多路輸出反激式開關(guān)電源設(shè)計(jì)

1、多路輸出反激式開關(guān)電源設(shè)計(jì)摘 要:以UC3844芯片為控制核心，設(shè)計(jì)并制作了多路輸出反激式開關(guān)電源。完成了多路輸出反激式開關(guān)電源系統(tǒng)設(shè)計(jì)，完成具體模塊電路詳細(xì)設(shè)計(jì)，包括 EMI 濾波電路、前級保護(hù)和整流橋電路、緩沖吸收電路、高頻變壓器、UC3844的啟動(dòng)與驅(qū)動(dòng)電路、電流檢測和過流保護(hù)電路等。合理選擇、設(shè)計(jì)和分配了開關(guān)電源各電路參數(shù)；設(shè)計(jì)出電路原理圖，根據(jù)設(shè)計(jì)規(guī)范制作出 PCB，并組裝出電源樣機(jī)，最后對設(shè)計(jì)的樣機(jī)進(jìn)行測試驗(yàn)證。開關(guān)電源樣機(jī)輸出電壓穩(wěn)定性較高，輸出電壓紋波較小，符合設(shè)計(jì)規(guī)范小于 80mV 的要求；樣機(jī)整體測試結(jié)果表明，電源各項(xiàng)指標(biāo)均符合要求，輸出穩(wěn)定，性能較好。關(guān)鍵詞：開關(guān)電源；反

2、激式；UC3844；模塊化 Design of Multi-output Flyback Switching Power Supply Abstract: It was designed and produced a set of multiple output fly-back switching power supply, using the chip UC3844 as the control core. The design of the system and specific module circuits was completed. The module circuits inc

3、lude EMI filter circuit, level protection and bridge rectifier circuit, snubber circuit, high frequency transformer, start and drive circuit of UC3844, current sensing and over-current protection circuit. The parameters of switching power supply circuit were chose, designed and distributed reasonabl

4、y. According to the schematic circuit design and design specifications, we produced the PCB, and assembled the prototype of power supply, also finished the test in the final.The higher stability of the output voltage of the switching power supply prototype, the output voltage ripple is small, meet t

5、he design specifications to the requirements of less than 80mV; The prototype of the overall test results show that the power of the indicators are in line with the requirements, output stability, better performance.Keywords: switch power supply；flyback；UC3844；Modular目 錄1 概 述11.1 課題研究背景與意義11.2 課題設(shè)計(jì)內(nèi)

6、容12 反激式開關(guān)電源系統(tǒng)分析12.1 反激變換器工作原理分析12.2 控制電路分析32.3 系統(tǒng)整體架構(gòu)53系統(tǒng)設(shè)計(jì)53.1 變壓器設(shè)計(jì)53.2 控制芯片選擇103.3 控制芯片驅(qū)動(dòng)電路及定時(shí)電阻電容計(jì)算123.4 緩沖吸收電路163.5 前置保護(hù)電路173.6 EMI濾波電路選擇與設(shè)計(jì)173.7 輸入整流濾波電路183.8 反饋電路設(shè)計(jì)203.9電流檢測和過流保護(hù)電路213.10 軟啟動(dòng)電路223.11 MOS管瞬態(tài)抑制保護(hù)電路224 系統(tǒng)調(diào)試234.1 硬件調(diào)試234.2 空載輸出電壓波形測量234.3 紋波測量與分析235 結(jié) 束 語27參考文獻(xiàn)28致 謝29附 錄30附錄1 多路輸出

7、反激式開關(guān)電源原理圖31附錄2 多路輸出反激式開關(guān)電源PCB圖32附錄3 多路輸出反激式開關(guān)電源系統(tǒng)元器件清單33多路輸出反激式開關(guān)電源設(shè)計(jì)1 概 述 1.1 課題研究背景與意義 隨著電力電子技術(shù)的高速發(fā)展，電力電子設(shè)備與人們的工作、生活的關(guān)系日益密切，而電力電子設(shè)備都離不開可靠的電源，其供電一般采用開關(guān)電源。開關(guān)電源是利用現(xiàn)代電力電子技術(shù)，控制開關(guān)管開通和關(guān)斷的時(shí)間比率，維持穩(wěn)定輸出電壓的一種電源，開關(guān)電源一般由脈沖寬度調(diào)制（PWM）控制IC和MOSFET構(gòu)成。在建設(shè)資源節(jié)約型、環(huán)保示范型社會的大背景下，具有高效節(jié)能、安全環(huán)保、短小輕薄等方面優(yōu)點(diǎn)的開關(guān)電源已經(jīng)成為本學(xué)科一個(gè)重要的研究熱點(diǎn)。其

8、中反激式開關(guān)電源，是開關(guān)電源拓?fù)渲凶詈唵蔚囊环N。輸出變壓器同時(shí)充當(dāng)儲能電感，整個(gè)電源體積小、結(jié)構(gòu)簡單，可同時(shí)輸出多路互相隔離的電壓，所以得到廣泛應(yīng)用。本次畢業(yè)設(shè)計(jì)制作的多路輸出反激式開關(guān)電源是為各種電力電子器件供電。1.2 課題設(shè)計(jì)內(nèi)容設(shè)計(jì)多路輸出的反激式開關(guān)電源，指標(biāo)如下：(1) 輸入電壓：AC220V10%(2) 輸出電壓五組：三路+15V(1.0A)、兩路+5V（1.0A）(3) 輸出電壓紋波:VPP80mV(4) 工作頻率：100KHz(5) 最大占空比：Dmax=0.42(6) 效率=75%(7) 總功率：55W給出電源主電路與控制電路的設(shè)計(jì)清單。用protel軟件進(jìn)行電源電路原理圖

9、與PCB圖的設(shè)計(jì)，進(jìn)行電路調(diào)試，對調(diào)試過程中出現(xiàn)的問題進(jìn)行分析處理，獲得多路輸出反激式開關(guān)電源原理樣機(jī)。2 反激式開關(guān)電源系統(tǒng)分析 本節(jié)完成主變換電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的選擇，對控制電路調(diào)節(jié)方式進(jìn)行選取，分析給出系統(tǒng)整體架構(gòu)圖，為開關(guān)電源各電路模塊設(shè)計(jì)奠定基礎(chǔ)。2.1 反激變換器工作原理分析反激變換器由于電路簡單，所用元件少，適用于多輸出場合。反激變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2-1所示，其中T1是高頻變壓器，Q1是MOS管，C1、C2是濾波電容，D1為整流二極管。其基本工作原理是：當(dāng)開光管Q1 開通時(shí)變壓器原邊導(dǎo)通，輸入的直流電壓通過初級繞組向變壓器灌入能量；Q1 關(guān)斷時(shí)變壓器內(nèi)灌注的能量通過次級繞組釋放，經(jīng)

10、D1 整流、C2 濾波后供負(fù)載使用。通過PWM脈沖產(chǎn)生電路改變開關(guān)脈沖占空比和變壓器的變比可以很容易的實(shí)現(xiàn)大范圍的電壓調(diào)整。圖2-1 反激變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)2.1.1工作方式選取反激式開關(guān)電源主要有兩種基本工作模式：(1)連續(xù)工作模式，簡稱 CCM；(2)不連續(xù)工作模式，簡稱 DCM。兩種工作模式的電路原理圖如圖2-2所示。CCM 的工作原理：PWM 脈沖激勵(lì)開關(guān)管導(dǎo)通，這時(shí)輸入電壓加在原邊繞組上，原邊電感儲存能量，在下一次脈沖到來之前，變壓器儲存的能量沒有釋放完全，使得次級電流沒有降到零便開始了下一個(gè)過程。DCM 的工作原理與 CCM 相比的不同點(diǎn)是在下一次脈沖到來之前，變壓器儲存的能量已經(jīng)釋

11、放完全，次級電流已經(jīng)降到零，下一個(gè)過程初級的電流又開始從零增加。所以 CCM的特點(diǎn)是高頻變壓器在每個(gè)開關(guān)周期，都是從非零的能量儲存狀態(tài)開始的。DCM的特點(diǎn)是儲存在高頻變壓器中的能量在每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)都要完全釋放掉，可以得出兩種模式下紋波電流與峰值電流的不同關(guān)系。DCM 的開關(guān)電流從一定幅度開始，沿斜坡上升到峰值，然后又迅速回零，初級脈動(dòng)電流與峰值電流 的比例系數(shù) 1.0。DCM 的開關(guān)電流則是從零開始上升到峰值，再迅速降到零，=1.0 。利用 IR與IPK 的比例關(guān)系 (01.0) 的數(shù)值，可以定量地描述開關(guān)電源的工作模式，其中 的關(guān)系如式(2-1)所示 圖2-2 工作模式 （2-1）實(shí)際上 C

12、CM 與 DCM 之間并無嚴(yán)格界限，而是存在一個(gè)過渡過程。對于給定的交流輸入范圍，值較小時(shí)對應(yīng)連續(xù)的工作模式和相對較大的初級電感量，并且初級峰值電流和初級有效值電流值較小,這時(shí)可選用較小功率的控制器件和較大尺寸的高頻變壓器來實(shí)現(xiàn)優(yōu)化設(shè)計(jì)。反之，值較大，就表示連續(xù)程度較差，初級電感量較小，而 與 較大，此時(shí)采用較大功率的控制器件和尺寸較小的高頻變壓器。 通過查閱相關(guān)資料，采用 CCM 可比 DCM 減小功耗大約為 25%左右。對于同樣的輸出功率，采用 CCM 可使用功率較小的控制芯片，或者允許控制芯片工作在較低的損耗下。此外，設(shè)計(jì)成 CCM時(shí)，初級電路中的交流成分要比 DCM低，并能減小趨膚效應(yīng)

13、以及高頻變壓器的損耗。本設(shè)計(jì)選取 1.0，即工作于CCM模式。2.2 控制電路分析在開關(guān)電源中，控制電路的主要功能是為開關(guān)管提供比率可調(diào)的驅(qū)動(dòng)脈沖，從而達(dá)到穩(wěn)定輸出電壓的目的。常用的調(diào)制方式有三種：PWM 脈寬調(diào)制、PFM 脈頻調(diào)制和PWM-PFM 調(diào)寬調(diào)頻混合電路。2.2.1 PWM脈沖寬度調(diào)制PWM 調(diào)制方式就是控制芯片根據(jù)輸入電壓的變化，使輸出脈沖寬度發(fā)生變化的一種調(diào)制方式。在調(diào)制期間脈沖周期 T 是固定不變的。不論是負(fù)載電流發(fā)生變化，還是輸入電壓發(fā)生變化，都會引起輸出電壓的變化，通過反饋采樣這個(gè)變化，然后經(jīng)過穩(wěn)壓控制系統(tǒng)，最終使輸出脈沖寬度改變，從而達(dá)到輸出穩(wěn)定電壓的目的。脈沖寬度調(diào)制

14、變化如圖 2-3 所示，T不變，Ton發(fā)生變化，即脈沖寬度改變。圖2-3 PWM 調(diào)節(jié)方式2.2.2 PFM脈沖頻率調(diào)制PFM 調(diào)制方式就是控制芯片根據(jù)輸入電壓的變化，使輸出脈沖周期發(fā)生變化的一種調(diào)制方式。脈沖頻率調(diào)制變化如圖 2-4 所示，Ton不變，即脈沖寬度不變化，而周期發(fā)生變化，即頻率改變。圖2-4 PFM 調(diào)節(jié)方式2.2.3 PWM-PFM脈寬脈頻綜合調(diào)制PWM-PFM 脈寬脈頻綜合調(diào)制方式就是控制芯片根據(jù)輸入電壓的變化，不但使輸出脈沖寬度發(fā)生變化，而且頻率也同時(shí)發(fā)生變化的一種調(diào)制方式。PWM-PFM調(diào)制方式是同時(shí)改變周期 T 和導(dǎo)通時(shí)間 Ton兩個(gè)參數(shù)來實(shí)現(xiàn)輸出電壓的穩(wěn)定。PWMP

15、FM 兼有 PWM 和 PFM 的優(yōu)點(diǎn)，調(diào)制過程如圖 2-5 所示。圖2-5 PWM-PFM 綜合調(diào)節(jié)方式本設(shè)計(jì)采用第一種 PWM 調(diào)制方式，屬于 PWM 調(diào)制方式中的電流反饋模式。調(diào)制過程是當(dāng)控制芯片UC3844的檢測端電流在規(guī)定的范圍內(nèi)，UC3844輸出占空比與檢測端電流成反比。通過檢測端電流的大小來改變占空比的大小，實(shí)現(xiàn) PWM 調(diào)制，從而達(dá)到穩(wěn)定電壓的目的。2.3 系統(tǒng)整體架構(gòu)多路輸出反激式開關(guān)電源系統(tǒng)設(shè)計(jì)整體架構(gòu)如圖2-6所示，主要包括：前級保護(hù)電路、EMI 濾波電路、整流濾波電路、漏磁吸收回路、輸出整流濾波電路、反饋電路、主控制電路等。圖 2-6 系統(tǒng)整體架構(gòu)圖工作過程分析：接入

16、220V 交流電 ui；經(jīng)過保護(hù)電路之后；進(jìn)行 EMI 電磁濾波，濾除電源接入噪聲和自身噪聲干擾；橋式整流為310V左右的直流電壓；通過反激式主變換電路進(jìn)行電壓變換，主電路包括全波整流、濾波、高頻變壓器、漏磁吸收回路和功率開關(guān)管；經(jīng)過變壓器二次側(cè)變換之后送至后級同步整流電路進(jìn)行整流濾波；如輸出濾波效果不明顯，可增加后級濾波電路；在交流輸入電壓波動(dòng)時(shí)，為了保證輸出穩(wěn)定，需要進(jìn)行負(fù)反饋調(diào)節(jié)，從后級輸出Uo端進(jìn)行采樣，采樣信號送至控制電路，經(jīng)過取樣、比較、放大等環(huán)節(jié)產(chǎn)生比率可調(diào)的脈沖信號來控制開關(guān)管作出相應(yīng)調(diào)整，從而使輸出穩(wěn)定。3系統(tǒng)設(shè)計(jì) 設(shè)計(jì)的多路輸出反激式開關(guān)電源原理圖如附錄1所示。本章基于系統(tǒng)

17、設(shè)計(jì)整體架構(gòu)，根據(jù)設(shè)計(jì)電源的功能要求和性能指標(biāo)，完成了變壓器的設(shè)計(jì)及各部分具體電路模塊分析、設(shè)計(jì)、參數(shù)計(jì)算及選取。3.1 變壓器設(shè)計(jì) 變壓器的設(shè)計(jì)在開關(guān)電源的設(shè)計(jì)過程中尤為重要，電源的性能將取決于變壓器設(shè)計(jì)的合理性。如圖3-1所示為變壓器的設(shè)計(jì)基本流程。圖3-1變壓器的設(shè)計(jì)基本流程3.1.1 估算輸出和輸入功率根據(jù)設(shè)計(jì)輸出電壓電流的大小，計(jì)算總的輸出功率如式(3-1)所示： (3-1)根據(jù)輸出功率和效率，計(jì)算輸入功率如式(3-2)所示： (3-2)3.1.2計(jì)算最小和最大直流輸入電壓及電流交流電經(jīng)過整流橋后，其最小和最大輸入直流電壓可由式(3-3)和(3-4)計(jì)算： (3-3) (3-4)其中

18、(3-3)式中減去的 40V 為直流紋波及整流橋壓降之和的經(jīng)驗(yàn)值，在計(jì)算最小值時(shí)使用。MOSFET，額定電壓為600V，故在VINMAX處，必須保留至少30V的裕量。此種情況下，漏極電壓不能超過570V。漏極電壓為VIN+Vz，于是有 VIN+Vz=242+Vz570 (3-5) Vz 570一342=228V (3-6)需選擇標(biāo)準(zhǔn)的180V穩(wěn)壓管。 若以Vz/VOR為函數(shù)畫出上述鉗位損耗曲線可發(fā)現(xiàn)。在所有情況下，VZ/VOR=1.4均為消耗曲線上的明顯下降點(diǎn)。因此選擇此位作為最優(yōu)比。則有 (3-7)5V輸出二極管正向壓降為0.6V，則匝比為 (3-8)15V輸出電壓通常需經(jīng)后級線性調(diào)整器調(diào)整

19、。此種情況下，必須使變壓器提供高于輸出(最終所需的15V）35V的電壓。為線性調(diào)整器正常工作提供必要的裕量。此裕量不僅能滿足調(diào)整器的最小壓差，而且一般也可使其在所有負(fù)載情況下均能得到已調(diào)整的15V。然而，也有些智能的交叉調(diào)整技術(shù)使得我們可以省掉此線性調(diào)整器。尤其是在對于調(diào)整后的15V電壓要求不高，或是保證輸出為最小負(fù)載時(shí)。本設(shè)計(jì)中三路15V無后級調(diào)整器，可得15V輸出所需匝比為128/(15+l)=8，其中假設(shè)二極管有1V壓降。根據(jù)所計(jì)算的最小和最大輸入直流電壓，可以算出最小和最大直流輸入電流如式(3-9)和(3-10)所示： (3-9) (3-10)3.1.3 計(jì)算脈沖信號最大占空比當(dāng)電網(wǎng)電

20、壓在220V10% 范圍內(nèi)變化時(shí),經(jīng)全波整流后的直流輸入電壓最小為為240V，最大為為 342V。最大占空比計(jì)算如式(3-11)所示： (3-11)其中為反射電壓，是指當(dāng)功率開關(guān)管關(guān)斷且次級電路處于導(dǎo)通狀態(tài)時(shí)，次級電壓感應(yīng)到初級端的電壓值。對于本設(shè)計(jì)所用的UC3844 器件來說，160V,本設(shè)計(jì)計(jì)算時(shí)取=160V，為主開關(guān)導(dǎo)通時(shí) D、S 間壓降，典型值為15V。通過計(jì)算得到： (3-12)3.1.4 估算峰值電流和紋波電流 平均電流I AVG和峰值電流I PK可由式(3-13)和（3-14）計(jì)算： (3-13) (3-14) K RP一般取 0.4；對于 230V 的交流輸入，K RP一般取

21、0.6。一般來講，單片反激開關(guān)電源工作于 CCM 連續(xù)工作模式，此時(shí)。根據(jù)所用器件資料，本設(shè)計(jì)取 為 0.7。紋波電流計(jì)算公式如(3-15)所示： (3-15)代入相關(guān)數(shù)值，可得到： (3-16)3.1.5 磁芯尺寸確定方法設(shè)計(jì)磁性元件與特制或成品電感不同，須加氣隙以提高磁心的能量儲存能力。若無氣隙，磁心一旦存儲少許能量就容易達(dá)到飽和。但對應(yīng)所需r值，還應(yīng)確保L值大小。故若所加氣除太大，則必然導(dǎo)致匝數(shù)增多這將增大繞組的銅耗。另外，增加匝數(shù)將使繞組占用更大的窗口面積。故此時(shí)必須就實(shí)用進(jìn)行折中選擇，通常采用如下公式(一般應(yīng)用于鐵氧體磁心.且適用于所有拓?fù)? (3-17)其中的單位為KHZ設(shè)計(jì)變壓器

22、時(shí)，因需降低高頗銅耗、減小變壓器體積等各種原因，通常將r值設(shè)定為0.5左右。由此可得 (3-18)于是開始選取這個(gè)體積(或更大)的磁心。在El-40中可以找到，其等效長度和面積在它的規(guī)格說明中己給出 (3-19) (3-20) (3-21)稍大于所需尺寸，但剛好滿足要求。電壓相關(guān)方程 (3-22)使B與L相關(guān)聯(lián)。由于給定頻率的r和L表達(dá)式等效,故結(jié)合這些公式，磁通密度變化取最大值(通過r),即可得到非常有用的關(guān)于r(為MKS制單位)的電壓相關(guān)方程式 (3-23) 所以若無材料的磁導(dǎo)率、磁隙等信息。只要已知磁心面積Ae與其磁通密度變化范圍，仍能得到所求的匝數(shù)值。對于大多數(shù)的鐵氧體磁心,不管有無磁

23、隙。磁通密度變化都不能超過0.3T。所以求解N為(此處N為np，一次繞組匝數(shù)) 匝 (3-24)5V輸出的二次繞組匝數(shù)為 匝 (3-25) 匝數(shù)值需為整數(shù)，但若將其約等于1匝將會導(dǎo)致產(chǎn)生較大的漏感，所以一般取匝數(shù)值為 =2匝 (3-26)根據(jù)相同的變比(VOR不變) 匝 (3-27)15V輸出繞組匝數(shù)通過計(jì)算得 匝 (3-28)其中假定5V輸出二極管有0.6V的壓降,15V輸出二極管有1V壓降。實(shí)際磁通密度變化范圍再根據(jù)電壓參數(shù)方程，解得B為 (3-29)但事實(shí)上并非必須使用以上方程計(jì)算。因?yàn)槲覀冎繠PK與匝數(shù)成反比。所以如果已知31匝對應(yīng)0.3T，則對應(yīng)46匝的Bpk應(yīng)等于(保持L、r不變

24、) (3-30)磁通密度的擺幅與幅值的關(guān)系為 (3-32)如果開始將磁通密度變化設(shè)定為0.3T，當(dāng)二次匝數(shù)約成整數(shù)后(只進(jìn)位不舍去)，很有可能得到較小的磁通密度變化，如上所述。由此所得值不但可預(yù)期估算，而且可接受。但注意到電源電壓上升或下降時(shí)，變換器繼續(xù)穗壓的同時(shí)，磁通密度變化范圍將變得更大。這就是為何需準(zhǔn)確設(shè)定最大的占空比和(或是)電流限制，否則變壓器或電感會飽和，開關(guān)將會被損壞。具有快速電流控制和快速開關(guān)的高性價(jià)比反激變換器設(shè)計(jì)。允許峰值磁通密度變化取為0.42T。但一般實(shí)際工作磁通密度變化范圍為0.3T或是更少。磁隙最后,必須要考慮到材料的磁導(dǎo)率，L與磁導(dǎo)率相關(guān)的方程有 (3-33)其中

25、z為氣隙系數(shù) (3-34)所以z = 21.33最后，求解氣隙長度 (3-35) (3-36)由于EI-40是在兩邊磁柱上播入氣隙，則兩邊的氣隙墊片就必須為上述計(jì)算值的一半，這樣才能得到所需要的總氣隙長度。3.2 控制芯片選擇開關(guān)電源的控制核心是PWM控制芯片，這個(gè)芯片有很多選擇。有UC184x/284x/384x三個(gè)大系列，分辨對應(yīng)不同的工作溫度范圍，UC184x是軍用的，UC 284x是工業(yè)級的，UC384x是商品級的。因此，肯定選擇UC384x系列。在同一級別里，分別有UC3842, UC3843, UC3844, UC3845四個(gè)型號，如表3-1所示。在單端反激的結(jié)構(gòu)中，由于變壓器繞組

26、的反電動(dòng)勢存在，作為開關(guān)管在關(guān)斷時(shí)需要承受的電壓為: (3-37)其中表示占空比。表3-1 UC384x系列芯片型號工作電壓最大占空比UC38421016V95%UC38437.68.595%UC38441016V50%UC38457.6 8.550%從公式（3-37）中可以看出隨著占空比的提高開關(guān)管的耐壓要求會變得很高。在晶體管時(shí)代（BJT）找到耐壓超過800V的大功率管子是很困難的事，而網(wǎng)電的220在考慮20%的波動(dòng)再整流濾波后會達(dá)到接近400V，在50%占空比的時(shí)候開關(guān)管的耐壓要求已經(jīng)達(dá)到800V，因此幾乎所有的資料中對單端反激結(jié)構(gòu)的占空比的設(shè)計(jì)都是45%。UC3844相對于同系列的UC

27、384x，最大的優(yōu)點(diǎn)是占空比不超過50%，防止開機(jī)瞬間或負(fù)載短路時(shí)，變壓器可能出現(xiàn)的飽和現(xiàn)象。這樣外圍只需要很少的元件就可以構(gòu)建一個(gè)簡單的開關(guān)電源。PWM控制芯片UC3844的框圖，如圖 3-2所示：圖3-2 UC3844的簡化框圖UC3844系列是專門設(shè)計(jì)用于離線和直流到直流變換器應(yīng)用的高性能，固定頻率，電流模式控制器，為設(shè)計(jì)者提供使用最少外部元件的高性能價(jià)格比的解決力一案。管腳功能如表3-2所示。表3-2 UC3844系列管腳功能管腳功能說明8-管腳14-管腳11補(bǔ)償該管腳為誤差放大輸出，井可用于環(huán)路補(bǔ)償。23電壓反饋該管腳是誤差放大器的反相輸入，通常通過一個(gè)電阻分壓器連至開關(guān)電源輸出。3

28、5電流取樣一個(gè)正比于電感器電流的電壓接到這個(gè)輸入，脈寬調(diào)制器使用此信息中止輸出開關(guān)的導(dǎo)通。47RT/CT通過將電阻RT連至Vref并將電容CT連至地，使得振蕩器頻率和最大輸出占空比可調(diào)。工作頻率可達(dá)1.0 MHZ.5-地該管腳是控制電路和電源的公共地(僅對8管腳封裝而言)610輸出該輸出直接驅(qū)動(dòng)功率MOSFET的柵極，高達(dá)1.0A的峰值電流由此管腳拉和灌，輸出開關(guān)頻率為振蕩器頻率的一半。712Vcc該管腳是控制集成電路的正電源。814Vref該管腳為參考輸出，它經(jīng)電阻RT向電容CT提供充電電流。8電源地該管腳是一個(gè)接回到電源的分離電源地返回端(僅對14管腳封裝而言)，用于減少控制電路中開關(guān)瞬態(tài)

29、噪聲的影響。11Vc輸出高態(tài)(VOH)由加到此管腳的電壓設(shè)定(僅對14管腳封裝而言)。通過分離的電源連接，可以減小控制電路中開關(guān)瞬態(tài)噪聲的影響。9地該管腳是控制電路地返回端(僅對14管腳封裝而言)，并被接回電源地。2,4,6,13空腳無連接(僅對14管腳封裝而言)。這些管腳沒有內(nèi)部連接。3.3 控制芯片驅(qū)動(dòng)電路及定時(shí)電阻電容計(jì)算3.3.1 UC3844驅(qū)動(dòng)電路 UC3844的啟動(dòng)電壓為+16V,電源開啟后，交流電經(jīng)過整流濾波后得到的直流電，通過電阻的降壓后給C18充電，一旦C18的電壓達(dá)到16V，芯片啟動(dòng)產(chǎn)生波形驅(qū)動(dòng)信號，經(jīng)串聯(lián)在MOSFET柵極的阻尼電阻（阻尼電阻可防止開關(guān)管自激振蕩），驅(qū)動(dòng)

30、開關(guān)管的開關(guān)。電源進(jìn)入正常工作，變壓器的副邊繞組的產(chǎn)生的交流電經(jīng)D8整流濾后為芯片供電。首先要解決的就是 PWM 芯片的供電問題，對于 UC3844 這款芯片來說，常用的供電電路是這個(gè)樣的：整流后的輸入電壓通過一個(gè)大阻值的電阻R4向芯片供電，當(dāng)電源開始工作以后，由饋電繞組 T2 接替向芯片供電的任務(wù)。為了使芯片正常工作，第一就是要選擇一個(gè)合適的大阻值的電阻向芯片供電。先要了解一下一些已知條件：芯片的工作電壓是 1016V，要使芯片開始工作必須使芯片的供電電壓達(dá)到 16V 以上；芯片的一般工作電流是10mA，待機(jī)電流是0.5mA（0.5mA是最大值，標(biāo)準(zhǔn)值是0.3mA）；芯片的最大工作電壓是 3

31、6V，芯片內(nèi)部有一個(gè) 36V 的穩(wěn)壓二極管，齊納電流是 20mA；圖3-3 UC3844的驅(qū)動(dòng)電路先考慮最壞情況下，芯片不能損壞的電阻值：也就是輸入電壓最高、饋電繞組沒有正常進(jìn)入工作，此時(shí)輸入電壓加到芯片上和穩(wěn)壓二極管上，在 30mA 的電流下不能超過 36V。假設(shè)電源電壓是 220+10%，則整流濾波后的直流電壓是 342V，則電阻值 R 的取值就是： （3-38）也就是說電阻的取值最小不能小于 10K；接下來考慮這個(gè)電阻取值的最大值，這個(gè)最大值要保證芯片供電引腳上的電壓在輸入電壓最小值時(shí)能滿足啟動(dòng)要求的 16V，也就是說供電電流大于 0.5mA 時(shí)芯片仍能得到 16V 的電壓。假設(shè)電源電壓

32、是 220-10%，則整流濾波后的直流電壓是 198V，則電阻值 R 的取值就是： （3-39）即電阻的取值應(yīng)該在 10K364K 之間。上面是極限值的計(jì)算，接下來計(jì)算比較一般的情況，假設(shè)饋電繞組正常，為了讓電路在饋電支持下能夠正常工作，芯片的功耗又不致過大，那么應(yīng)該為芯片選擇個(gè)較為理想的工作電壓，若為是12V，即饋電繞組的輸出是 12V。那么這個(gè)電阻的選擇應(yīng)該使芯片在正常工作電流時(shí)出現(xiàn)在芯片引腳上的電壓低于 12V，則電阻值為： （3-40）即理想的電阻阻值應(yīng)大于 33K。這個(gè)電阻的阻值選的過大會有下面的情況：當(dāng)芯片沒有開始工作時(shí)，輸入電壓通過這個(gè)電阻向芯片電源上的濾波電容 C6 充電，直到

33、電壓達(dá)到 16V 以后芯片才會開始工作。如果這個(gè)電阻設(shè)置的過大，則在這個(gè)濾波電容 C6 有一定容量的條件下，這個(gè)充電過程會比較長，甚至?xí)跒殡娫唇油ㄝ斎牒?，電源會等一會兒然后才開始工作。這種狀況不是很好，所以這個(gè)電阻不宜取得過大。因此決定把這個(gè)電阻選為 39K。在這個(gè)取值上，電阻的功率并不是很大的問題，假設(shè) 342 伏的電壓全部加在電阻上，電阻的功耗是3W，但因?yàn)樗旧鲜窃谛酒瑔?dòng)的那一段時(shí)間工作，所以用個(gè) 12 W的電阻都可以。但是必須注意到這是一個(gè)有耐壓要求的電阻，基本上這應(yīng)該是一個(gè)耐壓 300V 的電阻，留出余量以后選用 400V 的耐壓檔位是比較理想的。選定了這個(gè)電阻，其他的部分就相

34、對簡單一點(diǎn)了。首先是濾波用的電容，這里電容的取值是這樣確定的，當(dāng)電容充電到 16V 的時(shí)候，電路開始工作，除了電路本身邏輯要消耗10mA的電流，驅(qū)動(dòng)開關(guān)管還需要額外消耗40mA電流，那么總的電流消耗大致算 50mA；而由于軟啟動(dòng)（后面會詳細(xì)介紹）、電源的逐漸穩(wěn)定等等因素存在，可能在 10ms 內(nèi)無法由饋電回路提供電源，此時(shí)芯片就要消耗電容存儲的能量。這個(gè)存儲的能量必須在 10ms 內(nèi)維持不能跌落到 10V 以下，否則芯片會再次進(jìn)入欠壓鎖定。那么在 10ms 內(nèi)維持 50mA 的電流，需要的電量就是： （3-41）則電容量要滿足： （3-42）實(shí)際選擇 100uF，耐壓 36V 的型號，再并聯(lián)一

35、個(gè) 0.1uF 的無極性的電容減少鋁電解電容的 ESR 較大的影響。這個(gè)電容如果太大，會像前面說的，電路的啟動(dòng)過程太慢，注意這可不是通常說的對電路有保護(hù)作用的軟啟動(dòng)。所以電容值適當(dāng)就好。饋電繞組的整流二極管選用肖特基二極管，耐壓超過 36V（超過芯片內(nèi)的穩(wěn)壓二極管，這樣在芯片沒有正常工作時(shí)不致被反向擊穿），電流超過 100mA 即可。開關(guān)管的選擇需要做一些計(jì)算，所以除了這個(gè)是個(gè)有一定耐壓要求的功率 MOS 管，先畫在原理圖上，其他的留待后面解決。在芯片內(nèi)部有一組推挽式的驅(qū)動(dòng)電路對外部的開關(guān)管進(jìn)行驅(qū)動(dòng)，這里說一下其他的一些部分。首先是柵極電阻R12，這個(gè)電阻的存在可以抑制由于 MOS 管的結(jié)間電

36、容、引線電感等引起的高頻振蕩，這種振蕩可能具有上百兆赫的頻率從而很難被察覺但卻帶來嚴(yán)重的損耗和噪聲輻射。通常這個(gè)電阻為20歐左右。此外，通常 MOS 管的柵極具有一個(gè)極限的電壓，這個(gè)電壓一般是 25V，即便是高耐壓的管子這個(gè)電壓也就 30V，在芯片內(nèi)部驅(qū)動(dòng)電路的上臂是連接到芯片的 VCC 引腳的，而在電路的結(jié)構(gòu)上這個(gè)引腳是有可能出現(xiàn) 36V 的電壓的（盡管可能性極小，只出現(xiàn)在饋電繞組的電壓異常升高時(shí)，例如反饋系統(tǒng)故障），這樣就會帶來 MOS 管門極被擊穿的后果，所以通常這里需要加一個(gè)保護(hù)用的穩(wěn)壓二極管，本設(shè)計(jì)更傾向于加一個(gè)電壓為 25V 的高速 TVS 管，即D20，這種 TVS 管具有比較小

37、的結(jié)間電容，從而對 MOS 管驅(qū)動(dòng)的影響更小一點(diǎn)。3.3.1 UC3844控制電路的定時(shí)電阻和電容計(jì)算決定芯片輸出頻率的是定時(shí)電阻和電容，但在開始的時(shí)候必須先介紹一下芯片的電壓基準(zhǔn)。在芯片內(nèi)部有一個(gè) 5V 的電壓基準(zhǔn)（對于軍品和工業(yè)品級的芯片這個(gè)基準(zhǔn)的精度是 1%，而商用級的是 2%），這個(gè)電壓基準(zhǔn)是很有用的，首先它被用來給定時(shí)電路充電，其次可以用于電壓反饋電路的供電，最后可以用來在調(diào)試初期判斷芯片是否正常工作。在芯片的數(shù)據(jù)手冊里，說明了在定時(shí)部分，這個(gè) 5V 電壓首先通過定時(shí)電阻 RT向定時(shí)電容CT充電，當(dāng)CT充電到 2.8V 時(shí)，會觸發(fā)一個(gè) 8.3mA 的電流源對電容放電，放電到 1.2V

38、 時(shí)停止放電，電容再次開始充電。這個(gè)充電-放電的過程周而復(fù)始，從而確定了芯片的振蕩頻率。在 3842/3843 芯片中，這個(gè)振蕩頻率就是輸出的開關(guān)頻率，而在 3844/3845 芯片中，還有一個(gè)額外的邏輯在振蕩器輸出波形中每 2 個(gè)減掉一個(gè)，進(jìn)而形成最大 50%的占空比。 另一方面，這一對定時(shí)電阻和電容不光決定了芯片輸出的開關(guān)頻率，同時(shí)也決定著芯片輸出波形的最大占空比。這個(gè)機(jī)制是這樣的：不管反饋電壓和反饋電流的值是多少，芯片輸出的開關(guān)波形僅在定時(shí)電路的充電期內(nèi)輸出高電平。芯片數(shù)據(jù)手冊的時(shí)序圖就體現(xiàn)了這個(gè)情況。定時(shí)電路的電阻較大而電容較小，則充電的過程較長而放電的過程較短，那么輸出波形的占空比就

39、可以很大；右側(cè)定時(shí)電路的電阻較小而電容較大，那么放電過程就會占整個(gè)振蕩周期的相當(dāng)時(shí)間，那么輸出波形的占空比就會被限制在一個(gè)有限的范圍內(nèi)。圖3-4時(shí)序圖在開關(guān)電源最初問世的時(shí)候，受晶體管工作速度的影響，而如今已經(jīng)有工作在數(shù)兆赫茲的開關(guān)電源。一般來說隨著開關(guān)電源工作頻率的提高，開關(guān)電源的體積就可以做的更小，但是更高的工作頻率也帶來更高的損耗和對電路更高的要求。在一個(gè)正常的設(shè)計(jì)中不應(yīng)該追求過高的工作頻率，在這次設(shè)計(jì)的電源里，計(jì)劃的開關(guān)頻率是100KHz，也是就芯片的振蕩頻率在 200KHz 上下。因?yàn)榫唧w的振蕩頻率要結(jié)合開關(guān)變壓器的設(shè)計(jì)進(jìn)行，所以在原理設(shè)計(jì)階段，大體上工作頻率有一個(gè)預(yù)期就可以了，隨著

40、工作的深入這個(gè)值會被確定下來。在這個(gè)部分要注意因?yàn)槎〞r(shí)電阻、電容決定芯片的工作頻率，而這個(gè)頻率是整個(gè)電源工作的重點(diǎn)，所以這兩個(gè)元件應(yīng)選擇精度較、穩(wěn)定性都比較好的型號。不能隨便決定這兩個(gè)元件，比如一般的金屬膜電阻精度是5%，電容的精度是20%，芯片電壓基準(zhǔn)的2%，再算上溫度漂移以及阻值、容量隨壽命的變化，很可能會出現(xiàn)電源一生產(chǎn)出來就有的能用有的則不能，冷機(jī)能用而熱機(jī)不能。所以這里的電阻要0.5%1%的金屬膜電阻，而電容應(yīng)選擇5%的聚丙烯（CBB）電容或聚硫化苯（PPS）電容。3.4 緩沖吸收電路RCD 吸收電路可加在變壓器原邊兩端或開關(guān)管兩端，電路拓?fù)淙鐖D 3-5 所示，前者稱為 RCD 箝位，

41、后者稱為 RCD 緩沖，也可將它們組合使用。RCD 箝位電路比 RCD緩沖電路更適合于在反激變換器中應(yīng)用。這類電路特為：電路拓?fù)浜啙崳婚_關(guān)管關(guān)斷時(shí)，變壓器漏感能量轉(zhuǎn)移到電容C上，開關(guān)管漏源電壓被箝位；漏感能量消耗在電阻R上，變換效率較低。(a) RCD 箝位電路 (b) RCD 緩沖電路圖3-5 RCD 吸收電路本設(shè)計(jì)是將RCD鉗位電路與RCD緩沖電路組合，選用了電阻、電容和阻塞二極管構(gòu)成的鉗位電路。為了使開關(guān)管在關(guān)斷的瞬間產(chǎn)生的很高的電壓尖峰脈沖，不容易使開關(guān)管由于電壓急劇升高而損壞，并且使電流采樣和輸出電壓的波形出現(xiàn)很尖的脈沖，不影響系統(tǒng)的穩(wěn)定工作，即采用如圖3-6所示的緩沖吸收電路，即。

42、其中R2、C1和D2構(gòu)成反激變壓器的吸收電路、C12、R5和D4構(gòu)成開關(guān)管的緩沖吸收電路。圖3-6 緩沖吸收電路3.5 前置保護(hù)電路設(shè)備的安全、可靠性在很大程度上依賴于開關(guān)電源的保護(hù)電路。據(jù)不完全統(tǒng)計(jì)，電子設(shè)備的安全、可靠性問題80%源于設(shè)計(jì)。輸入端保護(hù)電路是為了保護(hù)整個(gè)電源的安全而設(shè)計(jì)的。主要有以下幾種結(jié)構(gòu)，如圖3-7 所示。圖 3-7 保護(hù)電路的各種類型其中 FU 是熔斷絲，RF是熔斷電阻器，RT是負(fù)溫度系數(shù)熱敏電阻器，RV壓敏電阻器。其中熔斷絲起過流保護(hù)的功能，負(fù)溫度系數(shù)熱敏電阻器可進(jìn)行通電瞬間的過流保護(hù)，壓敏電阻可吸收浪涌電壓，防雷擊保護(hù)。根據(jù)具體需要，本設(shè)計(jì)選用保護(hù)電路a，熔斷絲采用

43、 2A/250V 熔斷管。3.6 EMI濾波電路選擇與設(shè)計(jì) 由于開關(guān)電源工作時(shí)，電源進(jìn)線會引入外界的干擾，同時(shí)電源本身也是一干擾源，通過耦合通道對電網(wǎng)、開關(guān)電源本身和其他設(shè)備產(chǎn)生干擾。在電源輸入端采用了EMI濾波器，來消除共模干擾和差模干擾。降低 EMI 的方案有兩種：一種是采用簡單的型濾波器和一個(gè) Y 電容；另外一種是由共模電感、X電容和Y 電容構(gòu)成的 EMI 濾波器。常用交流輸入開關(guān)電源常用的四種 EMI 濾波器如下圖 3-8 所示。 圖3-8四種EMI濾波器結(jié)構(gòu)圖 a 和圖 b 均屬于簡易型 EMI 濾波器，其中L為共模電感，圖 a、圖 b 中的明顯區(qū)別就是濾除差模干擾電容的位置不同。圖

44、c 中 C3、C4和 L 是用來濾除共模干擾的，而 C1和 C2是用來濾除差摸干擾的。當(dāng)出現(xiàn)共模干擾時(shí)，共模電感中的兩個(gè)線圈的磁通方向相同，經(jīng)過耦合后總電感量迅速增大，對共模信號呈現(xiàn)很大的感抗，從而抑制了共模信號的干擾。其中R 為泄放電阻，可將 C3上累積的電荷釋放掉，避免因電荷累積進(jìn)而影響濾波特性，另外斷電后還能使電源的輸入端之間不帶電，保證操作者安全。圖 d 與圖 c 的區(qū)別是把抑制共模干擾的電容接到了輸出端之間。本設(shè)計(jì)選擇了圖d,其為典型的EMI濾波器，其內(nèi)有共模電感和濾波電容來消除共模干擾和差模干擾。3.7 輸入整流濾波電路開關(guān)電源本質(zhì)上是將直流變換到直流的，所以網(wǎng)電的220AC并不能

45、直接用于變換，必須加上整流和濾波。整流橋的選擇主要是電流和耐壓，開關(guān)電源一般采用由整流管構(gòu)成的整流橋，亦可直接選用成品整流橋，完成橋式整流。全波橋式整流器簡稱硅整流橋，是將四只硅整流管接成橋路形式，再用塑料封裝而成的半導(dǎo)體器件，其具有體積小、使用方便、各整流管的參數(shù)一致性好等優(yōu)點(diǎn)，可廣泛用于開關(guān)電源的整流電路。由于輸入電壓是波動(dòng)的，橋式整流后輸出的是連續(xù)正半周的正弦波，前一個(gè)正弦波下降到250V，反激電源即便以限定的最大占空比也無法保證輸出電壓的穩(wěn)定時(shí)，作為電壓的極限值，而直到下一個(gè)正弦波上升到這個(gè)值以上時(shí)，才會由整流橋的輸出供電，而這期間，要依靠電容的放電來保證電路的正常工作，電容量必須要滿

46、足這一要求。圖3-9輸入整流濾波電路但是如果真的進(jìn)行計(jì)算就會發(fā)現(xiàn)要用到三角函數(shù)等等，為了簡化計(jì)算，做以下簡化模型：電容上的電壓在輸入電壓峰值到來的瞬間被充到峰值電壓，此后后面電路消耗的電能全部由電容供給。該電源要求滿足 AC22022V 的電壓波動(dòng)，那么在整流后，最小的輸入電壓峰值就是： （220-22）1.414=280V （3-43）在電路部分的實(shí)際設(shè)計(jì)中還要為這個(gè)值留一個(gè)波動(dòng)的裕量，所以我要設(shè)計(jì)的電源在輸入 250V 時(shí)仍能正常工作；那么電容上電壓的波動(dòng)就是 280-250=30V；接下來要確定電容充電間隔時(shí)間，根據(jù)上面的模型可以知道這個(gè)值是 10ms：然后計(jì)算后面電路消耗的電流。原邊電

47、流峰值可由公式（3-44）求得： （3-44）Ipk:原邊電流峰值（A）P：電源功率（W）q：占空比最大值V：輸入電壓最小值（V）按公式（3-44）計(jì)算出原邊電流的峰值，其中電源功率算 55W，占空比 0.42，電壓 250V，那么電流峰值就是 1.16A。這里再次簡化模型以避免積分運(yùn)算，以峰值電流的一半代替平均電流計(jì)算，再考慮占空比只有 45%，那么電流就還要再小一倍，得出放電電流大約是：1.16/4=0.29A。在 10ms 內(nèi)以 0.29A 放電，可以放掉的電荷量： （3-45）那么 （3-46）不過考慮到鋁電解電容 20%的容量誤差和容量會隨著時(shí)間推移逐漸減少，這里我選擇220uF 的

48、電容。在大功率的電源里，這個(gè)電容的存在會影響電源的功率因數(shù)，所以有的電源設(shè)計(jì)里在電容前會加上一個(gè)電感來修正功率因數(shù)，稱為 PFC（Power Factor Correction，功率因數(shù)校正），這個(gè)概念相當(dāng)于用電感和電容構(gòu)成一個(gè)串聯(lián)諧振電路，使這個(gè)回路對 50Hz 的頻率諧振，從而對外呈現(xiàn)純電阻性質(zhì)的負(fù)載，而不影響功率因數(shù)。本次設(shè)計(jì)采用了簡單的橋式整流和一個(gè) 220uF/400V 的鋁電解電容。輸入整流濾波電路如圖3-9所示。3.8 反饋電路設(shè)計(jì)反饋電路是這個(gè)電源設(shè)計(jì)的一個(gè)關(guān)鍵環(huán)節(jié)，常用的有電流反饋回路和電壓反饋回路。在 UC3844 的數(shù)據(jù)手冊中給出的典型應(yīng)用是通過饋電繞組向芯片提供電壓的反

49、饋的，為了實(shí)現(xiàn)這個(gè)反饋，采用了TL431和 PC817 構(gòu)成一種新型精準(zhǔn)的反饋回路。圖3-10 電壓反饋電路首先定性地說明這個(gè)電路工作的原理，由 R18 和 RW1組成電阻分壓網(wǎng)絡(luò)，使 TL431 的 1 腳電壓與電源輸出的電壓相關(guān)。當(dāng)由于負(fù)載消耗電能造成輸出電壓下降，使 TL431 的 1 腳上的電壓低于 2.5V 時(shí)，TL431 開始起作用并在 3 腳吸入電流，這樣光耦 PC817 的發(fā)光管就會亮起來，使得 PC817 的光敏管一端開始導(dǎo)通流過電流，并在 R13上形成反饋電壓送到誤差放大器的輸入端。而誤差放大器的輸出又管著芯片開關(guān)輸出的關(guān)斷（RS 觸發(fā)器的 R 端），這樣直到：輸出電壓達(dá)到

50、12V或開關(guān)管電流達(dá)到限制或芯片本身限定的占空比的極限。在此之前輸出的開關(guān)波形都不會關(guān)斷，MOS管都會處于開通狀態(tài)。至此完成電壓反饋的過程，并實(shí)現(xiàn)當(dāng)輸出電壓降低時(shí)加大開關(guān)波形占空比的目的。下面是元器件參數(shù)的選擇：R18 和 RW1，一般都是 RW1用精密可調(diào)電位器。R18選10K，這個(gè)比較簡單，而 RW1的值應(yīng)該滿足這個(gè)條件： （3-47）用 Vout=15V，Vref=2.5V（TL431 的參考電壓），R18=10K 代入計(jì)算 RW1=2K；為了便于調(diào)節(jié)，選擇 5K 的精密可調(diào)電位器。下面是R17的值：TL431正常工作時(shí)，3 腳的電壓總是 2.5V，PC817 的發(fā)光管的導(dǎo)通電壓為 1.

51、2V，為了讓PC817 良好工作，應(yīng)該在正常輸出時(shí)讓 PC817 的發(fā)光端有 3mA 的電流，這樣就可以開始計(jì)算： （3-48）按 E24 系列有 3.7K 的電阻值。圖中有一個(gè) R電阻，這是因?yàn)?TL431 有兩種，一種必須有 1mA 的偏置電流，而另一種則只需要 1uA。如果是用 1mA 的類型，在輸出電壓比較低時(shí)，可能通過 PC817 的電流無法滿足 1mA 的偏置電流的要求，此時(shí)需要一個(gè)額外的電阻為 TL431 提供基本的偏置電流。這個(gè)電阻的選擇很簡單，按1mA的電流去算就可以了。本次設(shè)計(jì)的這個(gè)電源是15V，所以實(shí)際的電路中不用這個(gè)電阻也沒有問題。在 PC817 的輸出端，由芯片的參考

52、電壓輸出提供電源。這里注意要采用射極電壓輸出的形式，以便保持反饋電壓的相位的正確。關(guān)鍵的是由誤差放大器輸出到反相輸入端的反饋，在這里加一個(gè)電阻適當(dāng)降低電路的增益，再用一個(gè)電容對信號進(jìn)行相位補(bǔ)償。這個(gè)部分對單端反激電源很重要，因?yàn)榉醇さ慕Y(jié)構(gòu)使得電路很容易發(fā)生振蕩，必須對反饋環(huán)路進(jìn)行相位補(bǔ)償以避免發(fā)生振蕩。電源出來以后，通過更換不同值的電容直到電路在各種條件下都不振蕩。3.9電流檢測和過流保護(hù)電路在功率電路中，電壓的檢測相對于電流的檢測要簡單和容易得多電壓的檢測可以很方便地進(jìn)行而不會對電路性能產(chǎn)生明顯影響而對電流的檢測卻要復(fù)雜得多，電流的檢測必須引入測量電流的檢測器，檢測器的引入將影響電路的性能根據(jù)具體的電路，選擇合適的電流檢測方案，并進(jìn)行正確的電路設(shè)計(jì)，是功率電路設(shè)計(jì)成敗的關(guān)鍵之一。在開關(guān)電源設(shè)計(jì)中，電流檢測技術(shù)起著至關(guān)重要的作用。 圖3-11電流檢測和過流保護(hù)電路本次設(shè)計(jì)中，電流的檢測采用取樣電阻R8的電壓信號來完成，經(jīng)R6和C13消除尖峰脈沖后送入引腳3，形成了電流的反饋回路并調(diào)節(jié)輸出