一個誤差放大器。圖九：TL431內(nèi)部等效電路分析圖七所示電路，當(dāng)某種因素(如電網(wǎng)電壓波動、負(fù)載電流的增加等)導(dǎo)致輸出電壓降低時，由R9和R12得到的TL431的REF端電位降低，圖九所示的等效電路中BJT的基極電流相應(yīng)減小，從而集電極電流減小，流過TL431陰極的電流也減小，光耦的輸入電流(即發(fā)光二極管電流)隨之減小，最終導(dǎo)致連接初級部分的光耦輸出端(光敏三極管集電極)電流減小，集電極電位升高。至此，次級電壓減小的信號反饋到了初級，初級通過監(jiān)測光耦輸出端的集電極電位的升降來判斷輸出電壓是降低還是升高。如果降低，初級將通過增大開關(guān)管的導(dǎo)通時間(對于PW

53、M模式)或者開關(guān)頻率(對于PFM模式)來是輸出電壓穩(wěn)定；反之亦然。大牛獨(dú)創(chuàng)（三）：反激式開關(guān)電源設(shè)計(jì)方法及參數(shù)計(jì)算反激式變換器會用到較多的電感元器件，因此在討論設(shè)計(jì)之前先簡單地介紹一下磁性元器件的基本知識，接著將討論離線式反激變換器的電路元件參數(shù)選取和變壓器設(shè)計(jì)，由于內(nèi)容較多，變壓器的設(shè)計(jì)下期將為大家詳細(xì)講解。在學(xué)習(xí)了前兩章作者獨(dú)創(chuàng)的反激式開關(guān)電源設(shè)計(jì)方法及參數(shù)計(jì)算以后，不知道對大家有沒有幫助呢？下面我們就繼續(xù)跟著作者學(xué)習(xí)吧！4.磁芯電感器的基本知識反激式變換器會用到較多的電感元器件，因此在討論設(shè)計(jì)之前我們簡單地介紹一下磁性元器件的基本知識。選擇電感器時，我們經(jīng)常提到電感的飽和電流，首先我們看

54、一下什么是電感飽和電流。圖十：環(huán)形線圈示意圖如圖十所示的環(huán)形線圈，假設(shè)線圈匝數(shù)為N匝，流入電流I，那么根據(jù)安培環(huán)路定律，以圖中r為半徑對磁場強(qiáng)度進(jìn)行積分可得：不難看出，磁場強(qiáng)度正比于電感電流，反比于磁路長度。又因?yàn)榇艌鰪?qiáng)度與磁感應(yīng)強(qiáng)度B(也可以叫做磁通密度)存在如下關(guān)系：往期回顧：其中0和r分別為空氣磁導(dǎo)率和介質(zhì)磁導(dǎo)率。所以當(dāng)電流增大時，電感內(nèi)部的磁場強(qiáng)度增大，如果想對磁導(dǎo)率保持不變的話，磁感應(yīng)強(qiáng)度也會隨之增大。對于開關(guān)電源中的電感器件，一般都是帶有磁芯材料的，對于一般的磁芯材料，對磁感應(yīng)強(qiáng)度(磁通密度)的大小有一定的限制，當(dāng)材料中的磁感應(yīng)強(qiáng)度隨磁場強(qiáng)度增大到一定值后，磁感應(yīng)強(qiáng)度不再隨磁場強(qiáng)度

55、增加而增加，可以看做相對磁導(dǎo)率r不為常量，我們把此時的情況叫做磁芯飽和。為了防止磁芯進(jìn)入飽和，我們必須將磁芯中才磁感應(yīng)強(qiáng)度限定在一定的范圍內(nèi)，另外，考慮到磁芯的損耗也與磁感應(yīng)強(qiáng)度的大小成正相關(guān)關(guān)系，所以又進(jìn)一步減小了磁感應(yīng)強(qiáng)度的選取范圍。對于通常的鐵氧體磁芯，我們一般選擇工作的磁感應(yīng)強(qiáng)度為1600G(即0.16T)。根據(jù)磁通量、磁鏈的定義以及相關(guān)關(guān)系，我們有如下公式：其中表示截面積為A的磁芯中的磁通量，表示磁鏈，N表示線圈匝數(shù)。從上面的關(guān)系式可以得出：不難看出，當(dāng)要求的電感量一定時，減小磁芯中磁感應(yīng)強(qiáng)度的方法有兩種：增加線圈匝數(shù)或增大磁芯截面積(即選用更大尺寸的磁芯)。在實(shí)際的工程應(yīng)用中，增加

56、線圈的匝數(shù)一方面可能導(dǎo)致磁芯無法容納所有繞組，另一方面會導(dǎo)致電感的內(nèi)阻增加，線圈損耗增加，從而不得不增加線徑，使得磁芯容納繞組更加困難。所以在選擇磁芯時，需要同時考慮磁芯截面積Ae和磁芯的窗口面積Aw。常見的經(jīng)驗(yàn)公式中，一般選取Ae和Aw的乘積Ap作為選擇磁芯的標(biāo)準(zhǔn)。5.離線式反激式變換器的系統(tǒng)設(shè)計(jì)本節(jié)將討論離線式反激變換器的電路元件參數(shù)選取和變壓器設(shè)計(jì)，重點(diǎn)介紹變壓器的設(shè)計(jì)。5.1保險絲和負(fù)溫度系數(shù)熱敏電阻反激式變換器的輸入端通常串聯(lián)保險絲盒一個標(biāo)稱阻值幾歐到幾十歐的負(fù)溫度系數(shù)熱敏電阻(NTC)，保險絲的作用顯而易見，在電路出現(xiàn)短路或者過流時，為整個電路提供最后一道保護(hù)屏障。負(fù)溫度系數(shù)熱敏電阻則在電路啟動時起到了減小浪涌電流的作用。當(dāng)輸入端接通電源時，對于沒有PFC功能的電路，輸入濾波大電容將造成輸入端出現(xiàn)大的浪涌電流，接入NTC后，由于啟動瞬間NTC溫度較低，阻值較大，有效抑制了浪涌電流。隨著電源的工作，NTC流過電流發(fā)熱，阻值減小，NTC造成的線電壓損耗也隨之降低。由于保險絲和熱敏電阻都屬于阻性元件所以選取時根據(jù)有效值電流計(jì)算。例如圖七所示的電路中，輸出5V/2A，預(yù)估效率75%，我們首先計(jì)算出電源輸入端的最大有效值