高速M(fèi)OSFET門極驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)應(yīng)用指南.doc

高速M(fèi)OSFET門極驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)應(yīng)用指南 author Laszlo Balogh translator Justin Hu 摘要 本文主要演示了一種系統(tǒng)化的方法來設(shè)計(jì)高速開關(guān)裝置的高性能門極驅(qū)動(dòng)電路。文章收集了大量one-stop-shopping 主題的信息來解決最普通的設(shè)計(jì)挑戰(zhàn)。因此它應(yīng)當(dāng)對(duì)各種水平的電力電子工程師都適用。 最常用的電路方案和它們的性能都經(jīng)過了分析，包括寄生參數(shù)、瞬時(shí)和極端運(yùn)行條件的影響。文章首先回顧了MOSFET技術(shù)和開關(guān)運(yùn)行模式，然后由簡(jiǎn)入繁地討論問題。詳細(xì)的描述了參考地和高端門極驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)程序、交流耦合和變壓器隔離方案。專門的一章用來介紹同步整流裝置中MOSFET的門極驅(qū)動(dòng)要求。 文章另舉出了幾個(gè)設(shè)計(jì)的實(shí)例，一步一步進(jìn)行了說明。 .引言 MOSTET是金屬氧化物半導(dǎo)體場(chǎng)效應(yīng)晶體管(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)的縮寫，是電子工業(yè)中高頻、高效率開關(guān)裝置的關(guān)鍵器件。令人驚嘆的是，場(chǎng)效應(yīng)晶體管技術(shù)發(fā)明于1930年，比雙極性晶體管早了大約20年。第一個(gè)信號(hào)級(jí)別的場(chǎng)效應(yīng)晶體管20世紀(jì)50年代末期被制造出來，功率級(jí)別的MOSFET在20世紀(jì)70年代中期出現(xiàn)。而今天無數(shù)的MOSFET被集成到現(xiàn)代電子器件中，無論是微處理器還是分立的功率晶體管。 本文所關(guān)注的是功率MOSFET在各種各樣的開關(guān)模式功率變換器裝置中門極驅(qū)動(dòng)的要求。 .MOSFET技術(shù)雙極性和MOSFET晶體管都使用了同樣的工作原理。從根本上講，這兩種晶體管都是電荷控制的器件，這就意味著它們的輸出電流和控制電極在半導(dǎo)體中建立的電荷成比例。當(dāng)這些器件用作開關(guān)時(shí)，它們都必須被一個(gè)低阻抗的電源驅(qū)動(dòng)，電源要能提供足夠的充放電電流來使它們快速建立或釋放控制電荷。從這一點(diǎn)來看，MOSFET在開關(guān)過程中必須和雙極性晶體管一樣通過“硬”驅(qū)動(dòng)才能獲得類似的開關(guān)速度。理論上，雙極性和MOSFET器件的開關(guān)速度幾乎一樣，由載流子運(yùn)動(dòng)經(jīng)過半導(dǎo)體區(qū)域所需要的時(shí)間決定。功率器件的典型值根據(jù)器件的尺寸大約20us到200us不等。MOSFET技術(shù)在數(shù)字和功率裝置中的廣泛應(yīng)用是由于它相對(duì)于雙極性(結(jié))晶體管有兩大優(yōu)點(diǎn)。一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是MOSFET器件在高頻開關(guān)裝置中易使用，因?yàn)轵?qū)動(dòng)MOSFET(比驅(qū)動(dòng)雙極性晶體管)更簡(jiǎn)單。MOSFET晶體管的控制電極與電流流過的硅是隔離的，因此不需要連續(xù)的開通電流，一旦MOSFET晶體管被開通，控制電流實(shí)際上是0，而且MOSFET中控制電荷和相應(yīng)的存儲(chǔ)時(shí)間大大減少。這一點(diǎn)根本上消除了設(shè)計(jì)中導(dǎo)通狀態(tài)壓降與關(guān)斷時(shí)間之間(矛盾)折衷的問題，導(dǎo)通狀態(tài)壓降與過剩的控制電荷成反比。結(jié)果是，與雙極性器件相比，MOSFET技術(shù)有望使用更簡(jiǎn)單和有效的驅(qū)動(dòng)電路帶來顯著的經(jīng)濟(jì)效益。MOSFET的電阻特性作為第二個(gè)優(yōu)點(diǎn)對(duì)功率裝置特別重要。MOSFET的漏極與源極間的壓降是流過半導(dǎo)體電流的線性函數(shù)。這個(gè)線性關(guān)系用參數(shù)RDS(on)表征，稱之為導(dǎo)通電阻。當(dāng)給器件定門極到源極電壓和溫度時(shí)，導(dǎo)通電阻是一個(gè)常數(shù)。與p-n結(jié)-2.2mV/C的溫度系數(shù)相反，MOSFET有大約0.7%/C到1%/C的正溫度系數(shù)。在更大功率裝置中使用單個(gè)器件往往是不現(xiàn)實(shí)或者不可能的，這就需要并聯(lián)運(yùn)行來解決，MOSFET正溫度系數(shù)的特點(diǎn)有利于使它們并聯(lián)工作。MOSFET在并聯(lián)工作情況下彼此間的流過的電流傾向于均等。這種均流是因?yàn)檎郎囟认禂?shù)使它們通過緩慢的負(fù)反饋?zhàn)詣?dòng)實(shí)現(xiàn)。由于DS間的電壓是相等的，那么流過更大電流的器件會(huì)使它更熱， 而更高的溫度會(huì)使RDS(on)變大，這又使流過它的電流減小，這樣溫度又會(huì)下降。當(dāng)并聯(lián)器件流過的電流相似時(shí)，一種平衡就達(dá)到了。(需要注意的是，)最初RDS(on)的差值和不同結(jié)對(duì)環(huán)境熱阻的差值可能引起高達(dá)30%的均流誤差。A. Device Types 盡管幾乎所有的制造者都有獨(dú)特方法來制造出最好的功率 MOSFET，但是市場(chǎng)上所有的器件都能被分成三種基本的器件類型。如圖1所示。 雙參雜的MOS管在20世紀(jì)70年代被提出來用于功率裝置后，又經(jīng)過了幾十年的發(fā)展。通過采用多晶硅門極結(jié)構(gòu)和自排列過程，使更高密度的集成和(寄生)電容量的迅速減小變成了可能。 第二個(gè)顯著進(jìn)步是使用V型槽或者溝道技術(shù)進(jìn)一步提高了功率MOSFET器件中的晶胞密度。更好的性能和更高的集成度不能輕易實(shí)現(xiàn)因?yàn)楫吘箿系繫OS器件更難生產(chǎn)。 這里要提到的第三種器件類型是橫向功率MOSFET。這種器件類型由于利用芯片幾何面積效率低，它的電壓和電流等級(jí)受到制約。盡管如此，它們?cè)谖⑻幚砥麟娫?、隔離變換器的同步整流中還是體現(xiàn)了顯著的優(yōu)點(diǎn)。 橫向功率MOSFET有非常低的電容，因此它們開關(guān)速度可以大大加快，同時(shí)只需要更小的門極驅(qū)動(dòng)功率。B. MOSFET模型 描述MOSFET 工作的模型有很多種，但是找到比較合適的還是有難度的。大多數(shù)的MOSFET制造商給Spice、Saber(等仿真軟件)提供了器件模型，但是這些模型對(duì)設(shè)計(jì)者在實(shí)際中必須要遇到的應(yīng)用難題所述甚少。它們甚至對(duì)怎樣解決大部分普通設(shè)計(jì)問題給了更少的線索。 從應(yīng)用觀點(diǎn)講，一個(gè)能描述所有重要性質(zhì)的實(shí)用MOSFET模型是非常復(fù)雜的。另一方面，如果限制模型應(yīng)用于某些特定場(chǎng)合來解決問題那么它可以變得非常簡(jiǎn)單。 圖2中的第一個(gè)模型是基于MOSFET器件的實(shí)際結(jié)構(gòu)，它主要用于直流分析。圖2a中的MOSFET符號(hào)描述了溝道電阻，JFET相應(yīng)的表征了外延層的電阻。 (體現(xiàn))外延層電阻的外延層長(zhǎng)度是器件耐壓等級(jí)的函數(shù)，因此高壓MOSFET需要更厚的外延層。 圖2b能夠非常有效的描述MOSFET由于dv/dt導(dǎo)致的擊穿特性。它體現(xiàn)了兩種擊穿機(jī)理，一種是主要的擊穿機(jī)理，即dv/dt引起的存在于所有功率MOSFET的寄生雙極性三極管；另外一種是dv/dt引起的溝道導(dǎo)通。 由于制造工藝水平的提高減小了寄生npn三極管基極和發(fā)射極之間的阻抗，現(xiàn)代功率MOSFET實(shí)際上不受dv/dt觸發(fā)的影響。這里不得不說明的是寄生雙極性三極管起到了另外一個(gè)重要作用。它的基極-集電極就是眾所周知的MOSFET的體二極管。圖2c是MOSFET的開關(guān)模型。這個(gè)模型體現(xiàn)了影響開關(guān)性能的寄生參數(shù)。它們的作用在下一章介紹器件的開關(guān)過程中會(huì)被討論。C. MOSFET 的重要參數(shù) MOSFET開關(guān)模式下運(yùn)行就是使器件在盡可能短的時(shí)間內(nèi)實(shí)現(xiàn)在最高和最低阻抗?fàn)顟B(tài)切換。由于MOSFET的實(shí)際開關(guān)時(shí)間(10ns60ns)長(zhǎng)度是理論開關(guān)時(shí)間(20ps200ps) 的至少23階倍，理解這種差別就顯得特別重要。參考圖2中MOSFET的模型，可見所有的模型都有三個(gè)電容連接在三個(gè)極的任兩端上。MOSFET的開關(guān)性能由這些電容端的電壓能夠多快改變而決定。 因此，在高速開關(guān)裝置中，MOSFET最重要的參數(shù)就是寄生電容。電容CGS和CGD的大小取決于器件的實(shí)際幾何尺寸，而電容CDS是寄生雙極性晶體管(即MOSFET體二極管)的基極-集電極二極管電容。 CGS電容的形成是由于源極和門極的溝道區(qū)域的交疊。它的值由這個(gè)區(qū)域的實(shí)際幾何尺寸決定，并且在各種不同運(yùn)行條件下保持常數(shù)(線性)。 CGD是兩種作用下的結(jié)果。一部分是JFET區(qū)域和門極區(qū)域的交疊(產(chǎn)生的)，另一部分容值是耗盡層產(chǎn)生的，這是非線性的。CGD的等效電容是器件漏源極電壓的函數(shù)，可近似由下式表示： CDS電容也是非線性的，因?yàn)樗求w二極管的結(jié)電容。它與漏源電壓的函數(shù)關(guān)系如下： 不幸的是，技術(shù)資料沒有直接給出上述電容值，而是間接的給出電容CISS，CRSS和COSS，它們之間的關(guān)系如下： 更復(fù)雜的是CGD電容，由于它處在開關(guān)裝置里面器件輸入與輸出間的反饋路徑，那么相應(yīng)的其有效值更大依賴于MOSFET 的漏源極電壓。這種現(xiàn)象稱之為米勒效應(yīng)?？捎上率矫枋觯?因?yàn)镃GD和CDS容值與電壓有關(guān)，技術(shù)資料給出的值只在測(cè)試條件下有效。計(jì)算特定裝置相應(yīng)的平均電容必須要用必要的充電來實(shí)現(xiàn)電容的實(shí)際電壓改變。對(duì)大多數(shù)功率MOSFET來說下面的近似關(guān)系很有效： 下面將要提到的重要參數(shù)是門極 網(wǎng)孔 電阻RG,I。它描述了與器件內(nèi)門極信號(hào)傳輸有關(guān)的電阻。這個(gè)參數(shù)在高速開關(guān)裝置中顯得非常重要，因?yàn)樗幵隍?qū)動(dòng)和器件的輸入電容之間，直接阻止開關(guān)時(shí)間和MOSFET的抗dv/dt性。這種影響在工業(yè)中得到承認(rèn)，工業(yè)中真正高速器件如RF MOSFET傳遞門極信號(hào)都使用金屬門電極來取代有更大電阻的多晶硅門極網(wǎng)格。RG,I阻值在技術(shù)資料中沒有具體給出，但是在特定裝置中它會(huì)是器件非常重要的參數(shù)。在本文后面，附錄A4討論了一種典型的測(cè)量裝置，用電阻橋來測(cè)量?jī)?nèi)部門極電阻。 很明顯，門極門坎電壓也是一個(gè)重要參數(shù)。需要注意到技術(shù)資料中VTH值是在25C極低電流下定義的，典型值是250uA，因此它不等于通常所知道的開關(guān)波形中的米勒高原區(qū)域。關(guān)于VTH大約-7Mv/C的負(fù)溫度系數(shù)也很少被提及。在邏輯水平的MOSFET中，VTH在通常測(cè)試水平下已經(jīng)低了，這是這種負(fù)溫度系數(shù)特性在門極驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)中就有特殊意義。由于MOSFET工作時(shí)溫度升高，正確的門極驅(qū)動(dòng)設(shè)計(jì)必須考慮到關(guān)斷時(shí)間里VTH會(huì)更低，(同樣由此帶來的)抗dv/dt性的計(jì)算在附錄A和F中給出。 MOSFET的跨導(dǎo)是它工作的線性區(qū)域的小信號(hào)增益。需要指出的是，每次MOSFET開通或關(guān)斷時(shí)，它必須通過它的線性工作區(qū)，線性工作區(qū)的電流是由gs電壓決定?？鐚?dǎo)gfs是漏極電流和gs電壓之間的小信號(hào)關(guān)系： 相應(yīng)的，MOSFET在線性區(qū)的最大電流是： 變化該式可以得到VGS在米勒(效應(yīng)中)的近似值是漏極電流的函數(shù)： 其他重要的參數(shù)如源極電感(Ls)和漏極電感(LD)在開關(guān)特性中明顯的約束作用。Ls和LD的典型值在技術(shù)資料中給出，它們主要取決于器件的封裝。它們的影響和外部寄生參數(shù)一起體現(xiàn)，外部寄生參數(shù)與布板、相關(guān)電路參數(shù)如漏感、電流采樣電阻等相關(guān)。 最后要提到的是外部串聯(lián)的門極電阻和MOSFET驅(qū)動(dòng)的輸出阻抗是高性能門極驅(qū)動(dòng)設(shè)計(jì)的決定因素，因?yàn)樗麄冊(cè)陂_關(guān)速度和與開關(guān)速度相關(guān)的開關(guān)損耗上有深遠(yuǎn)影響。. 開關(guān)裝置 上述說明完成后，現(xiàn)在可以研究MOSFET的實(shí)際開關(guān)性能了。為了更容易理解基本(開關(guān))過程，(首先會(huì))忽略電路寄生電感，然后分別分析它們各自對(duì)基本工作(過程)的影響會(huì)。下面說明鉗位感性開關(guān)，因?yàn)榇蠖鄶?shù)開關(guān)電源中使用的MOSFET和高速門極驅(qū)動(dòng)電路工作在這種模式下。 最簡(jiǎn)單的鉗位感性開關(guān)模型如圖3所示。這里DC電流源代表的是電感。其電流在很短的開關(guān)間隔中可看作常數(shù)。二極管在MOSFET關(guān)斷期間為電流提供通道，同時(shí)將MOSFET漏極電壓鉗位到電池所表示的輸出電壓。A. 導(dǎo)通過程 MOSFET的導(dǎo)通過程可以分為如圖4 所示的四個(gè)階段。 第一階段，器件輸入電容的從0V充電到VTH。在此期間大部分的門極電流充入電容CGS。少部分電流也流入CGD電容。隨著門極電壓的升高，CGD的電壓略有減小。 這一階段稱之為開通延時(shí)，因?yàn)槠骷穆O電流和漏極電壓還沒有改變。 一旦門極電壓達(dá)到門坎電壓水平，MOSFET即將導(dǎo)通電流。在第二階段，門極電壓將由VTH上升到米勒(效應(yīng))水平VGS,Miller。如果電流與門極電壓成比例這就是一個(gè)線性(工作狀態(tài))。電容就像第一階段一樣在門極電流流入CGS和CGD，VGS電壓上升。在器件的輸出側(cè)漏極電流在上升，同時(shí)ds電壓保持在先前的水平(VDS,OFF)。這可以從圖3所示原理圖中理解。在所有電流轉(zhuǎn)入MOSFET并且二極管完全關(guān)斷來阻止反向電壓通過它的PN結(jié)以前，漏極電壓必須保持在輸出電壓水平。 進(jìn)入導(dǎo)通的第三階段后，門極已經(jīng)充電到足夠的電壓(VGS,Miller)來(使MOSFET)承載全部電流，此時(shí)整流二極管也已關(guān)斷。這樣漏極電壓可以下降了。當(dāng)器件的漏極電壓下降時(shí)，gs電壓保持穩(wěn)定。這是門極電壓波形中的米勒效應(yīng)區(qū)。驅(qū)動(dòng)中得到的所有門極電流使電容CGD放電，這利于ds間電壓的快速變化。器件的漏極電流受外部電路也就是電流源限制保持常量。導(dǎo)通最后階段是通過提高門極驅(qū)動(dòng)電壓來完全增強(qiáng)MOSFET的導(dǎo)電溝道。VGS的最終幅度決定了器件在開通階段最終的導(dǎo)通電阻。因此，在第四階段，通過對(duì)CGS和CDS充電，VGS從VGS,Miller上升到它的最終值VDRV，門極電流被這兩個(gè)電容分為兩部分。在這兩個(gè)電容充電期間，漏極電流仍保持常數(shù)，ds電壓略有下降因?yàn)槠骷膶?dǎo)通電阻減小了。B. 關(guān)斷過程 MOSFET關(guān)斷過程基本上可以用類似前一部分導(dǎo)通過程的步驟來描述。初始態(tài)VGS等于VDRV，器件中的電流是全部的負(fù)載電流，用圖3中的IDC表示。DS電壓的定義是由MOSFET的RDS(on)和IDC(決定)。圖5 給出了4個(gè)關(guān)斷過程。 第一階段是關(guān)斷延時(shí)階段，這一階段要求電容CISS從初始值放電到米勒(效應(yīng))時(shí)期。在此期間門極電流由CISS自身提供，流過MOSFET的CGS和CGD。器件的漏極電壓略有上升因?yàn)檫^度驅(qū)動(dòng)電壓在減小，而漏極的電流不變。 第二階段，MOSFET的ds電壓從IDRDS(on)上升到最后的VDS(on)，如圖3簡(jiǎn)化原理圖所示，最后ds電壓被鉗位等于輸出電壓。此階段對(duì)應(yīng)于門極電壓波形的米勒平臺(tái)，門極電流完全就是CGD的充電電流，因?yàn)間s電壓為常數(shù)。這個(gè)電流由功率部分的旁路電容提供，并且從漏極電流分出。漏極的總電流仍然等于負(fù)載電流，也就是說，電感電流由圖3中的DC電流源表示。 二極管導(dǎo)通給負(fù)載電流提供可選擇的路徑標(biāo)志著第三階段的開始。門極電壓繼續(xù)從VGS,Miller下降到VTH。因?yàn)镃GD在前一階段充滿了電，門極電流的大部分就從CGS流出。 MOSFET處于線性工作區(qū)并且下降的gs電壓導(dǎo)致了漏極電流降低直到這一階段末期接近0。與此同時(shí)由于整流二極管的正向偏置，漏極電壓穩(wěn)定在VDS(off)。 關(guān)斷過程的最后一步是器件輸入電容的完全放電。VGS進(jìn)一步降低直到為0V。類似于關(guān)斷過程的第三階段，門極電流的更大一部分，由CGS電容提供，器件的漏極電流和電壓不變。 總結(jié)上面結(jié)果，可以得到結(jié)論，MOSFET能夠在最高和最低阻抗?fàn)顟B(tài)(或者開通和關(guān)斷)四個(gè)階段內(nèi)切換。四個(gè)階段的總時(shí)間長(zhǎng)度是寄生電容值、這些寄生電容上電壓變化量以及門極驅(qū)動(dòng)電流的函數(shù)。這強(qiáng)調(diào)了高度高頻開關(guān)裝置中器件正確選擇、門極驅(qū)動(dòng)優(yōu)化設(shè)計(jì)的重要性。 MOSFET開關(guān)波形開通關(guān)斷延時(shí)、上升下降時(shí)間的特性參數(shù)在其技術(shù)資料上列出。不幸的是，這些數(shù)字是根據(jù)具體測(cè)試條件、電阻性負(fù)載下給出的，使不同廠商生產(chǎn)的產(chǎn)品難以比較。而且，帶有電感性鉗位負(fù)載的實(shí)際裝置中開關(guān)性能與技術(shù)資料中給出的數(shù)字有很大不同。C. 功率損耗 功率裝置中的MOSFET會(huì)導(dǎo)致一些不可避免的損耗，這可以分為兩部分。 兩種損耗的機(jī)理中較為簡(jiǎn)單的是器件的門極驅(qū)動(dòng)損耗。如前所述，MOSFET開通和關(guān)斷包括對(duì)電容CISS的充放電。當(dāng)電容上的電壓變化時(shí)，上面一定的電荷被轉(zhuǎn)移。改變這些電荷要求門極電壓由0V和實(shí)際門極驅(qū)動(dòng)電壓VDRV間變化，電荷由MOSFET技術(shù)資料上面門極電荷與gs電壓曲線的比值表征。圖6給出了一個(gè)實(shí)例。 這幅圖給出了一個(gè)門極電荷作為門極驅(qū)動(dòng)電壓函數(shù)的相對(duì)精確的最壞情況的估算。用于產(chǎn)生各自曲線的參數(shù)是器件ds關(guān)斷狀態(tài)電壓。VDS(off)影響了處于曲線平臺(tái)部分下面的米勒電荷和開關(guān)周期中要求的門極總電荷。一旦得到圖6中門極總電荷，門極電荷損耗可以用下式計(jì)算： 這里VDRV是門極驅(qū)動(dòng)波形的幅值，fDRV是門極驅(qū)動(dòng)頻率，fDRV在大部分情況下等于開關(guān)頻率。有趣的是上式所提的QGfDRV項(xiàng)給出了驅(qū)動(dòng)門極所需要的平均偏置電流。 驅(qū)動(dòng)MOSFET門極的功率損耗都是在門極驅(qū)動(dòng)電路中發(fā)生的。參考圖4和5，消耗功率的器件可以看作門極驅(qū)動(dòng)路徑中的串聯(lián)電阻。每個(gè)開關(guān)周期中需要的門極電荷必須通過驅(qū)動(dòng)的輸出阻抗、外部門極電阻、內(nèi)部門極晶格電阻。 功率損耗與電荷在電阻上多快放電沒有關(guān)系。若使用圖4和5中制定的電阻，驅(qū)動(dòng)功率損耗可以表示為： 在前面的等式中，門極驅(qū)動(dòng)電路可以用一個(gè)電阻性輸出阻抗表示，這種假設(shè)對(duì)基于MOS的門極驅(qū)動(dòng)是有效的。當(dāng)雙極性晶體管在門極驅(qū)動(dòng)電路中使用時(shí)，輸出阻抗變?yōu)榉蔷€性，公式也不再能得到正確的結(jié)果?？梢哉J(rèn)為如果使用阻值小的門極電阻，大部分門極驅(qū)動(dòng)損耗在去驅(qū)動(dòng)電路中耗掉。如果RGATE足夠大來限制IG使其低于雙極性驅(qū)動(dòng)器的輸出電流容量，那么大部分門極驅(qū)動(dòng)功率損耗耗散在RGATE上。 除了門極驅(qū)動(dòng)功率損耗外，晶體管產(chǎn)生的開關(guān)損耗通常認(rèn)為是由于很短時(shí)間內(nèi)高電流和高電壓同時(shí)存在。為了保證開關(guān)損耗最小，這段時(shí)間就必須要減小。由MOSFET的開通和關(guān)斷過程來看，這種情況只在它們的第2和第3個(gè)開關(guān)過渡階段發(fā)生。這些階段對(duì)應(yīng)器件的線性區(qū)時(shí)，門極電壓在VTH和VGS,Miller，導(dǎo)致器件中電流變化；對(duì)應(yīng)米勒平臺(tái)區(qū)時(shí)，漏極電壓經(jīng)過開關(guān)過渡。 正確的設(shè)計(jì)高速門極驅(qū)動(dòng)電路是一個(gè)非常重要的實(shí)現(xiàn)。要注意門極驅(qū)動(dòng)電路最重要的參數(shù)是它在米勒平臺(tái)電壓水平時(shí)源極下降電流能力。在驅(qū)動(dòng)器輸出阻抗處最大VDRV的情況下測(cè)得的峰值電流能力與MOSFET的開關(guān)性能幾乎沒有關(guān)系。真正決定器件開關(guān)時(shí)間的是gs電壓即驅(qū)動(dòng)輸出在5V(對(duì)邏輯水平的MOSFET來說是2.5V)時(shí)的門極驅(qū)動(dòng)電流的能力。 粗略估算MOSFET開關(guān)損耗可以通過將開關(guān)過渡狀態(tài)中的第2第3 階段的門極驅(qū)動(dòng)電流、漏極電流、漏極電壓波形進(jìn)行近似線性簡(jiǎn)化計(jì)算得到。首先分別得到第2和第3階段的門極驅(qū)動(dòng)電流： 假設(shè)IG2將器件輸入電容的電壓從VTH變到VGS,Miller；IG3是電容CRSS的放電電流，將漏極電壓從VDS(off)變?yōu)?V，近似開關(guān)時(shí)間可以用下式給出。 在t2期間漏極電壓是VDS(off)，電流由0A變化到負(fù)載電流IL。在t3期間漏極電壓從VDS(off)下降到0V附近。再將波形線性近似，兩段時(shí)間內(nèi)的功率損耗可以估算為： 其中T是開關(guān)周期。 總的開關(guān)損耗是兩個(gè)損耗之和，這就得到下面簡(jiǎn)化的表達(dá)式： 盡管開關(guān)過渡容易理解，但是精確計(jì)算開關(guān)損耗幾乎不可能。原因是寄生電感的影響會(huì)顯著改變電流、電壓波形和開關(guān)過程中的開關(guān)時(shí)間?？紤]實(shí)際電路中不同ds電感的影響會(huì)得到二階差分等式來描述電路的實(shí)際波形。由于門極門坎電壓、MOSFET電容值、驅(qū)動(dòng)輸出阻抗等變量有一個(gè)非常廣的可變范圍，上述的線性近似對(duì)估算MOSFET的開關(guān)損耗看起來是一種足夠合理的折衷。D. 寄生參數(shù)的影響 源極電感對(duì)開關(guān)性能影響最顯著。在典型電路中有部分產(chǎn)生這個(gè)寄生源極電感，一部分是巧妙嵌入MOSFET封裝中的源極連接線產(chǎn)生的，一部分是印刷電路板在源極引腳和地之間的引線電感。這個(gè)寄生電感常常在功率級(jí)高頻濾波電容和門極驅(qū)動(dòng)的旁路電容上涉及到。寄生電感除了上述兩種原因外，還有一部分是串聯(lián)在源極上的電流采樣電阻引起的。 考慮源極(寄生)電感的開關(guān)過程有兩種機(jī)理。在開關(guān)過渡狀態(tài)的開始時(shí)，門極電流上升非?？?，如圖4，5所示。這個(gè)電流一定流過源極(寄生)電感并會(huì)根據(jù)電感量的大小而減速。結(jié)果是MOSFET輸入電容的充放電時(shí)間變得更長(zhǎng)，這主要影響了其開通和關(guān)斷延時(shí)(第一階段)，而且源極(寄生)電感和CISS形成了一個(gè)如圖7所示的諧振電路。 這個(gè)諧振電路的影響在門極驅(qū)動(dòng)電壓波形的突變邊沿可以看到，它也是在大部分門極驅(qū)動(dòng)電路觀察到震蕩尖峰的基本原因。幸運(yùn)的是，有高Q值的CISS和LS諧振被或者能夠被電阻性元件抑制，這個(gè)電阻性元件指串聯(lián)在包括驅(qū)動(dòng)輸出阻抗、外部門極電阻和內(nèi)部網(wǎng)格電阻的環(huán)路中的電阻。唯一可調(diào)來優(yōu)化性能的RGATE的值可以通過下式計(jì)算： 較小的電阻值會(huì)使門極驅(qū)動(dòng)電壓波形過壓和開通速度更快；較大的電阻值會(huì)抑制震蕩并延長(zhǎng)開關(guān)時(shí)間而對(duì)門極驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)沒有任何好處。 源極(寄生)電感的第二個(gè)影響是一旦器件漏極電流變化很快時(shí)，它有負(fù)反饋?zhàn)饔谩＿@個(gè)影響體現(xiàn)在開通過程的第二階段和關(guān)斷過程的第三階段。在這兩個(gè)階段門極電壓在VTH和VGS，門極電流由加在驅(qū)動(dòng)電阻上的電壓VDRV-VGS算出。為了使漏極電流上升迅速，源極電感上要加大電壓。這個(gè)電壓的存在使驅(qū)動(dòng)電阻上可以分得的電壓減小，也就減小了門極驅(qū)動(dòng)電壓的變化率，進(jìn)一步導(dǎo)致漏極電流有更小的di/dt。di/dt減小那么源極(寄生)電感上的電壓也減小。這樣通過源極(寄生)電感的負(fù)反饋?zhàn)饔?，門極電流和漏極di/dt間建立起來一個(gè)巧妙的平衡關(guān)系。 開關(guān)網(wǎng)絡(luò)中的其他寄生電感是漏極電感，它也包括幾部分。他們是器件封裝內(nèi)部的封裝電感，所有的電感互相連接并與隔離電源中變壓器的漏感相連。由于彼此串聯(lián)在一起，它們的共同起作用。對(duì)MOSFET它們作為緩沖器，在導(dǎo)通時(shí)間限制漏極電流的di/dt，通過LDdi/dt減小器件上的ds電壓。事實(shí)上，LD能顯著減小開關(guān)損耗。較大的LD對(duì)導(dǎo)通似乎有益，但是卻對(duì)關(guān)斷時(shí)漏極電流的迅速下降不利。為了使MOSFET關(guān)斷時(shí)漏極電流迅速下降，開通時(shí)的一個(gè)反向電壓必須加在LD上。這個(gè)電壓超過理論的VDS(off)值，在ds電壓上產(chǎn)生一個(gè)過壓并增大關(guān)斷過程的開關(guān)損耗。 包括寄生電感影響的整個(gè)開關(guān)過程的精確數(shù)學(xué)分析在文獻(xiàn)中可見，在這里超出了本文的范圍。. 參考地的門極驅(qū)動(dòng)A. PWM直接驅(qū)動(dòng) 在電源裝置中，驅(qū)動(dòng)主開關(guān)管門極的最簡(jiǎn)單方法是使用圖8所示的PWM控制器的門極驅(qū)動(dòng)輸出。 直接驅(qū)動(dòng)門極最難的是優(yōu)化電路布局。如圖8所示PWM控制器和MOSFET之間可能有相當(dāng)大的距離。 這個(gè)距離會(huì)在門極驅(qū)動(dòng)和地回路中產(chǎn)生寄生電感，寄生電感會(huì)降低開關(guān)速度并在門極驅(qū)動(dòng)波形中引起響聲。盡管有一個(gè)地平面，電感仍然不能完全消除，因?yàn)榈仄矫鎯H僅對(duì)從地流回的電流提供了一個(gè)小電感路徑。為了減小連在門極驅(qū)動(dòng)上的電感，要求PCB有更寬的線。另一個(gè)直接驅(qū)動(dòng)門極的難題是PWM控制器的驅(qū)動(dòng)電流能力受到限制。極少數(shù)的集成電路具有超過1A峰值的門極驅(qū)動(dòng)能力。這會(huì)限制由控制器以合理速度驅(qū)動(dòng)的最大沖模尺寸。直接門極驅(qū)動(dòng)的MOSFET沖模尺寸的另一個(gè)限制因素是控制器內(nèi)驅(qū)動(dòng)器的功率耗散問題。一個(gè)外部的門極電阻可以減輕這個(gè)困難。當(dāng)出于節(jié)約空間或降低成本的需要一定要采用直接驅(qū)動(dòng)門極時(shí)，要專門考慮給控制器提供一個(gè)合適的旁路，這樣可以使驅(qū)動(dòng)MOSFET門極的很高的電流尖峰在PWM控制器內(nèi)敏感的模擬電路中被破壞。由于MOSFET沖模尺寸增大，所需要的門極電荷也增多。選擇合適的旁路電容要求采用更科學(xué)的方法，而不是通常用的0.1uF或者1uF的旁路電容。1. 旁路電容取值。 本章演示了MOSFET門極驅(qū)動(dòng)電路旁路電容的計(jì)算。這個(gè)電容與直接門極驅(qū)動(dòng)裝置中PWM控制器的旁路電容是一樣的，因?yàn)樗峁┙o門極導(dǎo)通時(shí)的驅(qū)動(dòng)電流。在單獨(dú)的驅(qū)動(dòng)電路中，無論采用門極驅(qū)動(dòng)IC或者分立元件與否，這個(gè)電容必須很近的、最好直接連在驅(qū)動(dòng)器的(輸出)偏置和地之間。 要考慮兩個(gè)電流分量，一個(gè)是靜態(tài)電流，它可以被基于一些集成驅(qū)動(dòng)器的輸入狀態(tài)的10x因子改變。它會(huì)在旁路電容上引起一個(gè)與依賴于占空比周期的紋波，可以由下式計(jì)算：這里假設(shè)當(dāng)驅(qū)動(dòng)的輸入高時(shí)，驅(qū)動(dòng)的靜態(tài)電流更高。 另一個(gè)紋波分量是門極電流。盡管大多數(shù)情況下實(shí)際電流幅度未知，旁路電容上電壓紋波可由門極電荷值得到。在導(dǎo)通時(shí)，這個(gè)電荷從旁路電容抽出并轉(zhuǎn)移到MOSFET的輸入電容。相應(yīng)的紋波計(jì)算為： 使用代入方法解等式，可得到在紋波電壓(V)允許范圍內(nèi)旁路電容CDRV的值：這里IQ,HI是輸入為高時(shí)驅(qū)動(dòng)的靜態(tài)電流，DMAX是輸入保持高時(shí)驅(qū)動(dòng)的最大占空比，fDRV是驅(qū)動(dòng)的工作頻率，QG是基于門極驅(qū)動(dòng)幅度和ds關(guān)斷狀態(tài)電壓情況下門極的總電荷。2. 驅(qū)動(dòng)保護(hù) 另外必須要做的是對(duì)直接驅(qū)動(dòng)和門極驅(qū)動(dòng)IC使用雙極性輸出來對(duì)抑制反向電流的輸出雙極性晶體管提供合適的保護(hù)。如圖9所示的簡(jiǎn)化原理，集成雙極性驅(qū)動(dòng)的輸出級(jí)由npn構(gòu)成，這樣可以有更有效的區(qū)域使用和更好的性能。 npn晶體管只能單方向處理電流。上面的npn可以增大電流而不能減小電流，下面的恰恰相反。MOSFET導(dǎo)通和關(guān)斷期間源極(寄生)電感和MOSFET輸入電容之間不可避免的震蕩要求電流要能夠在驅(qū)動(dòng)的輸出雙向流動(dòng)。為了能夠提供反向電流的通路，通常需要低正向壓降的肖特基二極管來保護(hù)輸出。二極管必須離輸出腳和驅(qū)動(dòng)的旁路電容很近。必須指出，二極管僅僅保護(hù)驅(qū)動(dòng)，他們不能鉗住gs電壓的過調(diào)震蕩，特別在直接驅(qū)動(dòng)中控制IC可能離MOSFET的gs端很遠(yuǎn)。B. 雙極性圖騰柱驅(qū)動(dòng) 一種MOSFET最常用和成本較高的驅(qū)動(dòng)電路是雙極性非轉(zhuǎn)換的圖騰柱驅(qū)動(dòng)，器如圖10所示。 象所有的外部電路一樣，這種電路對(duì)PWM控制器處理電流尖峰和功率損耗更有利。當(dāng)然它們應(yīng)當(dāng)直接放在它們所驅(qū)動(dòng)的功率MOSFET旁邊。這樣驅(qū)動(dòng)門極的高瞬時(shí)電流被限制在一個(gè)很小的環(huán)路范圍，也就減小了寄生電感。 盡管驅(qū)動(dòng)由分立元件搭成，它仍然需要在上管npn和下管pnp的集電極上放自己的旁路電容。如果在PWM控制器的旁路電容和驅(qū)動(dòng)的旁路電容之間放一個(gè)平滑電容或電感提高噪聲抑制能力則更為理想。圖10中的電阻RGATE可以選擇，RB也可選擇以提供基于驅(qū)動(dòng)晶體管大信號(hào)beta的門極電阻。 雙極性圖騰柱驅(qū)動(dòng)的一個(gè)有趣特性是兩個(gè)基極-發(fā)射極結(jié)彼此保護(hù)防止反向擊穿。假設(shè)環(huán)路區(qū)域非常小RGATE可以忽略，它們能夠利用晶體管的基極-發(fā)射極二極管來使門極電壓鉗位在VBIAS+VBE和GND-VBE之間。 基于鉗位機(jī)理的這種方法另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是npn-pnp圖騰柱驅(qū)動(dòng)不需要任何用于反向電流保護(hù)的肖特基二極管。C. MOSFET圖騰柱驅(qū)動(dòng) 雙極性圖騰柱驅(qū)動(dòng)也可以等效采用MOSFET, 如圖11所示。雙極性圖騰柱驅(qū)動(dòng)的所有優(yōu)點(diǎn)這里同樣有效。 不幸的是，與使用雙極性晶體管相比這個(gè)電路有幾個(gè)缺點(diǎn)使它幾乎很少單獨(dú)使用。圖11的這個(gè)電路是一個(gè)反向驅(qū)動(dòng)，因此PWM輸出信號(hào)必須反向。除此之外，合適的MOSFET比雙極性晶體管貴很多，并且在它們共用門極電壓轉(zhuǎn)換過程中會(huì)有很大的沖擊電流。解決這個(gè)問題要額外使用邏輯和時(shí)序元件，這些技術(shù)會(huì)由于IC的應(yīng)用使成本昂貴。D. 加速電路 加速電路是設(shè)計(jì)者要深入考慮的來提高M(jìn)OSFET關(guān)斷速度的電路。因?yàn)閷?dǎo)通速度常常受限于電源中整流器件的關(guān)斷或者反向恢復(fù)速度。圖3中討論的電感鉗位模型，MOSFET的導(dǎo)通與整流二極管的關(guān)斷是一致的。因此，更快的開關(guān)動(dòng)作決定于二極管反向恢復(fù)的特性，而不是門極驅(qū)動(dòng)電路的驅(qū)動(dòng)能力。在優(yōu)化設(shè)計(jì)中導(dǎo)通時(shí)的門極驅(qū)動(dòng)速度與二極管的開關(guān)特性一致?？紤]到米勒效應(yīng)區(qū)域比最后門極驅(qū)動(dòng)電壓VDRV 更接近GND，驅(qū)動(dòng)輸出電阻和門極輸出需要一個(gè)更高的電壓。通常得到的導(dǎo)通速度足以驅(qū)動(dòng)MOSFET。 關(guān)斷時(shí)的情況非常不同。理論上，MOSFET的關(guān)斷速度只依賴于門極驅(qū)動(dòng)電路。一個(gè)更高電流的關(guān)斷電路能夠加快輸入電容放電、提供更短的開關(guān)時(shí)間并最終降低開關(guān)損耗。采用更低的輸出阻抗MOSFET驅(qū)動(dòng)或者在常用的N溝道器件上使用一個(gè)負(fù)的關(guān)斷電壓，都可以得到更大的放電電流。一方面更快的開關(guān)速度可能降低開關(guān)損耗，另一方面關(guān)斷加速電路提高了關(guān)斷時(shí)候MOSFET的di/dt和dv/dt致使波形中的震蕩加大。這在選擇合適電壓等級(jí)和EMI容忍度的功率器件時(shí)要考慮。1. 關(guān)斷二極管。 下面在一個(gè)參考地的簡(jiǎn)單門極驅(qū)動(dòng)電路中例舉了關(guān)斷電路，在其他電路中的等效應(yīng)用稍后在文中討論。這個(gè)最簡(jiǎn)單的技術(shù)是使用反并二極管，如圖12所示 。 電路中RGATE允許MOSFET導(dǎo)通速度可調(diào)。在關(guān)斷過程中反并二極管旁路掉電阻。DOFF僅僅在門極電流超過： 使用IN4148時(shí)典型值大約為150mA，使用BAS40肖特基反并二極管時(shí)大約為 300mA。結(jié)果是，這個(gè)電路(不僅)會(huì)使關(guān)斷時(shí)間顯著減小，但是只(而且)在開關(guān)時(shí)間和抗dv/dt性有改善。另一個(gè)缺點(diǎn)是門極關(guān)斷電流仍然要流過驅(qū)動(dòng)輸出電阻。2. PNP關(guān)斷電路 毫無疑問，快速關(guān)斷最常用的安排是圖13所示的局部pnp關(guān)斷電路。在QOFF的幫助下，MOSFET僅僅在關(guān)斷期間門極和源極被短路。RGATE限制了導(dǎo)通速度，DON提供了導(dǎo)通電流路徑。DON也保護(hù)QOFF的基極-發(fā)射極結(jié)在導(dǎo)通過程開始時(shí)被反向擊穿。 這種方案最重要的優(yōu)點(diǎn)是，MOSFET輸入電容的高峰值放電電流被限制在兩個(gè)開關(guān)管的門極、源極、集電極、發(fā)射極連接的最小回路中。 關(guān)斷電流不會(huì)回到驅(qū)動(dòng)中，這不會(huì)引起地反彈問題并且啟動(dòng)功率耗散被兩個(gè)因素之一減小。關(guān)斷晶體管旁路了門極驅(qū)動(dòng)回路電感、潛在的電流感應(yīng)電阻和驅(qū)動(dòng)的輸出電阻。此外，QOFF不會(huì)飽和，這一點(diǎn)對(duì)它的快速開通關(guān)斷很重要。仔細(xì)觀察這個(gè)電路可以發(fā)現(xiàn)它實(shí)際上是簡(jiǎn)化的雙極性圖騰柱驅(qū)動(dòng)，只是npn上拉晶體管被一個(gè)二極管取代。類比圖騰柱電路，MOSFET門極被關(guān)斷電路鉗位大約在GND-0.7V和VDRV+0.7V之間，消除了門極過壓的隱患。這個(gè)電路所知的唯一缺點(diǎn)是它不能將門極拉到0V，這是由于QOFF基極-發(fā)射極壓降的緣故。3. NPN關(guān)斷電路。 下一個(gè)要說明是局部npn關(guān)斷電路，如圖14所示。類比pnp方案，門極放電電流被很好的局部化了。npn晶體管能使門極比對(duì)應(yīng)的pnp更接近地。這種應(yīng)用提供了一個(gè)自偏機(jī)理來保持功率增大時(shí)MOSFET的關(guān)斷。 不幸的是，這個(gè)電路有一些明顯的不足。pnp關(guān)斷晶體管QOFF是一個(gè)反向器，它需要QINV提供一個(gè)反向PWM信號(hào)。 當(dāng)MOSFET導(dǎo)通時(shí)這個(gè)反向器從驅(qū)動(dòng)拉出電流，降低了電路的效率。此外，QINV在導(dǎo)通時(shí)間飽和會(huì)延長(zhǎng)門極驅(qū)動(dòng)的關(guān)斷延時(shí)。4. NMOS關(guān)斷電路。 一個(gè)改進(jìn)的，減少器件數(shù)量的方法如圖15所示，它使用了一個(gè)雙重驅(qū)動(dòng)來為一個(gè)小的N溝道放電晶體管提供反向 PWM信號(hào)。 此電路開關(guān)非?？觳⒛苁筂OSFET門極完全放電到0。RGATE象前面一樣設(shè)置導(dǎo)通速度，也用來防止任何在驅(qū)動(dòng)信號(hào)不完美時(shí)兩個(gè)驅(qū)動(dòng)輸出之間電流沖擊。另一個(gè)要考慮的重要因素是QOFF的電容COSS并聯(lián)在主功率MOSFET的CISS上。這會(huì)增大門極要提供的有效總門極電荷。還要考慮的是，主MOSFET的門極在功率升高期間驅(qū)動(dòng)IC輸出變得智能化之前是浮動(dòng)的。E. dv/dt保護(hù) 兩種情況下MOSFET需要dv/dt觸發(fā)導(dǎo)通保護(hù)。一種是功率升高時(shí)門極和源極間的電阻來提供保護(hù)。根據(jù)下式，這個(gè)下拉電阻的取值取決于功率升高時(shí)功率軌跡的最壞情況： 該式中最困難的是找到發(fā)生在功率升高時(shí)的最大dv/dt并且為特定的dv/dt提供足夠的保護(hù)。 第二種情況是關(guān)斷dv/dt發(fā)生在關(guān)斷時(shí)器件ds端的正常運(yùn)行模式。這種情況比先前預(yù)計(jì)的可能發(fā)生的情況更為常見。后面將要討論的同步整流開關(guān)都工作在這種模式。大部分諧振和軟開關(guān)變換器都是在功率部分諧振器件的作用下使dv/dt發(fā)生在主開關(guān)關(guān)斷時(shí)。由于這些dv/dt明顯大于功率升高的情況、VTH常常在更高結(jié)溫下變低，保護(hù)必須由門極驅(qū)動(dòng)電路低輸出電阻提供。首先要做的工作是決定發(fā)生在最壞情況下的最大dv/dt。下一步是為了提高裝置特定器件的可靠性，要計(jì)算由內(nèi)部門極電阻和MOSFET的CGD電容決定的自身的dv/dt限制 。設(shè)外部驅(qū)動(dòng)電阻為理想情況(0歐姆)，自身dv/dt限制是： 這里VTH是25C門坎電平，-0.007是VTH的溫度系數(shù)，RG,I是內(nèi)部網(wǎng)格電阻，RG,I是gs電容。如果MOSFET的自身dv/dt限制比諧振電路最大dv/dt低，最大門極驅(qū)動(dòng)電阻可由解前面等式整理得到：這里RMAX=RLO+RGATE+RG,I。 一旦這個(gè)下拉電阻最大值給定，就可進(jìn)行門極驅(qū)動(dòng)設(shè)計(jì)。必須要考慮的是驅(qū)動(dòng)的下拉電阻也是溫度的函數(shù)。結(jié)溫升高后，用IC驅(qū)動(dòng)的MOSFET比25C時(shí)表現(xiàn)出更高的輸出電阻，25C時(shí)的參數(shù)是常常使用的。 由于關(guān)斷加速電路在MOSFET關(guān)斷時(shí)和關(guān)斷期間能夠旁路RGATE電阻，它也用來滿足MOSFET的抗dv/dt性。例如，圖13的簡(jiǎn)單pnp關(guān)斷電路能夠增大MOSFET的最大dv/dt。在pnp晶體管的beta影響下等式經(jīng)過修正得到升高的dv/dt等級(jí)： 在dv/dt計(jì)算中一個(gè)反饋因子是MOSFET的內(nèi)部門極阻抗，這在任何技術(shù)資料中都沒有定義。如同前面所指出的，這個(gè)電阻依賴于半導(dǎo)體中用來傳輸信號(hào)的材料特性、晶胞密度和晶胞設(shè)計(jì)。V. 同步整流驅(qū)動(dòng) MOSFET同步整流器是參考地開關(guān)的一種特殊情況。這些器件與在傳統(tǒng)裝置中使用的N溝道MOSFET相同，它用在低壓輸出電源中取代整流二極管。它們常常工作在一個(gè)極受限制的ds電壓搖擺中，因此它們的CDS和CGD電容表現(xiàn)了相對(duì)大的容值。而且它們的裝置是唯一的，因?yàn)檫@些器件工作在V-I平面的第四象限。電流從源極流向漏極。這使門極驅(qū)動(dòng)信號(hào)不相關(guān)。如果同步開關(guān)周圍需要其他器件，電流會(huì)，或者通過電阻性溝道或者通過寄生體二極管流入MOSFET。描述MOSFET同步整流開關(guān)特性的最早模型是一個(gè)簡(jiǎn)化的buck電路，這里整流二極管被圖16中的QSR所取代。 在這個(gè)電路中首先要意識(shí)到，同步整流MOSFET的工作依賴于電路中另一個(gè)受控開關(guān)前向開關(guān)QFW，的運(yùn)行。兩個(gè)門極驅(qū)動(dòng)波形不是無關(guān)的，特殊的時(shí)間標(biāo)準(zhǔn)必須要滿足。門極信號(hào)的重疊會(huì)是致命的，因?yàn)閮蓚€(gè)MOSFET會(huì)使沒有任何明顯限流器件的電壓源短路。理想情況下，兩個(gè)開關(guān)會(huì)同時(shí)導(dǎo)通和關(guān)斷來防止QSRMOSFET的體二極管導(dǎo)通。不幸的是，避免體二極管導(dǎo)通的幸運(yùn)窗口很窄。(避免體二極管導(dǎo)通)需要非常精確、合適的時(shí)間和快速的開關(guān)速度，而這是傳統(tǒng)技術(shù)很難做到的。 結(jié)果是，大多數(shù)情況下同步MOSFET開關(guān)的體二極管導(dǎo)通的一個(gè)短暫時(shí)間20ns80ns(發(fā)生在)在導(dǎo)通前和關(guān)斷后。A. 門極電荷 在體二極管導(dǎo)通期間器件中建立了滿載電流并且ds電壓等于體二極管正向壓降。在這些情況下，開通和關(guān)斷器件所需的門極電荷與傳統(tǒng)第一象限運(yùn)行時(shí)所需的電荷不同。當(dāng)門極開通時(shí)，ds電壓實(shí)際為0并且CGD和CDS被放電。米勒效應(yīng)也不存在，ds間沒有反饋。因此，所需的門極電荷等于把gs和gd電容上電壓從0V上升到最后VDRV水平所需的電荷。CGD在0V和VDRV之間低壓平均值可由下式精確計(jì)算： 下式估算了同步整流MOSFET的總門極電荷： 這個(gè)估算值比MOSFET技術(shù)資料上列出的總門極電荷值低。同步整流中使用同樣驅(qū)動(dòng)的相同MOSFET比第一象限情況下能更快的開通和關(guān)斷。不幸的是，用于同步整流的低RDS(on)器件大沖模尺寸的緣故，它們常常有非常的大輸入輸出電容，因此這個(gè)優(yōu)點(diǎn)不能實(shí)現(xiàn)。 考慮技術(shù)資料上的總門極電荷從功率耗散角度講是另一個(gè)要點(diǎn)。盡管驅(qū)動(dòng)導(dǎo)通期間輸出的門極電荷比技術(shù)資料上給出的典型值少，后者包括了經(jīng)過驅(qū)動(dòng)輸出電阻的總門極電荷的一部分。導(dǎo)通前，當(dāng)器件的ds電壓改變時(shí)，功率部分提供的米勒電荷必須流過同步MOSFET的驅(qū)動(dòng)，這引起了額外的功率損耗。這個(gè)現(xiàn)象在圖17可見，圖17將在考慮dv/dt的情況下討論。B. 考慮dv/dt(的情況) 圖17給出了QSR導(dǎo)通和關(guān)斷過程中最重要的電路和電流元件。事實(shí)上，它更為精確的說明了發(fā)生在QFW的開關(guān)過程強(qiáng)迫QSR導(dǎo)通或關(guān)斷與自己的門極驅(qū)動(dòng)信號(hào)無關(guān)。 QSR的導(dǎo)通開始與QFW的關(guān)斷。當(dāng)QFW門極驅(qū)動(dòng)信號(hào)從高過渡到低時(shí)，開關(guān)節(jié)點(diǎn)從輸入電壓水平過渡到GND。電流保持在正向開關(guān)中直到CRSS被放電并且QSR的體二極管正向偏置。在那一刻同步MOSFET接受了電流QFW完全關(guān)斷。受控制器能力的短暫延時(shí)支配之后，QSR的門極驅(qū)動(dòng)信號(hào)作用，MOSFET導(dǎo)通。此時(shí)電流從體二極管轉(zhuǎn)移到器件的溝道中。 在QSR導(dǎo)電末期，MOSFET必須被關(guān)斷。這個(gè)過程在同步開關(guān)門極驅(qū)動(dòng)信號(hào)撤銷后開始。它本身不會(huì)引起器件的關(guān)斷。它會(huì)強(qiáng)迫電流流進(jìn)體二極管而不是溝道。電路的運(yùn)行與這個(gè)變化無關(guān)。當(dāng)正向開關(guān)的門極(電平)從低過渡到高時(shí)，電流開始從QSR轉(zhuǎn)移到QFW。一旦滿載電流轉(zhuǎn)移到QFW，體二極管被完全恢復(fù)，開關(guān)節(jié)點(diǎn)從GND過渡到輸入電壓水平。在此過渡期間，QSR的CRSS電容被充電，同步MOSFET易受dv/dt影響而導(dǎo)通。 總結(jié)同步MOSFET和它驅(qū)動(dòng)的獨(dú)特運(yùn)行方式，最重要的結(jié)論是，同步MOSFET的導(dǎo)通關(guān)斷dv/dt是由正向開關(guān)的驅(qū)動(dòng)特性(也就是說，開關(guān)速度)決定的。因此，兩個(gè)門極驅(qū)動(dòng)電路應(yīng)當(dāng)一起設(shè)計(jì)以保證它們各自的速度和dv/dt限制滿足各種工作條件。這可以由下面簡(jiǎn)單計(jì)算一步步得到：假設(shè)QSR和QFW是相同器件，沒有外部門極電阻，內(nèi)部門極電阻與驅(qū)動(dòng)輸出電阻相比可以忽略，那么驅(qū)動(dòng)輸出電阻之比近似為：使用10V驅(qū)動(dòng)信號(hào)的邏輯MOSFET的一個(gè)典型例子是得到一個(gè)0.417的比率，這意味著QSR下拉驅(qū)動(dòng)電阻必須小于QFW的上拉驅(qū)動(dòng)電阻42%。當(dāng)?shù)贸鲞@些計(jì)算結(jié)果時(shí)，記住除了VDRV之外的每個(gè)參數(shù)與溫度相關(guān)，它們的值必須適合反映設(shè)計(jì)中最壞條件下的運(yùn)行情況。 . 高端非隔離門極驅(qū)動(dòng)高端非隔離門極驅(qū)動(dòng)電路可以根據(jù)它們所驅(qū)動(dòng)的器件類型或者根據(jù)所包括的驅(qū)動(dòng)電路類型來分類。它們相應(yīng)的可以按以下區(qū)分：使用的器件是P溝道還是N溝道；使用直接驅(qū)動(dòng)、電平轉(zhuǎn)移驅(qū)動(dòng)還是解靴帶技術(shù)。無論怎樣的方式(區(qū)分)，高端驅(qū)動(dòng)的設(shè)計(jì)需要更多關(guān)注，下面列表可能有利于設(shè)計(jì)的各個(gè)方面：效率偏置/功率要求速度限制最大占空比限制dv/dt含義啟動(dòng)條件瞬態(tài)運(yùn)行旁路電容大小布板、地的考慮A. P溝道器件的高端驅(qū)動(dòng) 此類電路中P溝道MOSFET開關(guān)的源極與輸入線的正極相連。驅(qū)動(dòng)對(duì)器件的門極使用了一個(gè)相對(duì)源極的負(fù)的導(dǎo)通信號(hào)。這意味著PWM控制器的輸出相對(duì)于正輸入線要反向。因?yàn)檩斎腚妷嚎梢钥闯梢粋€(gè)DC電壓源，高端P溝道驅(qū)動(dòng)不必在開關(guān)頻率下很大的潛在差異中擺動(dòng)，但是它們必須在整個(gè)輸入電壓范圍內(nèi)工作。此外，可能由于輸入電壓源的低AC電阻，驅(qū)動(dòng)參考了AC地。1. P溝道直接驅(qū)動(dòng) P溝道高端驅(qū)動(dòng)的最早情況是直接驅(qū)動(dòng)，這在最大輸入電壓低于器件gs擊穿電壓的情況下可以使用。一個(gè)典型應(yīng)用范圍是使用一個(gè)P溝道MOSFET的12V輸入DC/DC變換器，類似于圖18所示原理。注意在一些用于P溝道器件的控制器中可得到反向PWM輸出信號(hào)。 這個(gè)電路的工作類似于用于N溝道器件的參考地直接驅(qū)動(dòng)器。明顯的差別門極電流路徑，它是不會(huì)流入地的。門極大充放電電流被正內(nèi)部連接導(dǎo)通。結(jié)果是，為了減小門極驅(qū)動(dòng)的環(huán)路電感，正輸入需要寬線或者一個(gè)平面。2. P溝道電平轉(zhuǎn)移驅(qū)動(dòng) 由于輸入電壓超過MOSFET的gs電壓限制，需要電平轉(zhuǎn)移門極驅(qū)動(dòng)電路。最簡(jiǎn)單的電平轉(zhuǎn)移技術(shù)是使用一個(gè)圖19所示的開放的集電器驅(qū)動(dòng)。不幸的是，開放集電器電平轉(zhuǎn)移不適用于在一個(gè)高速裝置中直接驅(qū)動(dòng)MOSFET。 由于開放集電極晶體管的緣故要限制輸入電壓范圍，它開始的這種應(yīng)用有大量問題。但是最大的障礙是高驅(qū)動(dòng)阻抗。電阻ROFF和RGATE都必須是高阻值來限制開關(guān)導(dǎo)通期間驅(qū)動(dòng)中的連續(xù)電流。門極驅(qū)動(dòng)(電平)幅度取決于電阻分壓比和輸入電平。開關(guān)速度和抗dv/dt性被嚴(yán)格限制，這一點(diǎn)將該電路排除在開關(guān)裝置之外。然而這個(gè)非常簡(jiǎn)單的電平轉(zhuǎn)移界面可用于沖擊電流限制器或者速度不重要的類似裝置中的驅(qū)動(dòng)開關(guān)。 圖20給出了一個(gè)電平轉(zhuǎn)移驅(qū)動(dòng)電路，它適用于高速裝置并且用PWM控制器可匹配的工作。開放集電極電平轉(zhuǎn)移原理在一個(gè)雙極性圖騰柱驅(qū)動(dòng)的輸入可以很容易認(rèn)出。在這種電路中電平轉(zhuǎn)移有兩個(gè)目的，翻轉(zhuǎn)PWM輸出和將PWM信號(hào)對(duì)輸入?yún)⒖肌?由RGATE和R2決定的導(dǎo)通速度很快。在開關(guān)導(dǎo)通期間一個(gè)小DC電流流過電平轉(zhuǎn)移以保證驅(qū)動(dòng)器偏置在合適的狀態(tài)。門極驅(qū)動(dòng)功率和電平轉(zhuǎn)換電流由常常被旁路的功率部分的正向輸入提供。 驅(qū)動(dòng)的功率損耗有一個(gè)頻率項(xiàng)部分與主開關(guān)的門極電荷有關(guān)，一個(gè)占空比和輸入電壓項(xiàng)部分與電平轉(zhuǎn)移電路中的電流有關(guān)。 該電路的一個(gè)缺點(diǎn)是VDRV仍是R1，R2分壓得到輸入電壓的一個(gè)函數(shù)。在大多數(shù)情況下需要保護(hù)電路來防止gs端的過壓。另一個(gè)可能的困難是npn電平轉(zhuǎn)移晶體管的飽和，該晶體管能延長(zhǎng)另外由R1和RGATE定義的關(guān)斷時(shí)間。幸運(yùn)的是，這些缺點(diǎn)能通過在QINV發(fā)射極和GND之間移動(dòng)R2來選擇。這個(gè)輸出電路提供了恒定門極驅(qū)動(dòng)幅度、導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)間內(nèi)快速對(duì)稱的開關(guān)速度。驅(qū)動(dòng)器原理的抗dv/dt性主要由R1電阻設(shè)定。較低的阻值可以提高抗開通導(dǎo)致的dv/dt性，但是也增大了