雙閉環(huán)直流電動機數(shù)字調速系統(tǒng)設計.doc

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Un*-轉速給定電壓Un-轉速反饋電壓Ui*-電流給定電壓Ui-電流反饋電壓雙閉環(huán)直流調速系統(tǒng)電路原理圖雙閉環(huán)直流調速系統(tǒng)電路原理圖直流調速系統(tǒng)常用的直流電源旋轉變流機組靜止式可控整流器直流斬波器或脈寬調制變換器晶閘管-電動機調速系統(tǒng)(簡稱V-M系統(tǒng))的原理圖。通過調節(jié)處罰裝置GT的控制電壓來移動觸發(fā)脈沖的相位，即可改變平均整流電壓，從而實現(xiàn)平滑調速。和旋轉變流機組及離子拖動變流裝置相比，晶閘管整流裝置不進在經(jīng)濟性和可靠性上都很大提高，而且在技術性能上也現(xiàn)實出較大的優(yōu)越性。 VM系統(tǒng)原理電流調節(jié)器的設計(假定)在設計電流環(huán)時,因T1比Tm小得多,故電流的調節(jié)過程比轉速的變化過程快得多,因此在電流調節(jié)器快速調節(jié)過程中,可以認為反電動勢E基本不變。這樣在設計電流環(huán)時,可以暫時不考慮反電動勢E電流環(huán)的動態(tài)結構圖變化的影響而得到圖所示的電流環(huán)近似動態(tài)結構圖。為了使電流環(huán)穩(wěn)態(tài)上做到無靜差以獲得理想的堵轉特性,動態(tài)上保持電動機電樞電流的不超調,保證系統(tǒng)的跟隨性。把電流環(huán)校正成典型I型系統(tǒng),其傳遞函數(shù)為: 式中: Ki,i分別為電流調節(jié)器的比例放大系數(shù)和時間常數(shù)。根據(jù)“對消原理”,為了對消掉控制對象中時間常數(shù)較大的慣性環(huán)節(jié),以使校正后系統(tǒng)的響應速度加快,取i=T1;PI調節(jié)器的比例放大系數(shù)Ki取決于系統(tǒng)的動態(tài)性能指標。根據(jù)“電子最佳調節(jié)原理”中的“二階最佳系統(tǒng)”原理。取KiTi=05,由此可得: 確定時間常數(shù)（1）整流裝置滯后時間常數(shù)Ts。由電力拖動自動控制系統(tǒng)課本附表可知，三相橋式電路的平均失控時間 Ts=0.0017s。（2）電流濾波時間常數(shù)Toi。三相橋式電路的每個波頭的時間是3.3ms，為了基本濾平波頭，應有（12）Toi=3.3ms，因此取Toi=2ms=0.002s。（3）電流環(huán)小時間常數(shù)之和。按小時間常數(shù)近似處理，取。（4）電磁時間常數(shù)的確定。由前述已求出電樞回路總電感。 則電磁時間常數(shù) 選擇電流調節(jié)器的結構根據(jù)設計要求，并保證穩(wěn)態(tài)電流無靜差，可按典型I型系統(tǒng)設計電流調節(jié)器。電流環(huán)控制對象是雙慣性型的，因此可用PI型調節(jié)器，其傳遞函數(shù)為 式中 -電流調節(jié)器的比例系數(shù)；-電流調節(jié)器的超前時間常數(shù)。檢查對電源電壓的抗擾性能：,參照附表6.2的典型I型系統(tǒng)動態(tài)抗擾性能，各項指標都是可以接受的，因此基本確定電流調節(jié)器按典型I型系統(tǒng)設計。計算電流調節(jié)器的參數(shù)電流調節(jié)器超前時間常數(shù)：。電流開環(huán)增益：要求時，取，因此 于是，ACR的比例系數(shù)為 式中 電流反饋系數(shù)；晶閘管專制放大系數(shù)。校驗近似條件電流環(huán)截止頻率：（1） 晶閘管整流裝置傳遞函數(shù)的近似條件 滿足近似條件。（2） 忽略反電動勢變化對電流環(huán)動態(tài)影響的條件 滿足近似條件。（3） 電流環(huán)小時間常數(shù)近似處理條件 滿足近似條件。計算調節(jié)器電阻和電容按所用運算放大器取R0=40k，各電阻和電容值為 , 取 ，取 ，取 按照上述參數(shù)，電流環(huán)可以達到的動態(tài)跟隨性能指標為，滿足設計要求。 含濾波環(huán)節(jié)的PI型電流調節(jié)器轉速調節(jié)器的設計轉速環(huán)的動態(tài)結構圖在轉速調節(jié)器設計時,可以把已經(jīng)設計好的電流環(huán)作為轉速環(huán)的控制對象。由此得到轉速環(huán)的動態(tài)結構圖如圖所示。為了實現(xiàn)轉速無靜差,提高系統(tǒng)動態(tài)抗擾性能,把轉速環(huán)設計成典型II型系統(tǒng),其傳遞函數(shù)為: 式中: Kn,n分別為轉速調節(jié)器比例放大倍數(shù)和時間常數(shù)。根據(jù)II型典型系統(tǒng)參數(shù)確定的方法,有T1=hT2,于是有n=hTn,其中h為中頻寬, Tn=Ton+2Ti,根據(jù)“調節(jié)器最佳整定設計法”,一般取h=5。然后按典型II型系統(tǒng)的最小閉環(huán)幅頻特性峰值Mrmin準則,得: 確定時間常數(shù)（1）電流環(huán)等效時間常數(shù)1/KI。由前述已知，則 （2）轉速濾波時間常數(shù)，根據(jù)所用測速發(fā)電機紋波情況，取.（3）轉速環(huán)小時間常數(shù)。按小時間常數(shù)近似處理，取 選擇轉速調節(jié)器結構按照設計要求，選用PI調節(jié)器，其傳遞函數(shù)式為 計算轉速調節(jié)器參數(shù)按跟隨和抗擾性能都較好的原則，先取h=5，則ASR的超前時間常數(shù)為 則轉速環(huán)開環(huán)增益 K 可得ASR的比例系數(shù)為 式中 電動勢常數(shù)，轉速反饋系數(shù)。檢驗近似條件轉速截止頻率為 （1）電流環(huán)傳遞函數(shù)簡化條件為 滿足簡化條件。（2）轉速環(huán)小時間常數(shù)近似處理條件為 滿足近似條件。計算調節(jié)器電阻和電容取，則 ，取 , 取 , 取 含濾波環(huán)節(jié)的PI型轉速調節(jié)器校核轉速超調量當h=5時，查附表6.3典型型系統(tǒng)階躍輸入跟隨性能指標得，不能滿足設計要求。實際上，由于附表6.3是按線性系統(tǒng)計算的，而突加階躍給定時，ASR飽和，不符合線性系統(tǒng)的前提，應該按ASR退飽和的情況重新計算超調量。計算超調量。設理想空載起動時，負載系數(shù)，已知， ， ，。當時，查得，而調速系統(tǒng)開環(huán)機械特性的額定穩(wěn)態(tài)速降 式中 電機中總電阻 ；調速系統(tǒng)開環(huán)機械特性的額定穩(wěn)態(tài)速降 ；為基準值，對應為額定轉速。計算得 不能滿足設計要求。校核動態(tài)最大速降 設計指標要求動態(tài)最大速降。在實際系統(tǒng)中，可定義為相對于額定轉速時的動態(tài)速降。由，r/min h=5時，查附表得=81.2%，r/min 不滿足動態(tài)最大轉速降指標。轉速超調的抑制從計算得的退飽和超調量，可知不滿足動態(tài)指標要求，因此需加轉速微分負反饋。加入這個環(huán)節(jié)可以抑制甚至消滅轉速超調，同時可以大大降低動態(tài)速降。在雙閉環(huán)調速系統(tǒng)中，加入轉速微分負反饋的轉速調節(jié)器原理圖如圖6.3所示。和普通的轉速調節(jié)器相比，在轉速反饋環(huán)節(jié)上并聯(lián)了微分電容Cdn和濾波電阻Rdn，即在轉速負反饋的基礎上再疊加一個帶濾波的轉速負反饋的基礎上再疊加一個帶濾波的轉速微分負反饋信號。 帶轉速微分負反饋的轉速調節(jié)器含有轉速微分負反饋的轉速環(huán)動態(tài)結構框圖如下圖所示:含有轉速微分負反饋的轉速環(huán)動態(tài)結構框圖轉速微分負反饋環(huán)節(jié)中待定的參數(shù)是和，其中轉速微分時間常數(shù)，轉速微分濾波時間常數(shù)是以選定，只要確定，就可以計算出和了。由工程設計方法，近似計算公式得： 設理想空載起動時，負載系數(shù)，已知：， ，。設計要求動態(tài)最大超調，取轉速超調量為，則 則微分電容 濾波電阻 再次校核動態(tài)速降帶轉速微分負反饋時，轉速微分時間常數(shù)相對值 又因為設計要求動態(tài)最大轉速降，即則。上述已求出動態(tài)速降的基準值所以 參照附表6.5可知，當時，當時，而現(xiàn)在，需要滿足，符合要求?？芍獫M足要求。校核調整時間在轉速微分時間常數(shù)相對值時，則調整時間，滿足設計要求。 上述的超調校正選取是根據(jù)設計要求條件來選取的，即從開始選起，逐步減小并驗證動態(tài)轉速降以及調節(jié)時間，看是否滿足要求。最后選擇為最佳整定超調。從以上分析可得出結論，帶轉速微分負反饋的直流調速系統(tǒng)不僅使轉速超調大大減小，而且大大降低動態(tài)速降。轉速、電流雙閉環(huán)直流自動調速轉速與電流雙閉環(huán)直流自動調速系統(tǒng)的工作過程 啟動過程雙閉環(huán)直流自動調速系統(tǒng)的啟動過程可分為以下 3 個階段。(1) 電流上升階段。開始啟動時, n=0, Ufn=0, Usi=Ug, 故 ST 的輸入值很高, 使 ST 的輸出 Us 迅速達到飽合限幅值- Usm, 在此后的啟動升速過程中, 只要 Usi( 即 nn1)Ug/n, 則 ST 就將保持該飽和值而不能起調節(jié)作用。LT 的輸入偏差電壓 Uic=- Us+Uif, 由于此時- Us=- Usm, 而 Uif=Id, 故Uci=- Usm+Id0, LT 的積分作用將使 Uc 快速上升, 電流 Id 以最快速度上升, 電動機獲得較大的啟動轉矩, 加快了電動機的啟動。直到 Ufi=Id=Usm( 即 Uic=0) 時, Uc 不再增加, Ud 也不再增加, 電動機電流 Id 達到所允許的最大電流 Idm。(2) 電流保持恒值, 電動機恒加速階段。此階段從 Id 剛上升到 Idm 開始, 到 n 達到其期望值 n1 為止。在此階段中, 由于 nn1 的轉速超調現(xiàn)象。但在 nn1 后, 由于 UnfUg, 故 Usi0, ST 的積分電容改變, 使 ST退出飽和, 進入線性區(qū), ST 便開始進行轉速調節(jié), 在 ST 進行轉速調節(jié)時, 由于 ST 的輸出 Us 的變化, 即 LT 的給定值發(fā)生變化, 故 LT 也要進行電流調節(jié), 力圖使 Id 盡快跟隨 ST 的輸出 Us。由于轉速調節(jié)在外環(huán), 故 ST 起主導作用, 最終使轉速穩(wěn)定在期望轉速 n1 上。雙閉環(huán)調速系統(tǒng)啟動時的轉速和電流波形.雙閉環(huán)調速系統(tǒng)啟動時的轉速和電流波形.穩(wěn)態(tài)時, Usi=0, Uci=0, 電動機的轉速為期望速 n=n1=Ug/n, 其電流也為穩(wěn)定電流 Id=Id1=Us1/Id。當負載增大時, 自動調速過程如下:在自動調速過程中, 轉速環(huán)是主環(huán), 在穩(wěn)速過程起主導作用, 其主要作用是保持轉速穩(wěn)定, 能將轉速保持在給定值 Ug/n 上。電流環(huán)是副環(huán),其主要作用是穩(wěn)定電流, 將影響和干擾轉速的調節(jié), 但轉速環(huán)的調節(jié)作用可以改變 Us, 使電流環(huán)跟隨 Us 調節(jié), 故最終仍能消除轉速偏差。直流電動機有三種調速方法，分別是改變電樞供電電壓、勵磁磁通和電樞回路電阻來調速。調壓調速是調速系統(tǒng)的主要調速方式。直流調壓調速需要有專門的可控直流電源給直流電動機，隨著電力電子的迅速發(fā)展，直流調速系統(tǒng)中的可控變流裝置廣泛采用晶閘管，將晶閘管的單向導電性與相位控制原理相結合,構成可控直流電源,以實現(xiàn)電樞端電壓的平滑調節(jié)。微機(單片機)控制電動機雙閉環(huán)調速系統(tǒng)原理框圖系統(tǒng)中設置的轉速和電流兩個調節(jié)器，為了獲得良好的靜、動態(tài)性能，兩個調節(jié)器都采用PI調節(jié)器。這種雙閉環(huán)調節(jié)器結構能恰當發(fā)揮電流截止負反饋和轉速負反饋的作用。再加上微機控制系統(tǒng)能采用高分辨率的數(shù)字觸發(fā)器和高精度數(shù)字測速裝置，可以更好地滿足高性能工業(yè)傳動的要求。調速系統(tǒng)的硬件組成系統(tǒng)的主電路是晶閘管三相全控橋，直流電動機。晶閘管觸發(fā)脈沖的產(chǎn)生和移相由微機控制電路輸出。轉速的檢測采用數(shù)字測速器，它是用微機讀取與電動機聯(lián)軸的光電編碼器輸出的脈沖數(shù)，經(jīng)微機計算后得出轉速值。整個系統(tǒng)的硬件結構如圖2所示，使用的主要芯片AT89C51單片機：用作系統(tǒng)的監(jiān)控，讀取采樣數(shù)據(jù)，進行PI運算，輸出控制量。8253：可編程定時計數(shù)器芯片，具有3個16位定時計數(shù)器，用于數(shù)字測速和數(shù)字觸發(fā)移相。8155：可編程IO接口擴展芯片，用于輸出三相全控橋六個晶閘管的雙脈沖觸發(fā)信號，并保證觸發(fā)脈沖與三相電網(wǎng)的同步。256個片內RAM用于存放采樣數(shù)據(jù)。8279：可編程鍵盤、顯示接口芯片，用于轉速設定值和電動機起?？刂泼畹淖x入以及電動機運行中轉速、電流和系統(tǒng)監(jiān)控狀態(tài)的顯示。ADC0809：8位AD轉換芯片，將電樞電流Id的值轉換為數(shù)宇量。數(shù)字移相觸發(fā)脈沖輸出電路 要提高調速系統(tǒng)的控制精度，首先必須保證數(shù)字觸發(fā)的移相精度并嚴格與三相電源保持同步。同步電路為了使主電路三相全控橋的各相觸發(fā)脈沖與晶閘管陽極電壓保持嚴格的相位關系，控制系統(tǒng)要設置專門的同步電路，如圖3所示。圖中，同步變壓器與主變壓器一樣接成YY012接法，同步電壓先由二級RC濾波電路濾除電源干擾，并通過調整R值，實現(xiàn)90。移相，使三個相同步電壓分別與晶閘管電源三相線電壓保持同相位。 同步電路原理圖觸發(fā)脈沖輸出電路觸發(fā)器輸出電路用兩片74LSl75四D觸發(fā)器作為移相觸發(fā)脈沖輸出的控制門，觸發(fā)脈沖的寬度由74LSl23單穩(wěn)電路控制。由74LSl23的6個 端輸出六個晶閘管觸發(fā)字碼，經(jīng)光電隔離，脈沖經(jīng)功放后觸發(fā)對應的晶閘管。 端在控制門關閉時都為“1”，此時6塊觸發(fā)功放板上的光耦TIL113截止，VT1導通，后級的脈沖功放管3DK9截止，無觸發(fā)脈沖輸出；在觸發(fā)脈沖門開啟時，由晶閘管雙脈沖觸發(fā)要求，在6個 端中每次必有兩位為“0”的負觸發(fā)脈沖，此時對應的光耦導通，VTl截止，3DK9導通，輸出的觸發(fā)脈沖經(jīng)脈沖變壓器送到相應的晶閘管門極。數(shù)字測速電路轉速檢測的精度和快速性對電機調速系統(tǒng)的靜、動態(tài)性能影響極大。為了在較寬的速度范圍內獲得高精度和快速的數(shù)字測速，本系統(tǒng)使用每轉1024線的光電編碼器作轉速傳感器，它產(chǎn)生的測速脈沖頻率與電機轉速有固定的比例關系，微機對該頻率信號采用MT法測速處理。數(shù)字測速用8253的0號、1號計數(shù)器分別對m1和m2進行計數(shù)，D觸發(fā)器F1用來使m2的計數(shù)與測速脈沖計數(shù)同步，由于8253為下降沿計數(shù)，故使用反相器G，啟動測速和停止測速信號由8031單片機的軟件向P1.2口輸出，P1.3口用于測速電路軟件輸出復位脈沖信號。鍵盤顯示接口 整個微機控制系統(tǒng)的人機聯(lián)系采用了8279可編程鍵盤顯示接口芯片。為了便于操作和符合人們的習慣，8279采用傳感器陣列式工作方式，作為按鍵和撥盤的輸入接口。此處選用3*8陣列。顯示器是5位LED數(shù)碼管，它包括1位狀態(tài)符號顯示和4位數(shù)據(jù)顯示，都采用動態(tài)顯示方式。調速系統(tǒng)的軟件設計該系統(tǒng)用AT89C51單片機代替了直流電動機雙環(huán)調速裝置中的電流和轉速控制器以及6路觸發(fā)脈沖發(fā)生電路。整個控制程序由主程序、外中斷服務程序、PI運算程序及各種輔助程序組成。主程序主要功能是：上電初始化，設堆棧指針，AT89C51和主要芯片初始化，查詢傳感器陣列的狀態(tài)并檢查到的命令鍵設置相應的控制命令標志位，故障檢測報警以及等待同步脈沖外中斷等。同步外中斷服務程序的主要功能是：轉速反饋信號采樣，按控制命令標志位對應的運行狀態(tài)對轉速環(huán)進行PI運算，電流反饋信號采樣，按控制命令標志位對應的運行狀態(tài)對電流環(huán)進行PI運算，控制移相角的時間值量化，讀電源狀態(tài)字碼S1、S2、S3及判定下一拍應送觸發(fā)脈沖的晶閘管的字碼等。電流環(huán)和轉速環(huán)的離散化Pl運算都以差分方程形式實現(xiàn)，其輸出經(jīng)工程量變換量化后，變?yōu)榕c控制移相所對應的時間TD，為了提高控制精度，程序中要采用16位的四則運算。由于整個系統(tǒng)實現(xiàn)了數(shù)字化控制，所以能很方便地通過軟件引入各種特殊的控制方式。在電動機起動時，通過程序的判斷，可以使轉速環(huán)PI數(shù)字調節(jié)器實現(xiàn)積分分離，直接進行大比例系數(shù)的P數(shù)字調節(jié)器運算；保證電流環(huán)的給定立即達到最大僧，從而使起動電流穩(wěn)定在最大允許值上，實現(xiàn)快速起動。又如，在程序中可設定零電流比較值與電流反饋信號進行比較，以判別電流是否斷續(xù)，在電流斷續(xù)時自動將電流環(huán)節(jié)的數(shù)字PI運算改為積分運算，并直接修改相應的控制參數(shù)，從而使控制系統(tǒng)進人一種簡單的自適應控制模式，提高了微機電動機調速系統(tǒng)的動態(tài)品質因數(shù)。為了增強系統(tǒng)的檢錯和抗干擾能力，程序設計時采取了以下措施：(1)程序對輸入輸出出現(xiàn)非常量時的檢錯。操作人員由于失誤從撥盤輸入了超出規(guī)定范圍的轉速給定值或者當計算機讀人電源狀態(tài)字碼與前次電源狀態(tài)字碼順序出現(xiàn)混亂時，控制程序能夠通過判斷及時進行出錯處理：一方面用顯示器給出“出錯標志”，同時由單片機復立，即停發(fā)觸發(fā)脈沖，斷開主電路，使電動機自動停止運行。(2) 采用程序運行監(jiān)視定時器(Watch dog Timer)。在主程序上電初始化時，建立軟件的監(jiān)視定時器系統(tǒng)，使用AT89C51單片機片內定時器中斷，并設其定時時間為10ms。為此，在每次(3.33ms)同步外中斷服務程序中，要對定時器清零一次。AD轉換程序ADC_CONTR EQU 0BCH ;A/D轉換寄存器ADC_RES EQU 0BDH ;8位A/D轉換結果寄存器(CPU A/P1ASF EQU 09DH ;P1口中的相應位作為模擬功能使 ADCSPEED2 EQU 11100010B ;P1.2口作為A/D輸入ADCRESULT EQU 32H ;P1.2通道A/D轉換結果 MOV SP,#07FH;設置堆棧ACALL ADC_POWER_ON ;開ADC電源ACALLSET_ADC_CHANNEL_2 ;設置P1.2口作為A/D轉換ACALLGET_AD_RESULT ;測量電壓并且取A/D的RETGET_AD_RESULT: ;測量電壓并且取A/D的轉換結果PUSH ACC ;入棧保護MOV ADC_RES,#0ORL ADC_CONTR,#00001000B;啟動AD轉換NOP NOP NOP NOP WAIT_AD_FINISHE:MOV A,#00010000B ;判斷AD轉換是否完成ANL A,ADC_CONTR;JZ WAIT_AD_FINISHE ;AD轉換尚未完成,繼續(xù)等待ANL ADC_CONTR,#11100111BMOV A,ADC_RESMOV ADC_CHANNEL_2_RESULT,APOP ACCRETADC_POWER_ON: ;打開A/D轉換電源PUSH ACCORL ADC_CONTR,#80H ;開A/D轉換電源MOV A,#20HACALL DELAY ;開A/D轉換電源后要加延時POP ACCRETSET_AD