通信工程畢設(shè)OFDM調(diào)制解調(diào)系統(tǒng)仿真與結(jié)果分析.doc

4 系統(tǒng)仿真與性能分析4.1 仿真參數(shù)設(shè)置結(jié)合OFDM調(diào)制解調(diào)系統(tǒng)原理圖與仿真流程圖，基于MATLAB軟件平臺，設(shè)置系統(tǒng)仿真參數(shù)，如表4-1所示：表4-1 MATLAB仿真參數(shù)設(shè)置IFFT點數(shù)1024子載波數(shù)200位數(shù)/符號2符號數(shù)/載波50信噪比SNR（dB）5調(diào)制方式QPSK（BPSK、16QAM、64QAM）由OFDM系統(tǒng)原理和仿真流程可知，由信源產(chǎn)生一個待傳輸?shù)亩M(jìn)制隨機信號。此處，我們以QPSK調(diào)制為例，根據(jù)表4-1設(shè)置的系統(tǒng)默認(rèn)仿真參數(shù)，子載波數(shù)目1024個，每個子載波中OFDM符號數(shù)為50個，每OFDM符號數(shù)所含的比特數(shù)為2 bit，信噪比（SNR）為2 dB，經(jīng)過運算、取整等操作，可產(chǎn)生一組包含20000（子載波數(shù)符號數(shù)/載波位數(shù)/符號）個由0和1構(gòu)成的一維隨機二進(jìn)制數(shù)組，即待傳信號，截取待傳信號的前101（0100）個碼元，其對應(yīng)的波形與經(jīng)過OFDM系統(tǒng)傳輸、解調(diào)還原后所得到的信號波形，如圖4-1所示：圖4-1 待傳輸信號與解調(diào)還原信號對比圖由圖4-1可知，經(jīng)過系統(tǒng)發(fā)送、傳輸、解調(diào)過后的信號經(jīng)過并串變換后，還原后所得到的信號與原信號相比，存在數(shù)據(jù)出錯的情況，即產(chǎn)生誤碼，此時的誤碼率如圖4-3所示：圖4-2 默認(rèn)參數(shù)下QPSK調(diào)制的系統(tǒng)誤碼率誤碼率（SER）是衡量數(shù)據(jù)在規(guī)定時間內(nèi)數(shù)據(jù)傳輸精確性的指標(biāo)。即，數(shù)據(jù)經(jīng)過通信信道傳輸以后，接收端所接收到的數(shù)據(jù)與發(fā)送端發(fā)送的原始數(shù)據(jù)相比，發(fā)生錯誤的碼元個數(shù)占發(fā)送端發(fā)送的原始數(shù)據(jù)的總碼元個數(shù)之比，誤碼率的計算公式如下所示：誤碼率=錯誤碼元數(shù)/傳輸總碼元數(shù)=一個通信系統(tǒng)在進(jìn)行數(shù)據(jù)傳輸時的誤碼率越小，則說明該通信系統(tǒng)的傳輸精確度越高。4.2 OFDM系統(tǒng)仿真實現(xiàn)以QPSK調(diào)制為例，系統(tǒng)的仿真參數(shù)為默認(rèn)值。即，子載波數(shù)目1024個，每個子載波中OFDM符號數(shù)為50個，每OFDM符號數(shù)所含的比特數(shù)為2 bit，信噪比（SNR）為2 dB。4.2.1 待傳信號與還原信號圖4-3 待傳信號與還原信號碼元波形由仿真參數(shù)默認(rèn)值及仿真程序，信源產(chǎn)生的隨機序列的長度為20000（子載波數(shù)符號數(shù)/載波位數(shù)/符號），大小介于0到 1之間，經(jīng)過取整后即得到長度為20000，大小為0或1的待發(fā)送的一維隨機二進(jìn)制數(shù)組。將待傳信號通過發(fā)送端輸入OFDM系統(tǒng)，通過系統(tǒng)傳輸后，到達(dá)接收端，還原后得到的一組二進(jìn)制數(shù)組即為完成OFDM調(diào)制解調(diào)和傳輸?shù)男盘枴?4.2.2 發(fā)送端OFDM載波幅度譜和相位譜圖4-4 OFDM載波幅度譜與相位譜待傳信號經(jīng)過OFDM系統(tǒng)發(fā)送端輸入系統(tǒng)后，經(jīng)過QPSK調(diào)制產(chǎn)生調(diào)制信息，通過串/并變換后加入子載波，再通過快速傅里葉逆變換（IFFT）生成OFDM符號，其載波幅度譜和相位譜如圖4-3所示。在OFDM調(diào)制解調(diào)系統(tǒng)中，若在IFFFT間隙內(nèi)的子載波都存在整數(shù)個周期，則子載波之間完全正交。然而，當(dāng)出現(xiàn)頻偏時，IFFFT間隙內(nèi)的子載波周期個數(shù)不再是整數(shù)倍，從而導(dǎo)致載波間干擾的產(chǎn)生。4.2.2 分離的OFDM符號子載波波形圖4-5 分離的OFDM符號子載波時域波形如圖4-5表示一個符號周期內(nèi)的OFDM符號的子載波波形，子載波之間相互正交，是OFDM正交性根本體現(xiàn)。在時間間隔t內(nèi)，每一個子載波恰好有整數(shù)個周期，即每一個子載波的頻率是基本頻率的整數(shù)倍，在一個符號周期內(nèi)，兩個相鄰子載波的周期數(shù)相差一個周期，兩者之間相互正交，保證了每一個子載波都能夠被單獨的接收并且獨立的解調(diào)，而不受其他載波的干擾影響。4.2.2 OFDM信號功率密度譜圖4-6 載波數(shù)200的OFDM信號頻譜密度譜如圖4-6所示，子載波個數(shù)為200的OFDM符號的功率密度譜，圖中橫軸表示歸一化頻率，縱軸表示歸一化幅度衰減(單位：dB)。我們知道，OFDM符號功率密度譜下降速度，隨著OFDM子載波個數(shù)的增加而增快。為加速OFDM信號功率譜帶外衰減部分的下降，通常采取對每個OFDM時域符號加窗的方式，使OFDM符號周期邊緣的幅度值逐漸過渡到零，這與成型濾波的原理相似。成型濾波是在頻域加平方根升余弦窗，降低時域信號的拖尾振蕩，而OFDM符號則是在時域加升余弦窗，降低頻域信號拖尾振蕩，使帶外衰減速度加快。4.2.2 接收端OFDM載波幅度譜和相位譜圖4-7 OFDM載波幅度譜和相位譜OFDM信號通過信道傳輸后，到達(dá)接收端，在接收端經(jīng)過串并變換和快速傅里葉變換，得到并行的頻域的OFDM符號，其幅度譜和相位譜如圖4-7所示。4.3仿真性能分析4.3.1 在不同調(diào)制方式下，系統(tǒng)誤碼率（BER）與信噪比（SNR）的關(guān)系1. OFDM系統(tǒng)在QPSK調(diào)制方式下系統(tǒng)誤碼率（BER）與信噪比（SNR）的關(guān)系曲線：表4-2 系統(tǒng)誤碼率（BER）與信噪比（SNR）關(guān)系表SNR(dB)12345678BER（%）0.142 14.2910.176.694.632.0901.360.370.14SNR(dB)910111213141516BER（%）0.0550.005000000由表4-2中數(shù)據(jù)可繪制出系統(tǒng)誤碼率（BER）與信噪比（SNR）的關(guān)系曲線如下圖所示：圖4-8 系統(tǒng)誤碼率（BER）與信噪比（SNR）的關(guān)系曲線2. OFDM系統(tǒng)在BPSK調(diào)制方式下系統(tǒng)誤碼率（BER）與信噪比（SNR）的關(guān)系曲線：表4-3 系統(tǒng)誤碼率（BER）與信噪比（SNR）關(guān)系表SNR(dB)12345678BER（%）SNR(dB)910111213141516BER（%）由表4-3中數(shù)據(jù)可繪制出系統(tǒng)誤碼率（BER）與信噪比（SNR）的關(guān)系曲線如下圖所示：圖4-9 系統(tǒng)誤碼率（BER）與信噪比（SNR）的關(guān)系曲線由上面的誤碼率曲線圖可以看出，在系統(tǒng)參數(shù)一致的情況下，對OFDM系統(tǒng)分別進(jìn)行QPSK和BPSK兩種調(diào)制，隨著系統(tǒng)信噪比的不斷增大，系統(tǒng)誤碼率在不斷的減小，當(dāng)信噪比達(dá)到某一臨界值時，系統(tǒng)誤碼率達(dá)到零值。因為伴隨系統(tǒng)信噪比的增加，系統(tǒng)噪聲功率有所下降，因而誤碼率也隨之下降。由于多徑效應(yīng)引起的頻率選擇性衰落，對系統(tǒng)誤碼率產(chǎn)生了很大的影響，嚴(yán)重影響了OFDM系統(tǒng)性能，對QPSK調(diào)制的影響尤為明顯。故而，BPSK調(diào)制方式的系統(tǒng)性能好于QPSK調(diào)制方式。3. OFDM系統(tǒng)在16QAM調(diào)制方式下系統(tǒng)誤碼率（BER）與信噪比（SNR）的關(guān)系曲線：表4-4 系統(tǒng)誤碼率（BER）與信噪比（SNR）關(guān)系表SNR(dB)12345678BER（%）SNR(dB)910111213141516BER（%）由表4-4中數(shù)據(jù)可繪制出系統(tǒng)誤碼率（BER）與信噪比（SNR）的關(guān)系曲線如下圖所示：圖4-10 系統(tǒng)誤碼率（BER）與信噪比（SNR）的關(guān)系曲線4. OFDM系統(tǒng)在64QAM調(diào)制方式下系統(tǒng)誤碼率（BER）與信噪比（SNR）的關(guān)系曲線：表4-5 系統(tǒng)誤碼率（BER）與信噪比（SNR）關(guān)系表SNR(dB)12345678BER（%）SNR(dB)910111213141516BER（%）由表4-5中數(shù)據(jù)可繪制出系統(tǒng)誤碼率（BER）與信噪比（SNR）的關(guān)系曲線如下圖所示：圖4-11 系統(tǒng)誤碼率（BER）與信噪比（SNR）的關(guān)系曲線由上面的誤碼率曲線圖可以看出，在系統(tǒng)參數(shù)相同的情況下，對OFDM系統(tǒng)分別進(jìn)行16QAM和64QAM兩種調(diào)制，隨著系統(tǒng)信噪比的不斷增大，系統(tǒng)誤碼率在不斷的減小，而隨信噪比的進(jìn)一步增大，誤碼率也越來越小，當(dāng)信噪比達(dá)到某一臨界值時，系統(tǒng)誤碼率達(dá)到零值。當(dāng)信噪比相同時，16QAM調(diào)制的誤碼率明顯比64QAM調(diào)制的誤碼率低，并且16QAM調(diào)制方式的性能也明顯好于64QAM調(diào)制方式。綜上所述以及系統(tǒng)誤碼率曲線可以看出，在相同信噪比條件下，采用BPSK和QPSK調(diào)制方式比采用16QAM和32QAM調(diào)制方式的系統(tǒng)誤碼率要小。但MPSK調(diào)制在性能方面卻不如QAM調(diào)制，尤其當(dāng)M比較大的時候，這種差異尤為明顯。若把每個子載波所包含的比特數(shù)量限制在4 bit之內(nèi)，MPSK調(diào)制性能較好。矩形QAM信號星座具有容易產(chǎn)生的獨特優(yōu)點，并且，相對容易解調(diào)?？傊?，在系統(tǒng)性能上QAM調(diào)制優(yōu)于MPSK調(diào)制。而在系統(tǒng)誤碼率方面，相同信噪比條件下，QAM調(diào)制下的系統(tǒng)誤碼率大于MPSK調(diào)制。4.3.2系統(tǒng)誤碼率(BER)與信號幀長度的關(guān)系由仿真程序可知，信源產(chǎn)生的二進(jìn)制隨機序列的長度=（子載波數(shù)符號數(shù)/載波位數(shù)/符號），故，可以通過改變系統(tǒng)子載波數(shù)或每個載波所包含的符號數(shù)來達(dá)到改變信號幀長度的目的，并且保持其他條件不變，觀察系統(tǒng)誤碼率（BER）與信號幀長度的關(guān)系。1. 系統(tǒng)誤碼率（BER）與子載波個數(shù)的關(guān)系曲線：表4-6 系統(tǒng)誤碼率（BER）與信號幀長度關(guān)系表子載波個數(shù)1030507090110130150BER（%）0000.02860.10000.28180.69230.9400子載波個數(shù)170190210230250260280300BER（%）1.58241.95262.76193.76093.86674.57315.13576.2767由表4-6中數(shù)據(jù)可繪制出系統(tǒng)誤碼率（BER）與信號幀長度（子載波個數(shù)）關(guān)系曲線如下圖所示：圖4-12 系統(tǒng)誤碼率（BER）與信號幀長度（子載波個數(shù)）關(guān)系曲線2. 系統(tǒng)誤碼率（BER）與每個載波所包含的符號數(shù)的關(guān)系曲線：表4-7 系統(tǒng)誤碼率（BER）與信號幀長度關(guān)系表符號數(shù)/載波1020304050607080BER（%）0237502.0252.6753.0252.72502.69582.46072.4156符號數(shù)/載波90100110120130140150160BER（%）2.48892.63252.44092.30422.59042.51962.42252.4875由表4-7中數(shù)據(jù)可繪制出系統(tǒng)誤碼率（BER）與信號幀長度（子載波個數(shù)）關(guān)系曲線如下圖所示：圖4-12 系統(tǒng)誤碼率（BER）與信號幀長度（子載波個數(shù)）關(guān)系曲線結(jié) 論（宋體小三加粗居中段前段后1行）（內(nèi)容宋體小四首行縮進(jìn)2字符）XXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXX 致 謝（宋體小三加粗居中段前段后1行）（內(nèi)容宋體小四首行縮進(jìn)2字符）XXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXX 注 釋（宋體小三加粗居中段前段后1行）1 XXXXXXXXXXXX（宋體小四）2 XXXXXXXXXXXX.參考文獻(xiàn)（宋體小三加粗居中段前段后1行）（內(nèi)容宋體小四）參考文獻(xiàn)按在正文中出現(xiàn)的順序列于文末，請采用 GB7714 87 文后參考文獻(xiàn)著錄規(guī)則的新規(guī)定，其中包括作