《高頻電路原理與分析》課件-第7章

第7章頻率調(diào)制與解調(diào)7.1調(diào)頻信號分析7.2調(diào)頻器與調(diào)頻方法7.3調(diào)頻電路7.4鑒頻器與鑒頻方法7.5鑒頻電路7.6調(diào)頻收發(fā)信機(jī)及特殊電路7.7-調(diào)頻多重廣播

7.1調(diào)頻信號分析

7.1.1調(diào)頻信號的參數(shù)與波形設(shè)調(diào)制信號為單一頻率信號uΩ(t)=UΩcosΩt,未調(diào)載波電壓為uC=UCcosωct,則根據(jù)頻率調(diào)制的定義,調(diào)頻信號的瞬時(shí)角頻率為

它是在ωc的基礎(chǔ)上,增加了與uΩ(t)成正比的頻率偏移。式中kf為比例常數(shù)。調(diào)頻信號的瞬時(shí)相位φ(t)是瞬時(shí)角頻率ω(t)對時(shí)間的積分,即

式中,φ0為信號的起始角頻率。為了分析方便,不妨設(shè)φ0=0,則式(7-2)變?yōu)?/p>

式中,為調(diào)頻指數(shù)。FM波的表示式為

mf=Δωm/Ω=Δfm/F稱為調(diào)頻波的調(diào)頻指數(shù),是一個(gè)無因次量。由公式(7-4)可知,它是調(diào)頻波與未調(diào)載波的最大相位差Δφm,如圖7-1(e)所示。mf與UΩ成正比(因此也稱為調(diào)制深度),與Ω成反比。圖7-2表示了Δfm、mf與調(diào)制頻率F的關(guān)系。

調(diào)頻波的波形如圖7-1(d),當(dāng)uΩ最大時(shí),ω(t)也最高,波形密集,當(dāng)uΩ為負(fù)峰時(shí),頻率最低,波形最疏。因此調(diào)頻波是波形疏密變化的等幅波。圖7-1調(diào)頻波波形圖7-2調(diào)頻波Δfm、mf與F的關(guān)系

總之,調(diào)頻是將消息寄載在頻率上而不是在幅度上。也可以說在調(diào)頻信號中消息是蘊(yùn)藏于單位時(shí)間內(nèi)波形數(shù)目或者說零交叉點(diǎn)數(shù)目中。由于各種干擾作用主要表現(xiàn)在振幅上,而在調(diào)頻系統(tǒng)中,可以通過限幅器來消除這種干擾。因此FM波抗干擾能力較強(qiáng)。

7.1.2調(diào)頻波的頻譜

1.調(diào)頻波的展開式

因?yàn)槭?7-4)中的ejmfsinΩt是周期為2π/Ω的周期性時(shí)間函數(shù),可以將它展開為傅氏級數(shù),其基波角頻率為Ω,即

式中Jn(mf)是宗數(shù)為mf的n階第一類貝塞爾函數(shù),它可以用無窮級數(shù)進(jìn)行計(jì)算:

它隨mf變化的曲線如圖7-3所示,并具有以下特性:

因而,調(diào)頻波的級數(shù)展開式為

在圖7-3的第一類貝塞爾函數(shù)曲線中,除了J0(mf)外,在mf=0的其它各階函數(shù)值都為零。這意味著,當(dāng)沒有角度調(diào)制時(shí),除了載波外,不含有其它頻率分量。所有貝塞爾函數(shù)都是正負(fù)交替變化的非周期函數(shù),在mf的某些值上,函數(shù)值為零。與此對應(yīng),在某些確定的Δφm值,對應(yīng)的頻率分量為零。圖7-3第一類貝塞爾函數(shù)曲線

2.調(diào)頻波的頻譜結(jié)構(gòu)和特點(diǎn)

將上式進(jìn)一步展開,有

式(7-8)表明,調(diào)頻波是由載波ωc與無數(shù)邊頻ωc±nΩ組成的,這些邊頻對稱地分布在載頻兩邊,其幅度取決于調(diào)制指數(shù)mf。由前述調(diào)頻指數(shù)的定義知,mf=Δωm/Ω=Δfm/F,它既取決于調(diào)頻的頻偏Δfm(它與調(diào)制電壓UΩ成正比),又取決于調(diào)制頻率F。圖7-4是不同mf時(shí)調(diào)頻信號的振幅譜,它分別對應(yīng)于兩種情況。圖7-4(a)是改變Δfm而保持F不變時(shí)的頻譜。圖7-4(b)是保持Δfm不變而改變F時(shí)的頻譜。對比圖(a)與(b),當(dāng)mf相同時(shí),其頻譜的包絡(luò)形狀是相同的。由圖7-3的函數(shù)曲線可以看出,當(dāng)mf一定時(shí),并不是n越大,Jn(mf)值越小,因此一般說來,并不是邊頻次數(shù)越高,±nΩ分量幅度越小,這從圖7-4上可以證實(shí)。

只是在mf較小(mf約小于1)時(shí),邊頻分量隨n增大而減小。對于mf大于1的情況,有些邊頻分量幅度會增大,只有更遠(yuǎn)的邊頻幅度才又減小,這是由貝塞爾函數(shù)總的衰減趨勢決定的。圖上將幅度很小的高次邊頻忽略了。圖7-4(a)中,mf是靠增加頻偏Δfm實(shí)現(xiàn)的,因此可以看出,隨著Δfm目要增多,頻譜要展寬。而在圖7-4(b)中,它是靠減小調(diào)制頻率而加大mf。雖然有影響的邊頻分量數(shù)目也增加,但頻譜并不展寬。了解這一頻譜結(jié)構(gòu)特點(diǎn),對確定調(diào)頻信號的帶寬是很有用的。

圖7-4單頻調(diào)制時(shí)FM波的振幅譜

由式(7-8)還可知,對于n為偶數(shù)的邊頻分量,邊頻的符號相同,若將這一對邊頻相加,則其合成波為一雙邊帶(DSB)信號,其高頻相位與載波相同。若用矢量表示,偶次邊頻將沿載波方向變化,如圖7-5(a)所示。對于n為奇數(shù)的邊頻分量,邊頻的符號相反,相加后其合成矢量與載波方向垂直,如圖7-5(b)所示。對照圖7-5(a)、(b)可發(fā)現(xiàn),調(diào)頻信號的調(diào)角作用是由這些奇次邊頻完成的,而它們所引起的附加幅度變化,由偶次邊頻的調(diào)幅作用來補(bǔ)償,從而得到幅度不變的合成矢量。圖7-5調(diào)頻信號的矢量表示

當(dāng)調(diào)頻波的調(diào)制指數(shù)mf較小時(shí),由圖7-3可知,|J1(mf)|?|J2(mf)|、|J3(mf)|、……,此時(shí)可以認(rèn)為調(diào)頻波只由載波ωc和ωc±Ω的邊頻構(gòu)成。這種調(diào)頻波通常稱為窄帶調(diào)頻(NBFM),其振幅譜與一般AM波完全相同。但是應(yīng)該注意到一個(gè)原則區(qū)別,就是此邊頻的合成矢量與載波垂直,正如圖7-5(b)那樣。這種調(diào)制也稱為正交調(diào)制。由于其頻譜與調(diào)制信號頻譜有線性關(guān)系(即調(diào)制過程是頻譜的線性搬移),故也是一種線性調(diào)制。窄帶調(diào)頻對應(yīng)的調(diào)制指數(shù)mf一般為0.5以下(也有定為0.3以下)。以mf=0.5為例,第二邊頻分量幅度只有第一邊頻的約1/8,其它分量就更小,允許忽略。從另一角度看,只保留第一邊頻對時(shí),引起的寄生振幅調(diào)制也較小,約為10%。

7.1.3調(diào)頻波的信號帶寬

調(diào)頻波的另一個(gè)重要指標(biāo)是信號的頻帶寬度。從原理上說,信號帶寬應(yīng)包括信號的所有頻率分量。由于調(diào)頻波有無窮多分量,這樣定義的帶寬顯然是無意義的,應(yīng)根據(jù)調(diào)頻信號的特點(diǎn)和實(shí)際應(yīng)用來規(guī)定它的帶寬。

從實(shí)際應(yīng)用出發(fā),調(diào)頻信號的帶寬是將大于一定幅度的頻率分量包括在內(nèi)。這樣就可以使頻帶內(nèi)集中了信號的絕大部分功率,也不致因忽略其它分量而帶來可察覺的失真。通常采用的準(zhǔn)則是,信號的頻帶寬度應(yīng)包括幅度大于未調(diào)載波1%以上的邊頻分量,即

在某些要求不高的場合,此標(biāo)準(zhǔn)也可以定為5%或者10%。

對于不同的mf值,有用邊頻的數(shù)目(2n)可查貝塞爾函數(shù)表或曲線得到。滿足|Jn(mf)|≥0.01的n/mf與mf的關(guān)系曲線如圖7-6所示。由圖可見,當(dāng)mf很大時(shí),n/mf趨近于1。因此當(dāng)mf?1時(shí),應(yīng)將n=mf的邊頻包括在頻帶內(nèi),此時(shí)帶寬為

當(dāng)mf很小時(shí),如mf<0.5,為窄頻帶調(diào)頻,此時(shí)

對于一般情況,帶寬為

式(7-11)就是廣泛應(yīng)用的調(diào)頻波的帶寬公式,又稱卡森(Carson)公式。它對應(yīng)于最高邊m頻分量幅度大于未調(diào)載波的10%和調(diào)頻信號功率的98%左右。此式在mf?1和mf<1(如f<0.3)的兩種極端情況下,可化為式(7-9)和式(7-10)。

更準(zhǔn)確的調(diào)頻波帶寬計(jì)算公式為

單一調(diào)制頻率調(diào)頻時(shí)的頻譜與帶寬。當(dāng)調(diào)制信號不是單一頻率時(shí),由于調(diào)頻是非線性過程,其頻譜要復(fù)雜得多。比如有F1、F2兩個(gè)調(diào)制頻率,則根據(jù)式(7-7)可寫出

可見,FM信號中不但有ωc,ωc±nΩ1,ωc±kΩ2分量,還會有ωc±nΩ1±kΩ2的組合分量。根據(jù)分析和經(jīng)驗(yàn),當(dāng)多頻調(diào)制信號調(diào)頻時(shí),仍可以用式(7-11)來計(jì)算FM信號帶寬。其中Δfm應(yīng)該用峰值頻偏,F和mf用最大調(diào)制頻率Fmax和對應(yīng)的mf。

通常調(diào)頻廣播中規(guī)定的峰值頻偏Δfm為75kHz,最高調(diào)制頻率F為15kHz,故mf=5,由式(7-11)可計(jì)算出此FM信號的頻帶寬度為180kHz。

綜上所述,除了窄帶調(diào)頻外,當(dāng)調(diào)制頻率F相同時(shí),調(diào)頻信號的帶寬比振幅調(diào)制(AM、DSB、SSB)要大得多。由于信號頻帶寬,通常FM只用于超短波及頻率更高的波段。

7.1.4調(diào)頻波的功率

調(diào)頻信號uFM(t)在電阻RL上消耗的平均功率為

由于余弦項(xiàng)的正交性,總和的均方值等于各項(xiàng)均方值的總和,由式(7-7)可得

根據(jù)貝塞爾函數(shù),具有

特性,因此有

此結(jié)果表明,調(diào)頻波的平均功率與未調(diào)載波平均功率相等。當(dāng)mf由零增加時(shí),已調(diào)制的載頻功率下降,而分散給其它邊頻分量。也就是說調(diào)制的過程只是進(jìn)行功率的重新分配,而總功率不變。調(diào)頻器可以理解為一個(gè)功率分配器,它將載波功率分配給每個(gè)邊頻分量,而分配的原則與調(diào)頻指數(shù)mf有關(guān)。

從Jn(mf)曲線可看出,適當(dāng)選擇mf值,可使任一特定頻率分量(包括載頻及任意邊頻)達(dá)到所要求的那樣小。例如mf=2.405時(shí),J0(mf)=0,在這種情況下,所有功率都在邊頻中。

7.1.5調(diào)頻波與調(diào)相波的比較

1.調(diào)相波

圖7-7-調(diào)相波波形調(diào)相波是其瞬時(shí)相位以未調(diào)載波相位φc為中心按調(diào)制信號規(guī)律變化的等幅高頻振蕩。如uΩ(t)=UΩcosΩt,并令φ0=0,則其瞬時(shí)相位為

從而得到調(diào)相信號為

式中Δφm=kpUΩ=mp為最大相偏,mp稱為調(diào)相指數(shù)。對于一確定電路,Δφm

∝UΩ,Δφ(t)的曲線見圖7-7(c),它與調(diào)制信號形狀相同。kp=Δφm/UΩ為調(diào)相靈敏度,它表示單位調(diào)制電壓所引起的相位偏移值。

調(diào)相波的瞬時(shí)頻率為

式中Δωm=mpΩ=kpUΩΩ,為調(diào)相波的最大頻偏。它不僅與調(diào)制信號的幅度成正比,而且還與調(diào)制頻率成正比(這一點(diǎn)與FM不同),其示意圖見圖7-8。調(diào)制頻率愈高,頻偏也愈大。若規(guī)定Δωm值,那么就需限制調(diào)制頻率。

調(diào)相波的φ(t)、Δω(t)及ω(t)的曲線見圖7-7。根據(jù)瞬時(shí)頻率的變化可畫出PM波波形,如圖7-7(f)所示,也是等幅疏密波。它與圖7-1中的FM波相比只是延遲了一段時(shí)間。如不知道原調(diào)制信號,則在單頻調(diào)制的情況下無法從波形上分辨是FM波還是PM波。圖7-7-調(diào)相波波形圖7-8調(diào)相波Δfm、mp與F的關(guān)系

由于頻率與相位之間存在著微分與積分的關(guān)系,所以FM與PM之間是可以互相轉(zhuǎn)化的。如果先對調(diào)制信號積分,然后再進(jìn)行調(diào)相,就可以實(shí)現(xiàn)調(diào)頻,如圖7-9(a)所示。如果先對調(diào)制信號微分,然后用微分結(jié)果去進(jìn)行調(diào)頻,得出的已調(diào)波為調(diào)相波,如圖7-9(b)所示。圖7-9調(diào)頻與調(diào)相的關(guān)系

至于PM波的頻譜及帶寬,其分析方法與FM相同。調(diào)相信號帶寬為

由于mp與F無關(guān),所以Bs正比于F。調(diào)制頻率變化時(shí),Bs隨之變化。如果按最高調(diào)制頻率Fmax值設(shè)計(jì)信道,則在調(diào)制頻率低時(shí)有很大余量,系統(tǒng)頻帶利用不充分。因此在模擬通信中調(diào)相方式用的很少。

2.調(diào)頻波與調(diào)相波的比較

調(diào)頻波與調(diào)相波的比較見表7-1

在本節(jié)結(jié)束前,要強(qiáng)調(diào)幾點(diǎn):

(1)角度調(diào)制是非線性調(diào)制,在單頻調(diào)制時(shí)會出現(xiàn)(ωc±nΩ)分量,在多頻調(diào)制時(shí)還會出現(xiàn)交叉調(diào)制(ωc±nΩ1±kΩ2+…)分量。

(2)調(diào)頻的頻譜結(jié)構(gòu)與mf密切相關(guān)。mf

大,頻帶寬。但通常mf

大,調(diào)頻的抗干擾能力也強(qiáng),因此,mf

值的選擇要從通信質(zhì)量和帶寬限制兩方面考慮。對于高質(zhì)量通信(如調(diào)頻廣播、電視伴音),由于信號強(qiáng),主要考慮質(zhì)量,采用寬帶調(diào)頻,mf

值選得大。對于一般通信,要考慮接收微弱信號,帶寬窄些,噪聲影響小,常選用mf

較小的調(diào)頻方式。

(3)與AM制相比,角調(diào)方式的設(shè)備利用率高,因其平均功率與最大功率一樣。調(diào)頻制抗干擾性能好,因?yàn)樗梢岳孟薹魅サ艏纳{(diào)幅,同時(shí),由干擾引起的頻偏Δfn通常遠(yuǎn)小于Δfm。

7.2調(diào)頻器與調(diào)頻方法

7.2.1調(diào)頻器實(shí)現(xiàn)調(diào)頻的電路或部件稱為調(diào)頻器或調(diào)頻電路。從這個(gè)意義上講,調(diào)頻器只包含一個(gè)調(diào)制器。但根據(jù)調(diào)頻的含義,從廣泛的意義上講,調(diào)頻器還應(yīng)包括高頻振蕩器。一個(gè)完整的調(diào)頻電路的構(gòu)成與調(diào)頻方法有關(guān)。

調(diào)頻器的調(diào)制特性稱為調(diào)頻特性。所謂調(diào)頻,就是輸出已調(diào)信號的頻率(或頻偏)隨輸入信號規(guī)律變化。因此,調(diào)頻特性可以用f(t)或Δf(t)與UΩ之間的關(guān)系曲線表示,稱為調(diào)頻特性曲線,如圖7-10所示。

對于圖7-10的調(diào)頻特性的要求如下:

(1)調(diào)制特性線性要好。圖7-10曲線的線性度要高,線性范圍要大(Δfm要大),以保證Δf(t)與uΩ之間在較寬范圍內(nèi)呈線性關(guān)系。

(2)調(diào)制靈敏度要高。調(diào)制特性曲線在原點(diǎn)處的斜率就是調(diào)頻靈敏度kf。kf越大,同樣的uΩ值產(chǎn)生的Δfm越大。

(3)載波性能要好。調(diào)頻的瞬時(shí)頻率就是以載頻fc為中心而變化的,因此,為了防止產(chǎn)生較大的失真,載波頻率fc要穩(wěn)定。此外,載波振蕩的幅度要保持恒定,寄生調(diào)幅要小。圖7-10調(diào)頻特性曲線

7.2.2調(diào)頻方法

調(diào)頻波產(chǎn)生的方法主要有兩種:一種是直接調(diào)頻法,另一種是間接調(diào)頻法。

1.直接調(diào)頻法

這種方法一般是用調(diào)制電壓直接控制振蕩器的振蕩頻率,使振蕩頻率f(t)按調(diào)制電壓的規(guī)律變化。若被控制的是LC振蕩器,則只需控制振蕩回路的某個(gè)元件(L或C),使其參數(shù)隨調(diào)制電壓變化,就可達(dá)到直接調(diào)頻的目的。

若被控制的是張弛振蕩器,由于張弛振蕩器的振蕩頻率取決于電路中的充電或放電速度,因此,可以用調(diào)制信號去控制(通過受控恒流源)電容的充電或放電電流,從而控制張弛振蕩器的重復(fù)頻率。對張弛振蕩器調(diào)頻,產(chǎn)生的是非正弦波調(diào)頻信號,如三角波調(diào)頻信號、方波調(diào)頻信號等。

有各種不同的方法使LC振蕩回路的電容或電感隨輸入信號而變化,如駐極體話筒或電容式話筒。常用的方法是采用變?nèi)荻O管,還可以采用電抗管調(diào)制器(在變?nèi)荻O管問世之前應(yīng)用很廣泛,現(xiàn)在很少使用)等。用變?nèi)荻O管實(shí)現(xiàn)直接調(diào)頻,由于電路簡單、性能良好,已成為目前最廣泛采用的調(diào)頻電路之一。

在直接調(diào)頻法中,振蕩器與調(diào)制器合二為一。這種方法的主要優(yōu)點(diǎn)是在實(shí)現(xiàn)線性調(diào)頻的要求下,可以獲得較大的頻偏,其主要缺點(diǎn)是頻率穩(wěn)定度差,在許多場合須對載頻采取穩(wěn)頻措施或者對晶體振蕩器進(jìn)行直接調(diào)頻。

2.間接調(diào)頻法

這種方法是先將調(diào)制信號積分,然后對載波進(jìn)行調(diào)相,如圖7-9(a)所示。這種方法也稱為阿姆斯特朗(Armstrong)法。

間接調(diào)頻時(shí),調(diào)制器與振蕩器是分開的,對振蕩器影響小,頻率穩(wěn)定度高,但設(shè)備較復(fù)雜。

實(shí)現(xiàn)間接調(diào)頻的關(guān)鍵是如何進(jìn)行相位調(diào)制。通常,實(shí)現(xiàn)相位調(diào)制的方法有如下三種:

(1)矢量合成法。這種方法主要針對的是窄帶的調(diào)頻或調(diào)相信號。對于單音調(diào)相信號

當(dāng)mp≤π/12時(shí),上式近似為

上式表明,在調(diào)相指數(shù)較小時(shí),調(diào)相波可由兩個(gè)信號合成得到。據(jù)此式可以得到一種調(diào)相方法,如圖7-11(b)所示。圖7-11矢量合成法調(diào)頻

窄帶調(diào)頻(NBFM)信號與AM波的區(qū)別僅在于邊帶信號與載波的相位關(guān)系。一是正交相加,一是同相相加。因此可以用乘法器(平衡調(diào)制器或差分對)及移相器來產(chǎn)生窄帶調(diào)頻信號,如圖7-11(c)所示,圖中虛框內(nèi)的電路為一積分電路。圖7-11(a)為將載波與乘法器產(chǎn)生的雙邊帶信號相加得出的AM波。

(2)可變移相法。可變移相法就是利用調(diào)制信號控制移相網(wǎng)絡(luò)或諧振回路的電抗或電阻元件來實(shí)現(xiàn)調(diào)相。用這種方法得到的調(diào)相波的最大不失真相移mp受諧振回路或相移網(wǎng)絡(luò)相頻特性非線性的限制,一般都在30°以下。為了增大mp,可以采用級聯(lián)調(diào)相電路。

(3)可變延時(shí)法。將載波信號通過一可控延時(shí)網(wǎng)絡(luò),延時(shí)時(shí)間τ受調(diào)制信號控制,即

則輸出信號為

由此可知,輸出信號已變成調(diào)相信號了。

3.擴(kuò)大調(diào)頻器線性頻偏的方法

最大頻偏Δfm和調(diào)制線性是調(diào)頻器的兩個(gè)相互矛盾的指標(biāo)。

采用間接調(diào)頻時(shí),受到非線性限制的不是相對頻偏,也不是絕對頻偏,而是最大相偏。因此,不能指望在較高的載波頻率上實(shí)現(xiàn)調(diào)頻以擴(kuò)大線性頻偏,而一般采用先在較低的載波頻率上實(shí)現(xiàn)調(diào)頻,然后再通過倍頻和混頻的方法得到所需的載波頻率的最大線性頻偏。

7.3調(diào)頻電路

7.3.1直接調(diào)頻電路1.變?nèi)荻O管直接調(diào)頻電路

由于變?nèi)荻O管工作頻率范圍寬,固有損耗小,使用方便,構(gòu)成的調(diào)頻器電路簡單,因此變?nèi)莨苷{(diào)頻器是一種應(yīng)用非常廣泛的調(diào)頻電路。

1)變?nèi)荻O管調(diào)頻原理

由第2章的內(nèi)容可知,利用PN結(jié)反向偏置時(shí),勢壘電容隨外加反向偏壓變化的機(jī)理,在制作半導(dǎo)體二極管的工藝上進(jìn)行特殊處理,控制摻雜濃度和摻雜分布,可以使二極管的勢壘電容靈敏地隨反偏電壓變化且呈現(xiàn)較大的變化。這樣制作的變?nèi)荻O管可以看作一壓控電容,在調(diào)頻振蕩器中起著可變電容的作用。其結(jié)電容Cj與在其兩端所加反偏電壓u之間存在著如下關(guān)系:

式中,C0為變?nèi)荻O管在零偏置時(shí)的結(jié)電容值;uφ為變?nèi)荻O管PN結(jié)的勢壘電位差(硅管約為0.7V,鍺管約為0.3V);γ為變?nèi)荻O管的結(jié)電容變化指數(shù),它決定于PN結(jié)的雜質(zhì)分布規(guī)律。圖7-12(a)為不同指數(shù)γ時(shí)的Cj~u曲線,圖7-12(b)為一實(shí)際變?nèi)莨艿腃j~u曲線。γ=1/3稱為緩變結(jié),擴(kuò)散型管多屬此種。γ=1/2為突變結(jié),合金型管屬于此類。超突變結(jié)的γ在1~5之間。圖7-12變?nèi)莨艿腃j~u曲線

2)變?nèi)荻O管直接調(diào)頻性能分析

下面按兩種情況進(jìn)行分析,一是以Cj為回路總電容接入回路,一是以Cj作為回路部分電容接入回路。

(1)Cj為回路總電容。圖7-13為一變?nèi)荻O管直接調(diào)頻電路,Cj作為回路總電容接入回路。圖7-13(b)是圖7-13(a)振蕩回路的簡化高頻電路。圖7-13變?nèi)莨茏鳛榛芈房傠娙萑拷尤牖芈?/p>

在上式中,若γ=2,則得

其中,Δω(t)=ωcuΩ(t)/(EQ+uφ)∝uΩ(t),即頻率與uΩ(t)成正比例。這種調(diào)頻就是線性調(diào)頻,如圖7-14(c)所示。圖7-14變?nèi)莨芫€性調(diào)頻原理

一般情況下,γ≠2,這時(shí),式(7-25)可以展開成冪級數(shù)

忽略高次項(xiàng),上式可近似為

式中,Δωc=γ(γ/2-1)m2ωc/8,是調(diào)制過程中產(chǎn)生的中心頻率漂移。Δωc與γ和m有關(guān),當(dāng)變?nèi)莨芤欢ê?UΩ越大,m越大,Δωc也越大。產(chǎn)生Δωc的原因在于Cj~u曲線不是直線,這使得在一個(gè)調(diào)制信號周期內(nèi),電容的平均值不等于靜態(tài)工作點(diǎn)的CQ,如圖7-14(a)所示,從而引起中心頻率的改變。

Δωm=γmωc/2,為最大角頻偏。Δω2m=γ(γ/2-1)m2ωc/8,為二次諧波最大角頻偏,它也是由于Cj~u曲線的非線性引起的,并將引入非線性失真。二次諧波失真系數(shù)可用下式求出:

可見,當(dāng)UΩ增大而使m增大時(shí),將同時(shí)引起Δωm、Δωc及Kf2的增大,因此m不能選得太大。

調(diào)頻靈敏度可以通過調(diào)制特性或式(7-27)求出。根據(jù)調(diào)頻靈敏度的定義,有

上式表明,kf由變?nèi)莨芴匦约办o態(tài)工作點(diǎn)確定。當(dāng)變?nèi)莨芤欢?中心頻率一定時(shí),在不影響線性條件下,|EQ|值取小些好。同時(shí)還可由式(7-29)看到,在變?nèi)莨?、EQ及UΩ一定時(shí),比值Δωm/ωc=mγ/2也一定,即相對頻偏一定。ωc變大,則Δωm增加。

(2)Cj作為回路部分電容接入回路。在實(shí)際應(yīng)用中,通常γ≠2,Cj作為回路總電容將會使調(diào)頻特性出現(xiàn)非線性,輸出信號的頻率穩(wěn)定度也將下降。因此,通常利用對變?nèi)荻O管串聯(lián)或并聯(lián)電容的方法來調(diào)整回路總電容C與電壓u之間的特性。

圖7-15表示了變?nèi)莨艽?、并?lián)電容時(shí)的C~u特性。圖中曲線②為原變?nèi)莨艿腃j~u曲線。曲線①為并聯(lián)電容C1

時(shí)的情況。并聯(lián)C1后,各點(diǎn)電容量均增加,曲線上移。但在原變?nèi)莨蹸j小的區(qū)域,并聯(lián)電容C1

影響較大,電容量相對變化大;在Cj值大的區(qū)域,并聯(lián)電容C1

影響較小。因此造成反向偏壓小的區(qū)域C~u曲線斜率減小得少(變化很小),而在反偏大的范圍,斜率減小得多。曲線③為變?nèi)莨艽?lián)電容C2時(shí)的情況。串聯(lián)電容使得總電容減小,故曲線下移。當(dāng)Cj較大時(shí),串聯(lián)電容影響也大,C~u曲線在此范圍與原Cj~u

曲線相比變化較大;反之,在Cj小的區(qū)域,C2影響也小,曲線的斜率基本不變。圖7-15Cj與固定電容串、并聯(lián)后的特性

總之,并聯(lián)電容可較大地調(diào)整Cj值小的區(qū)域內(nèi)的C~u特性,串聯(lián)電容可有效地調(diào)整Cj值大的區(qū)域內(nèi)的C~u特性。如果原變?nèi)莨堞?gt;2,則可以通過串、并聯(lián)電容的方法,使C~u特性在一定偏壓范圍內(nèi)接近γ=2的特性,從而實(shí)現(xiàn)線性調(diào)頻。變?nèi)莨艽⒉⒙?lián)電容后,總的C~u曲線斜率要下降(見圖7-15),因此頻偏下降。

圖7-16(a)是某變?nèi)莨苷{(diào)頻器的實(shí)際電路。圖中12μH的電感為高頻扼流圈,對高頻相當(dāng)于開路,1000pF電容為高頻濾波電容。振蕩回路由10pF、15pF、33pF電容、可調(diào)電感及變?nèi)荻O管組成,其交流等效電路如圖(b)所示。由此可以看出,這是一個(gè)電容反饋三點(diǎn)式振蕩器線路。兩個(gè)變?nèi)莨転榉聪虼?lián)組態(tài);直流偏置同時(shí)加至兩管正端,調(diào)制信號經(jīng)12μH電感(相當(dāng)于短路)加至兩管負(fù)端,所以對直流及調(diào)制信號來說,兩個(gè)變?nèi)莨苁遣⒙?lián)的。對高頻而言,兩個(gè)變?nèi)莨苁谴?lián)的,總變?nèi)莨茈娙軨'j=Cj/2。

這樣,加到每個(gè)變?nèi)莨艿母哳l電壓就降低一半,從而可以減弱高頻電壓對電容的影響;同時(shí),采用反向串聯(lián)組態(tài),在高頻信號的任意半周期內(nèi),一個(gè)變?nèi)莨艿募纳娙?即前述平均電容)增大,另一個(gè)則減小,二者相互抵消,能減弱寄生調(diào)制。這個(gè)電路與采用單變?nèi)莨軙r(shí)相比較,在Δfm要求相同時(shí),由于系數(shù)p的加大,m值就可以降低。另外,改變變?nèi)莨芷眉罢{(diào)節(jié)電感L可使該電路的中心頻率在50~100MHz范圍內(nèi)變化

圖7-16變?nèi)荻O管直接調(diào)頻電路舉例

將圖7-16(b)的振蕩回路簡化為圖7-17,這就是變?nèi)莨懿糠纸尤牖芈返那闆r。這樣,回路的總電容為

振蕩頻率為

將上式在工作點(diǎn)EQ處展開,可得

式中

從式(7-32)可以看出,當(dāng)Cj部分接入時(shí),其最大頻偏為

變?nèi)莨懿糠纸尤牖芈贩绞竭€可減小寄生調(diào)制。實(shí)際上,加在變?nèi)莨苌系碾妷菏荅Q、uΩ(t)及高頻電壓,如圖7-18所示。變?nèi)莨艿碾娙葜祽?yīng)由每個(gè)高頻周期內(nèi)的平均電容來確定。但由于電容與電壓間的非線性關(guān)系,當(dāng)高頻電壓擺向左方或右方時(shí),電容的增加與減小并不相同,因而會造成平均電容增大。而且高頻電壓疊加在uΩ(t)之上,由圖看出每個(gè)高頻周期的平均電容變化不一樣,這樣會引起頻率不按調(diào)制信號規(guī)律變化而造成寄生調(diào)制。圖7-19(a)畫出了在不同偏壓時(shí)電容與高頻電壓U1之間的變化關(guān)系,圖(b)為不同高頻電壓U1時(shí)變?nèi)莨茈娙蓦S偏壓變化的情況。部分接入方式可以減小加在變?nèi)莨苌系母哳l電壓,以減弱因其產(chǎn)生的寄生調(diào)制。圖7-18加在變?nèi)莨苌系碾妷簣D7-19

2.晶體振蕩器直接調(diào)頻電路

變?nèi)荻O管(對LC振蕩器)直接調(diào)頻電路的中心頻率穩(wěn)定度較差。為得到高穩(wěn)定度調(diào)頻信號,須采取穩(wěn)頻措施,如增加自動頻率微調(diào)電路或鎖相環(huán)路(第8章討論)。還有一種穩(wěn)頻的簡單方法是直接對晶體振蕩器調(diào)頻。

圖7-20(a)為變?nèi)荻O管對晶體振蕩器直接調(diào)頻電路,圖(b)為其交流等效電路。由圖可知,此電路為并聯(lián)型晶振皮爾斯電路,其穩(wěn)定度高于密勒電路。其中,變?nèi)荻O管相當(dāng)于晶體振蕩器中的微調(diào)電容,它與C1、C2的串聯(lián)等效電容作為石英諧振器的負(fù)載電容CL。此電路的振蕩頻率為圖7-20晶體振蕩器直接調(diào)頻電路

擴(kuò)大頻偏的方法有兩種:第一種方法是在晶體支路中串接小電感,使總的電抗曲線中呈現(xiàn)感性的工作頻率區(qū)域加以擴(kuò)展(主要是頻率的低端擴(kuò)展)。這種方法簡便易行,是一種常用的方法,但用這種方法獲得的擴(kuò)展范圍有限,且還會使調(diào)頻信號的中心頻率的穩(wěn)定度有所下降。另一種方法是利用Π型網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行阻抗變換,在這種方法中,晶體接于Π型網(wǎng)絡(luò)的終端。

3.張弛振蕩器直接調(diào)頻電路

前面所述均為用調(diào)制信號調(diào)制正弦波振蕩器。如果受調(diào)電路是張弛振蕩器(其波形或是矩形波或是鋸齒波)則可得三角波調(diào)頻或方波調(diào)頻信號。它們還可以經(jīng)過濾波器或波形變換器,形成正弦波調(diào)頻信號。

圖7-21是一種調(diào)頻三角波產(chǎn)生器的方框圖。調(diào)制信號控制恒流源發(fā)生器,當(dāng)調(diào)制信號為零時(shí),恒流源輸出電流為I;當(dāng)有調(diào)制電壓時(shí),輸出電流為I+ΔI(t),ΔI(t)與調(diào)制信號成正比。電流發(fā)生器成為受控恒流源。恒流源的輸出分兩路送至積分器,一路直接經(jīng)壓控開關(guān)a;一路經(jīng)反相器的-I送至壓控開關(guān)b,再到積分器。壓控開關(guān)由電壓比較器控制使a路或b路接通。電壓比較器有兩個(gè)門限值U1及U2,且U2>U1,其輸出和輸入電壓間的關(guān)系如圖7-22(a)所示。

當(dāng)uT增加時(shí),只有當(dāng)uT=U2后,比較器才改變狀態(tài),輸出變?yōu)榈碗娖経min;uT減小時(shí),當(dāng)uT下降至等于U1時(shí),比較器才輸出Umax,此比較器具有下行遲滯特性。積分器與電壓比較器的輸出電壓波形如圖7-22(b)所示。此時(shí)未加調(diào)制信號,I不變,故積分器輸出電壓的周期是固定的。I愈大,則三角波的斜率愈大,周期愈短,因此輸出三角波的重復(fù)頻率與I成正比。

圖7-21三角波調(diào)頻方框圖圖7-22電壓比較器的遲滯特性和輸入、輸出波形

電壓比較器輸出的是調(diào)頻方波電壓。如要得到正弦調(diào)頻信號,可在其輸出端加波形變換電路或?yàn)V波器。圖7-23便是由三角波變?yōu)檎也ǖ淖儞Q器特性。它是一個(gè)非線性網(wǎng)絡(luò),其傳輸特性為圖7-23三角波變?yōu)檎也ㄗ儞Q特性

7.3.2間接調(diào)頻電路

前面已經(jīng)指出,若先對調(diào)制信號進(jìn)行積分,再去調(diào)相,得到的是調(diào)頻信號。因此調(diào)相電路是間接調(diào)頻法的關(guān)鍵電路。常用的調(diào)相方法有兩種,一種是放大器的諧振頻率受調(diào)制電壓的控制而變化,當(dāng)載頻振蕩通過它時(shí),相移發(fā)生變化;另一種是改變相移網(wǎng)絡(luò)參數(shù)。還有一種脈沖調(diào)相也屬于可變延時(shí)調(diào)相電路(比較法調(diào)頻),此調(diào)相電路的的線性相移比較大,構(gòu)成的調(diào)制器的線性度也較好,因此被廣泛用于調(diào)頻廣播發(fā)射機(jī)中。

圖7-24是一個(gè)變?nèi)荻O管調(diào)相電路。它將受調(diào)制信號控制的變?nèi)莨茏鳛檎袷幓芈返囊粋€(gè)元件。Lc1、Lc2為高頻扼流圈,分別防止高頻信號進(jìn)入直流電源及調(diào)制信號源中。圖7-24單回路變?nèi)莨苷{(diào)相器

由于回路相移特性線性范圍不大(上面分析中用了Δφ<π/6的條件,才有近似式tanφ≈φ),因此這種電路得到的頻偏是不大的。必須采取擴(kuò)大頻偏措施。除了用倍頻方法增大頻偏外,還應(yīng)改進(jìn)調(diào)相電路本身。圖7-25是由三級單振蕩回路組成的調(diào)相電路。若每級相偏為30°,則三級可達(dá)90°相移,因而增大了頻偏。圖中各級間耦合電容為1pF,故互相影響很小。圖7-25三級回路級聯(lián)的移相器

7.4鑒頻器與鑒頻方法

7.4.1鑒頻器角調(diào)波的解調(diào)就是從角調(diào)波中恢復(fù)出原調(diào)制信號的過程。調(diào)頻波的解調(diào)電路稱為頻率檢波器或鑒頻器(FD),調(diào)相波的解調(diào)電路稱為相位檢波器或鑒相器(PD)。

與調(diào)幅接收機(jī)一樣,調(diào)頻接收機(jī)的組成也大多是采用超外差式的。在超外差式的調(diào)頻接收機(jī)中,鑒頻通常在中頻頻率(如調(diào)頻廣播接收機(jī)的中頻頻率10.7MHz)上進(jìn)行(隨著技術(shù)的發(fā)展,現(xiàn)在也有在基帶上用數(shù)字信號處理的方法實(shí)現(xiàn))。在調(diào)頻信號的產(chǎn)生、傳輸和通過調(diào)頻接收機(jī)前端電路的過程中,不可避免地要引入干擾和噪聲。干擾和噪聲對FM信號的影響,主要表現(xiàn)為調(diào)頻信號出現(xiàn)了不希望有的寄生調(diào)幅和寄生調(diào)頻。一般在末級中放和鑒頻器之間設(shè)置限幅器就可以消除由寄生調(diào)幅所引起的鑒頻器的輸出噪聲(當(dāng)然,在具有自動限幅能力的鑒頻器,如比例鑒頻器之前不需此限幅器)?？梢?限幅與鑒頻一般是連用的,統(tǒng)稱為限幅鑒頻器。若調(diào)頻信號的調(diào)頻指數(shù)較大,它本身就可以抑制寄生調(diào)制。

就鑒頻器的功能而言,它是一個(gè)將輸入調(diào)頻波的瞬時(shí)頻率f(或頻偏Δf)變換為相應(yīng)的解調(diào)輸出電壓uo的變換器,如圖7-26(a)所示。通常將此變換器的變換特性稱為鑒頻特性。用曲線表示為輸出電壓uo與瞬時(shí)頻率f或頻偏Δf之間的關(guān)系曲線,稱為鑒頻特性曲線。在線性解調(diào)的理想情況下,此曲線為一直線,但實(shí)際往往有彎曲,呈“S”形,簡稱“S”曲線,如圖7-26(b)所示。

在圖7-26(b)中,通常用峰值帶寬Bm來近似衡量鑒頻特性線性區(qū)寬度,它指的是鑒頻特性曲線左右兩個(gè)最大值(±uomax)間對應(yīng)的頻率間隔。鑒頻特性曲線一般是左右對稱的,若峰值點(diǎn)的頻偏為ΔfA=fA-fc=fc-fB,則Bm=2ΔfA。對于鑒頻器來講,要求線性范圍寬(Bm>2Δfm),線性度好。但在實(shí)際上,鑒頻特性在兩峰之間都存在一定的非線性,通常只有在Δf=0附近才有較好的線性。圖7-26鑒頻器及鑒頻特性

對鑒頻器的另外一個(gè)要求,就是鑒頻跨導(dǎo)要大。所謂鑒頻跨導(dǎo)SD,就是鑒頻特性在載頻處的斜率,它表示的是單位頻偏所能產(chǎn)生的解調(diào)輸出電壓。鑒頻跨導(dǎo)又叫鑒頻靈敏度,用公式表示為

另一方面,鑒頻跨導(dǎo)也可以理解為鑒頻器將輸入頻率轉(zhuǎn)換為輸出電壓的能力或效率,因此,鑒頻跨導(dǎo)又可以稱為鑒頻效率。

7.4.2鑒頻方法

從FM波中還原調(diào)制信號的方法很多,概括起來可分為直接鑒頻法和間接鑒頻法兩種。直接鑒頻法,就是直接從調(diào)頻信號的頻率中提取原來調(diào)制信號的方法,主要是脈沖計(jì)數(shù)式鑒頻法。間接鑒頻法,就是對調(diào)頻信號進(jìn)行不同的變換或處理從而間接地恢復(fù)原來調(diào)制信號的方法,如波形變換法、鎖相環(huán)解調(diào)(PLLDM)法及調(diào)頻負(fù)反饋解調(diào)(FMFBDM)法、正交鑒頻法等。

對于間接鑒頻法來講,盡管解調(diào)方法不同,但它們均能產(chǎn)生一個(gè)幅度與輸入信號瞬時(shí)頻率成線性關(guān)系的輸出信號。在上述方法中,波形變換法應(yīng)用最為普遍,鎖相環(huán)解調(diào)(PLLDM)法及調(diào)頻負(fù)反饋解調(diào)(FMFBDM)法應(yīng)用也日益廣泛,這部分將在第8章中介紹。在集成電路中,正交鑒頻法應(yīng)用較廣。

就鑒頻器的工作原理而言,其各種實(shí)現(xiàn)方法都是將輸入調(diào)頻波進(jìn)行特定的波形變換,使變換后的波形包含反映瞬時(shí)頻率變化的平均分量,然后通過低通濾波器取出所需解調(diào)電壓(這種方法由此得名)。根據(jù)波形變換的不同特點(diǎn),鑒頻方法可歸納為振幅鑒頻法和相位鑒頻法兩種。

1.振幅鑒頻法

調(diào)頻波振幅恒定,故無法直接用包絡(luò)檢波器解調(diào)。鑒于二極管峰值包絡(luò)檢波器線路簡單、性能好,能否把包絡(luò)檢波器用于調(diào)頻解調(diào)器中呢?顯然,若能將等幅的調(diào)頻信號變換成振幅也隨瞬時(shí)頻率變化、既調(diào)頻又調(diào)幅的FMAM波,就可以通過包絡(luò)檢波器解調(diào)此調(diào)頻信號。用此原理構(gòu)成的鑒頻器稱為振幅鑒頻器。其工作原理如圖7-27所示。圖中的變換電路應(yīng)該是具有線性頻率—電壓轉(zhuǎn)換特性的線性網(wǎng)絡(luò)。實(shí)現(xiàn)這種變換的方法有以下幾種。圖7-27-振幅鑒頻器原理

1)直接時(shí)域微分法

設(shè)調(diào)制信號為uΩ=f(t),調(diào)頻波為

對此式直接微分可得

電壓u的振幅與瞬時(shí)頻率ω(t)=ωc+kff(t)成正比。因此,式(7-40)是一個(gè)FMAM波。由于ωc遠(yuǎn)大于頻偏,包絡(luò)不會出現(xiàn)負(fù)值。經(jīng)包絡(luò)檢波后即可得到原調(diào)制信號。以上過程說明,只要將調(diào)頻波直接進(jìn)行微分運(yùn)算,就可很方便地用包絡(luò)檢波器實(shí)現(xiàn)鑒頻。由此可知,這種鑒頻器由微分網(wǎng)絡(luò)和包絡(luò)檢波器兩部分組成,如圖7-28所示。圖7-28微分鑒頻原理

圖7-29為一最簡單的微分鑒頻電路,微分作用由電容C完成。其工作過程可自行分析。圖中虛線框內(nèi)的電路為另一平衡支路,以消除輸出直流分量。

理論上這種方法非常好,但在實(shí)際電路中,由于器件非線性等原因,其有效的線性鑒頻范圍是有限的。為了擴(kuò)大線性鑒頻范圍,可以采用較為理想的時(shí)域微分鑒頻器,如脈沖計(jì)數(shù)式鑒頻器。圖7-29微分鑒頻電路

2)斜率鑒頻法

上述微分器的作用也可由其它網(wǎng)絡(luò)來完成,只要在所需頻率范圍內(nèi)具有線性幅頻特性即可。如低通、高通、帶通網(wǎng)絡(luò)等都可以完成這一轉(zhuǎn)換,其中應(yīng)用最多的是帶通網(wǎng)絡(luò)。圖7-30就是利用單調(diào)諧電路完成鑒頻的最簡單電路。工作過程及各點(diǎn)波形如圖中所示,回路的諧振頻率f0高于FM波的載頻fc,并盡量利用幅頻特性的傾斜部分。當(dāng)f>fc時(shí),回路兩端電壓大;當(dāng)f<fc時(shí),回路兩端電壓小,因而形成圖(b)中Ui的波形。這種利用調(diào)諧回路幅頻特性傾斜部分對FM波解調(diào)的方法稱為斜率鑒頻。由于在斜率鑒頻電路中,利用的是調(diào)諧回路的失(離)諧狀態(tài),因此又稱失(離)諧回路法。圖7-30單回路斜率鑒頻器

但是,單調(diào)諧回路的諧振曲線,其傾斜部分的線性度是較差的。為了擴(kuò)大線性范圍,實(shí)際上采用的多是三調(diào)諧回路的雙離諧平衡鑒頻器,如圖7-31(a)。三個(gè)回路的諧振頻率分別為f01=fc、f02>fc、f03<fc,且f02-fc=fc-f03?；芈返闹C振特性見圖7-31(b)。上支路輸出電壓Uo1(圖7-32(b))與圖7-30中Uo波形相同。下支路則與上支路相反,Uo2波形見圖7-32(c)。當(dāng)瞬時(shí)頻率最高時(shí),Uo1最大,Uo2最小;當(dāng)瞬時(shí)頻率最低時(shí),Uo1最小,Uo2最大。輸出負(fù)載為差動連接,鑒頻器輸出電壓為Uo=Uo1-Uo2,Uo波形見圖7-32(d)。當(dāng)f=fc時(shí),上、下支路輸出相等,總輸出電壓Uo=0。圖7-31雙離諧平衡鑒頻器圖7-32圖7-31各點(diǎn)波形

雙離諧鑒頻器的輸出是取兩個(gè)帶通響應(yīng)之差,即該鑒頻器的傳輸特性或鑒頻特性,如圖7-33中的實(shí)線所示。其中虛線為兩回路的諧振曲線。從圖看出,它可獲得較好的線性響應(yīng),失真較小,靈敏度也高于單回路鑒頻器。這種電路適用于解調(diào)大頻偏調(diào)頻信號。但采用這種電路時(shí),三個(gè)回路要調(diào)整好,并須盡量對稱,否則會引起較大失真。不易調(diào)整是該電路的一個(gè)缺點(diǎn)。圖7-33雙離諧鑒頻器的鑒頻特性

2.相位鑒頻法

相位鑒頻法的原理框圖如圖7-34所示。圖中的變換電路具有線性的頻率—相位轉(zhuǎn)換特性,它可以將等幅的調(diào)頻信號變成相位也隨瞬時(shí)頻率變化的、既調(diào)頻又調(diào)相的FMPM波。把此FMPM波和原來輸入的調(diào)頻信號一起加到鑒相器上,就可以通過鑒相器解調(diào)此調(diào)頻信號。這種鑒頻方法稱為相位鑒頻法。圖7-34相位鑒頻法的原理框圖

相位鑒頻法的關(guān)鍵是相位檢波器。相位檢波器或鑒相器就是用來檢出兩個(gè)信號之間的相位差,完成相位差—電壓變換作用的部件或電路。設(shè)輸入鑒相器的兩個(gè)信號分別為

把它們同時(shí)加于鑒相器,鑒相器的輸出電壓uo是瞬時(shí)相位差的函數(shù),即

在線性鑒相時(shí),uo與輸入相位差φe(t)=φ2(t)-φ1(t)成正比。式(7-42)中引入π/2固定相移的目的在于當(dāng)輸入相位差φe(t)=φ2(t)-φ1(t)在零附近正負(fù)變化時(shí),鑒相器輸出電壓也相應(yīng)地在零附近正負(fù)變化。

圖7-35乘積型相位鑒頻法

設(shè)乘法器的乘積因子為K,則經(jīng)過相乘器和低通濾波器后的輸出電壓為

當(dāng)Δf/f0?1時(shí),上式變?yōu)閡o≈KU1U2Q0Δf/f0,可見鑒頻器輸出與輸入信號的頻偏成正比。

應(yīng)當(dāng)指出,鑒頻器既然是頻譜的非線性變換電路,它就不能簡單地用乘法器來實(shí)現(xiàn)。因此,這里采用的電路模型是有局限性的,只有在相偏較小時(shí)才近似成立。

這種電路既可以實(shí)現(xiàn)鑒頻,也可以實(shí)現(xiàn)鑒相。通常情況下,其中的乘法器采用集成模擬乘法器或(雙)平衡調(diào)制器實(shí)現(xiàn)。當(dāng)兩輸入信號幅度都很大時(shí),由于乘法器內(nèi)部的限幅作用,鑒相特性趨近于三角形。

2)疊加型相位鑒頻法

利用疊加型鑒相器實(shí)現(xiàn)鑒頻的方法稱為疊加型相位鑒頻法。對于疊加型鑒相器,就是先將u1和u2(式(7-41)和(7-42))相加,把兩者的相位差的變化轉(zhuǎn)換為合成信號的振幅變化,然后用包絡(luò)檢波器檢出其振幅變化,從而達(dá)到鑒相的目的。

為了抵消直流項(xiàng),擴(kuò)大線性鑒頻范圍,它通常采用平衡式電路,差動輸出,如圖7-36所示。具有線性的頻相轉(zhuǎn)換特性的變換電路(移相網(wǎng)絡(luò))一般由耦合回路來實(shí)現(xiàn),因此也稱為耦合回路相位鑒頻法。耦合回路的初、次級電壓間的相位差隨輸入調(diào)頻信號瞬時(shí)頻率變化。虛線框內(nèi)部分為平衡式疊加型鑒相器。耦合回路可以是互感耦合回路,也可以是電容耦合回路。另外,π/2固定相移也由耦合回路引入。圖7-36平衡式疊加型相位鑒頻器框圖

需要指出,與斜率鑒頻器不同,在這里,耦合回路的初、次級電路是同頻的,它們均調(diào)諧于信號的載頻fc上。而且一般情況下,初、次級回路具有相同的參數(shù)。

應(yīng)當(dāng)強(qiáng)調(diào)指出,疊加型鑒相器的工作過程實(shí)際包括兩個(gè)動作:首先,輸入調(diào)頻信號經(jīng)頻率—相位變換后變成既調(diào)頻又調(diào)相的FMPM信號,通過加法器完成矢量相加,將兩個(gè)信號電壓之間的相位差變化相應(yīng)地變成合成信號的包絡(luò)變化(既調(diào)頻、調(diào)相又調(diào)幅的FMPMAM信號),然后由包絡(luò)檢波器將其包絡(luò)檢出。因此,從原理上講,疊加型相位鑒頻器也可以認(rèn)為是一種振幅鑒頻器。

3.直接脈沖計(jì)數(shù)式鑒頻法

調(diào)頻信號的信息寄托在已調(diào)波的頻率上。從某種意義上講,信號頻率就是信號電壓或電流波形單位時(shí)間內(nèi)過零點(diǎn)(或零交點(diǎn))的次數(shù)。對于脈沖或數(shù)字信號,信號頻率就是信號脈沖的個(gè)數(shù)?；谶@種原理的鑒頻器稱為零交點(diǎn)鑒頻器或脈沖計(jì)數(shù)式鑒頻器。它是先將輸入調(diào)頻信號通過具有合適特性的非線性變換網(wǎng)絡(luò)(頻率-電壓變換),使它變換為調(diào)頻脈沖序列。由于該脈沖序列含有反映瞬時(shí)頻率變化的平均分量,因而,將該調(diào)頻脈沖序列直接計(jì)數(shù)就可得到反映瞬時(shí)頻率變化的解調(diào)電壓,或者通過低通濾波器的平滑而得到反映瞬時(shí)頻率變化的平均分量的輸出解調(diào)電壓。

典型的脈沖計(jì)數(shù)式鑒頻器的框圖見圖7-37(a),圖7-37(b)是其各點(diǎn)對應(yīng)的波形。圖中,先將輸入調(diào)頻信號進(jìn)行寬帶放大和限幅,變成調(diào)頻方波信號,然后進(jìn)行微分得到一串高度相等、形狀相同的微分脈沖序列。再經(jīng)半波整流得到反映調(diào)頻信號瞬時(shí)頻率變化的單向微分脈沖序列。對此單向微分脈沖計(jì)數(shù),就可直接得到調(diào)頻信號的頻率。為了提高鑒頻效率,一般都在微分后加一個(gè)脈沖形成電路,將微分脈沖序列變換成脈寬為τ的矩形脈沖序列,然后對該調(diào)頻脈沖序列直接計(jì)數(shù)或通過低通濾波器得到反映瞬時(shí)頻率變化的輸出解調(diào)電壓。圖7-37-直接脈沖計(jì)數(shù)式鑒頻器

脈沖計(jì)數(shù)式鑒頻法是直接鑒頻法,其鑒頻特性的線性度高,最大頻偏大,便于集成。但是,其最高工作頻率受脈沖序列的最小脈寬τmin的限制。τmin<1/(fc+Δfm),實(shí)際工作頻率通常小于幾十兆赫茲。在限幅電路后插入分頻電路,可使工作頻率提高到幾百兆赫茲左右。目前,在一些高級的收音機(jī)中已開始采用這種電路。

7.5鑒頻電路

1.互感耦合相位鑒頻器互感耦合相位鑒頻器又稱福斯特西利(FosterSeeley)鑒頻器,圖7-38是其典型電路。相移網(wǎng)絡(luò)為耦合回路。圖中,初、次級回路參數(shù)相同,即令C1=C2=C,L1=L2=L,r1=r2=r,k=M/L,中心頻率均為f0=fc(fc為調(diào)頻信號的載波頻率)。圖7-38互感耦合相位鑒頻器

1)頻率—相位變換

頻率—相位變換是由圖7-39(a)所示的互感耦合回路完成的。由圖7-39(b)的等效電路可知,初級回路電感L1中的電流為

式中,Zf為次級回路對初級回路的反射阻抗,在互感M較小時(shí),Zf可以忽略。圖7-39互感耦合回路

圖7-40頻率—相位變換電路的相頻特性

圖7-41圖7-38的簡化電路

圖7-42不同頻率時(shí)的?UD1與?UD2矢量圖

3)檢波輸出

設(shè)兩個(gè)包絡(luò)檢波器的檢波系數(shù)分別為Kd1、Kd2(通常Kd1=Kd12=Kd),則兩個(gè)包絡(luò)檢波器的輸出分別為uo1=Kd1UD1、uo2=Kd2UD2。鑒頻器的輸出電壓為

由上面分析可知,當(dāng)f=f0=fc時(shí),鑒頻器輸出為零;當(dāng)f>f0=fc時(shí),鑒頻器輸出為正;當(dāng)f<f0=fc時(shí),鑒頻器輸出為負(fù)。如圖7-43(a)所示,這就是此鑒頻器的鑒頻特性,為正極性。通常情況下,鑒頻特性曲線對原點(diǎn)奇對稱。隨頻偏Δf的正負(fù)變化,輸出電壓也正負(fù)變化。圖7-43鑒頻特性曲線

實(shí)際上,鑒頻器的鑒頻特性可以認(rèn)為是移相網(wǎng)絡(luò)的幅頻特性和相頻特性相乘的結(jié)果,圖7-43(c)中的曲線②所示,圖中曲線①為移相網(wǎng)絡(luò)只對相位起作用而不引起電壓幅度變化時(shí)的情況。由此鑒頻特性也可看出,只有輸入的調(diào)頻信號的頻偏在鑒頻特性的線性區(qū)內(nèi),才能不失真地得到原調(diào)制信號。

鑒頻器的鑒頻特性與參數(shù)A有密切的關(guān)系。在A一定時(shí),隨著頻偏的增大,鑒頻輸出線性增大。當(dāng)頻偏增大到一定程度時(shí),鑒頻輸出變化緩慢并出現(xiàn)最大值。若頻偏繼續(xù)增大,鑒頻輸出反而下降。鑒頻輸出最大值及其所對應(yīng)的頻偏值與A值有關(guān)。當(dāng)A≥1時(shí),其鑒頻輸出的最大值出現(xiàn)于廣義失諧ξ=A處。這時(shí),對應(yīng)的峰值帶寬Bm=kf0,這說明耦合系數(shù)k一定,則Bm一定。只要k一定,當(dāng)改變Q而引起A變化時(shí),Bm就不會變化。但如果Q一定,改變k使A變化時(shí),Bm將隨k變化。鑒頻跨導(dǎo)也與A值有關(guān)。由于A=kQ,因此,存在以下兩種情況。

第一種情況,Q為常數(shù),k變化而引起A值變化,此時(shí)SD~A曲線如圖7-44(a)所示。最大跨導(dǎo)SDmax所對的A值在A=0.86處獲得。當(dāng)A>1后,SD下降較快。

第二種情況,k一定,Q變化,引起A變化。由于Q變化,回路諧振電阻Re改變,這時(shí)SD~A曲線如圖7-44(b)所示。隨著A的增加,SD單調(diào)上升。當(dāng)A>3后,SD上升緩慢,A很大時(shí),SD接近極限值。圖7-44SD~A曲線

2.電容耦合相位鑒頻器

圖7-45(a)是電容耦合相位鑒頻器的基本電路。兩個(gè)回路相互屏蔽。圖中Cm為兩回路間的耦合電容,其值很小,一般只有幾個(gè)皮法至十幾個(gè)皮法。除耦合回路外,其它部分均與互感耦合相位鑒頻器相同。因此,它們有著相同的工作原理,我們只需分析耦合回路在波形變換中的作用即可。圖7-45電容耦合相位鑒頻器

7.5.2比例鑒頻器

由對互感耦合相位鑒頻器的分析可知,相位鑒頻器的輸出隨接收信號的大小而變化。為抑制寄生調(diào)幅的影響,相位鑒頻器前必須使用限幅器。但限幅器要求較大的輸入信號,這必將導(dǎo)致鑒頻器前中放、限幅數(shù)的增加。比例鑒頻器具有自動限幅作用,不僅可以減少前面放大器的級數(shù),而且可以避免使用硬限幅器,因此,比例鑒頻器在調(diào)頻廣播接收機(jī)及電視接收機(jī)中得到了廣泛的應(yīng)用。

1.電路

比例鑒頻器是一種類似于疊加型相位鑒頻器,而又具有自限幅(軟限幅)能力的鑒頻器,其基本電路如圖7-46(a)所示。它與互感耦合相位鑒頻器電路的區(qū)別在于:

(1)兩個(gè)二極管順接;

(2)在電阻(R1+R2)兩端并接一個(gè)大電容C,容量約在10μF數(shù)量級。時(shí)間常數(shù)(R1+R2)C很大,約0.1~0.25s,遠(yuǎn)大于低頻信號的周期。故在調(diào)制信號周期內(nèi)或寄生調(diào)幅干擾電壓周期內(nèi),可認(rèn)為C上電壓基本不變,近似為一恒定值Eo;

(3)接地點(diǎn)和輸出點(diǎn)改變。

2.工作原理圖7-46比例鑒頻器電路及特性圖7-46比例鑒頻器電路及特性

可見,在電路參數(shù)相同的條件下,輸入調(diào)頻信號幅度相等,比例鑒頻器的輸出電壓與互感耦合或電容耦合相位鑒頻器相比要小一半(鑒頻靈敏度減半)。

當(dāng)f=fc時(shí),UD1=UD2,i1=i2,但以相反方向流過負(fù)載RL,所以輸出電壓為零;

當(dāng)f>fc時(shí),UD1>UD2,i1>i2,輸出電壓為負(fù);

當(dāng)f<fc時(shí),UD1<UD2,i1<i2,輸出電壓為正。

由此可見,其鑒頻特性如圖7-46(c)所示,它與互感耦合或電容耦合相位鑒頻器的鑒頻特性(圖中虛線所示)的極性相反。這在自動頻率控制系統(tǒng)中要特別注意。當(dāng)然,通過改變兩個(gè)二極管連接的方向或耦合線圈的繞向(同名端),可以使鑒頻特性反向。另一方面,輸出電壓也可由下式導(dǎo)出:

上式說明,比例鑒頻器輸出電壓取決于兩個(gè)檢波電容上電壓的比值,故稱比例鑒頻器。當(dāng)輸入調(diào)頻信號的頻率變化時(shí),uc1與uc2中,一個(gè)增大,另一個(gè)減小,變化方向相反,輸出電壓可按調(diào)制信號的規(guī)律變化。若輸入信號的幅度改變(例如增大),則uc1與uc2將以相同方向變化(如均增加),這樣可保持比值基本不變,使得輸出電壓不變,這就是所謂的限幅作用。

應(yīng)當(dāng)指出,uo只與uc1和uc2的比值有關(guān),這一點(diǎn)是有條件的,即認(rèn)為Eo恒定,R1、R2上的電壓等于Eo/2。為此必須使C足夠大,且RL?R1、R2。

3.自限幅原理

比例鑒頻器具有限幅作用的原因就在于電阻(R1+R2)兩端并接了一個(gè)大電容C。當(dāng)輸入信號幅度發(fā)生瞬時(shí)變化時(shí),利用大電容的儲能作用,保持Eo不變,來抑制輸入幅度的變化。例如當(dāng)輸入幅度增加,使得UD1、UD2增大,iD1、iD2增大。但由于C值很大,使瞬時(shí)增加的電流大部分流入電容C,這對C兩端的電壓值并沒有什么影響,Eo不變,維持了uc1和uc2的基本不變。

比例鑒頻器的限幅作用并不理想。由于其限幅作用主要靠大電容C完成,當(dāng)輸入信號幅度長時(shí)間慢變化時(shí),因時(shí)常數(shù)(R1+R2)C不可能很大,C兩端電壓也不可能不隨之變化。為使比例鑒頻器有較好的限幅作用,須做到:

(1)回路的無載Q0值要足夠高,以便當(dāng)檢波器輸入電阻Ri隨輸入電壓幅度變化時(shí),能引起回路Qe明顯的變化。一般應(yīng)在接上檢波器后,Qe值降至Q0的一半。通常取(R1+R2)值在5~7kΩ為宜。若(R1+R2)值太大,則當(dāng)輸入信號幅度迅速減小時(shí),會引起二極管截止。

(2)要保證時(shí)常數(shù)(R1+R2)C大于寄生調(diào)幅干擾的幾個(gè)周期。比例鑒頻器存在著過抑制與阻塞現(xiàn)象。所謂過抑制是指輸入信號幅度加大時(shí),輸出電壓反而下降的現(xiàn)象。例如當(dāng)輸入信號加大時(shí),因Ri變化使回路Qe值下降太多,相位減小過多,因而使輸出電壓下降。過抑制現(xiàn)象會引起解調(diào)失真。

阻塞是指當(dāng)輸入信號幅值瞬時(shí)大幅度下降時(shí),因Eo的反偏作用,使二極管截止,造成在一段時(shí)間內(nèi)收不到信號。

為解決上述問題,可使部分反偏壓隨輸入信號變化。二極管反偏壓可由兩部分組成,一部分是固定的,由Eo提供;另一部分由與二極管串聯(lián)的電阻產(chǎn)生,它隨輸入信號而變?？偲珘簽镋o/2+IavR,見圖7-47。當(dāng)輸入幅度瞬時(shí)減小時(shí),Iav減小,R上的電壓減小,使得二極管的反偏壓也瞬時(shí)減小。為了兼顧減輕阻塞效應(yīng)與抑制寄生調(diào)幅,R上的電壓應(yīng)為Eo的15%左右。實(shí)際上,調(diào)整電阻R,還可以使上下兩支路對稱。圖7-47-減小過抑制及阻塞的措施

7.5.3正交鑒頻器

1.正交鑒頻原理

正交鑒頻器實(shí)際上是一種乘積型相位鑒頻器,它由移相網(wǎng)絡(luò)、乘法器和低通濾波器三部分組成。調(diào)頻信號一路直接加至乘法器,另一路經(jīng)相移網(wǎng)絡(luò)移相后(參考信號)加至乘法器。由于調(diào)頻信號和參考信號同頻正交,因此,稱之為正交鑒頻器。

正交鑒頻器的輸入信號通常來自調(diào)頻接收機(jī)的中頻。此中頻調(diào)頻信號一路直接加至乘法器,另一路經(jīng)相移網(wǎng)絡(luò)移相后形成參考信號也加至乘法器。由于相移網(wǎng)絡(luò)對于輸入信號中心頻率產(chǎn)生90°相移,即當(dāng)f=fc時(shí),相移網(wǎng)絡(luò)輸出電壓與輸入電壓正交,兩者相乘的結(jié)果為零。當(dāng)輸入信號瞬時(shí)頻率大于或小于中心頻率時(shí),移相網(wǎng)絡(luò)呈現(xiàn)90°±Δφ的相移,中頻調(diào)頻信號和參考信號同頻正交。因此,兩電壓相乘后,產(chǎn)生與原調(diào)制信號成正比的輸出電壓。

若輸入信號足夠大,使相乘器出現(xiàn)限幅狀態(tài),則正交鑒頻器可等效為開關(guān)電路形式或門電路的形式(稱為符合門鑒頻器,常用在數(shù)字鎖相環(huán)等電路中)。

2.集成正交鑒頻器

圖7-48是某電視機(jī)伴音集成電路,它包括限幅中放(V1、V2;V4、V5;V7、V8為三級差分對放大器,V3、V6和V9為三個(gè)射極跟隨器)、內(nèi)部穩(wěn)壓(VD1~VD5、V10)和鑒頻電路三部分。其中的核心電路是正交鑒頻器,它由乘法器、移相網(wǎng)絡(luò)(外接,如圖中的L、C、C1及R)和外接的低通濾波器組成。乘法器為雙差分對電路,其中,V12、V13和V17、V18組成集電極交叉連接的差分對1,它由參考電壓ur控制;V14、V15組成差分對2,它由經(jīng)限幅后的信號電壓us控制;尾管V16供給V14、V15以恒流源電流。ur與us經(jīng)乘法器相乘后輸出加于射極跟隨器V19,由⑧腳輸出接至外部的低通濾波器,濾除高頻分量后即可解調(diào)出原調(diào)制信號。圖7-48集成正交鑒頻器圖7-49移相網(wǎng)絡(luò)及其相頻特性

在上面電路中,調(diào)整L、C和C1均可改變回路諧振頻率,只要滿足

就可以實(shí)現(xiàn)正交鑒頻。改變R,可以改變回路的Q值,從而調(diào)整相頻特性的線性段寬度和鑒頻器鑒頻特性的線性段寬度。

7.5.4其它鑒頻電路

1.差分峰值斜率鑒頻器

差分峰值斜率鑒頻器是一種在集成電路中常用的振幅鑒頻器。圖7-50(a)是一個(gè)在電視接收機(jī)伴音信號處理電路(如D7176AP、TA7243P)等集成電路中采用的差分峰值斜率鑒頻器。圖中,V1、V2為射極跟隨器;V3、V4為檢波管,它們的發(fā)射結(jié)分別與C3、C4構(gòu)成峰值包絡(luò)檢波器;V5、V6組成差分對放大器。圖7-50差分峰值斜率鑒頻器

2.晶體鑒頻器

晶體鑒頻器的原理電路如圖7-51所示。電容C與晶體串聯(lián)后接到調(diào)頻信號源。VD1、R1、C1和VD2、R2、C2為兩個(gè)二極管包絡(luò)檢波器。為了保證電路平衡,通常VD1與VD2性能相同,R1=R2,C1=C2。圖7-51晶體鑒頻器原理電路

電容C與晶體組成分壓器,其分壓取決于兩者的電抗比。設(shè)C的電抗為Xc,晶體的電抗為Xq,它們的電抗曲線如圖7-52(a)所示。晶體串、并聯(lián)頻率fq、f0相距很近,電抗在此范圍內(nèi)變化很快,并呈感抗。而在此頻率范圍內(nèi)的電容容抗可近似認(rèn)為不變,因此,當(dāng)信號頻率變化時(shí),分壓比的改變主要是由晶體電抗變化引起的。在fq~f0內(nèi),分壓比隨頻率的變化也是劇烈的。當(dāng)信號頻率等于fq時(shí),Xq=0,此時(shí)電壓幾乎全部降在電容器C上;當(dāng)信號頻率等于f0時(shí),電壓幾乎全部降在晶體上,當(dāng)Xc=Xq時(shí)(如圖中fc所示頻率位置),則UC=Uq。在fq~f0之間,隨著頻率的增加晶體上電壓上升,而電容上的電壓下降,如圖7-52(b)所示。圖7-52電容—晶體分壓器

上述說明,C與晶體上的電壓既調(diào)頻又調(diào)幅,亦即利用電容—晶體支路將調(diào)頻波進(jìn)行了波形變換。而且UC與Uq的振幅變化方向也是相反的。這個(gè)結(jié)果與前述相位鑒頻器加給兩個(gè)檢波器的電壓是一樣的。因此,在電容—晶體支路后面接兩個(gè)包絡(luò)檢波器就可得出解調(diào)信號。此晶體鑒頻器輸出電壓與瞬時(shí)頻率間的關(guān)系如圖7-53曲線所示。圖7-53晶體鑒頻器的鑒頻特性

晶體鑒頻器的主要優(yōu)點(diǎn)是結(jié)構(gòu)簡單,調(diào)整容易,鑒頻靈敏度高。它在窄帶調(diào)頻接收機(jī)中得到日益廣泛的應(yīng)用。

由于晶體fq至f0范圍窄,實(shí)用中有時(shí)要擴(kuò)展頻帶。常用的擴(kuò)展頻帶的方法有串聯(lián)電感等,其原理與晶體調(diào)頻原理相同。

由于晶體價(jià)格較貴,因此也可用陶瓷濾波器構(gòu)成鑒頻器,其工作原理與晶體鑒頻器相同,這里不再贅述。

7.5.5限幅電路

除比例鑒頻器外,其它鑒頻器基本上都不具有自動限幅(軟限幅)能力。為了抑制寄生調(diào)幅的影響,需在中放級采用硬限幅電路。硬限幅器要求的輸入信號電壓較大,約1~3V,因此,其前面的中頻放大器的增益要高,級數(shù)較多。

所謂限幅器,就是把輸入幅度變化的信號變換為輸出幅度恒定的信號的變換電路。在鑒頻器中采用限幅器,其目的在于將具有寄生調(diào)幅的調(diào)頻波變換為等幅的調(diào)頻波。

限幅器分為瞬時(shí)限幅器和振幅限幅器兩種。脈沖計(jì)數(shù)式鑒頻器中的限幅器屬于瞬時(shí)限幅器,其作用是把輸入的調(diào)頻波變?yōu)榈确恼{(diào)頻方波。振幅限幅器的實(shí)現(xiàn)電路很多,但若在瞬時(shí)限幅器后面接上帶通濾波器,取出等幅調(diào)頻方波中的基波分量,也可以構(gòu)成振幅限幅器。但這個(gè)濾波器的帶寬應(yīng)足夠?qū)?否則會因?yàn)V波器的傳輸特性不好而引入新的寄生調(diào)幅。

振幅限幅器的性能可由圖7-54(b)所示的限幅特性曲線表示。圖中,Up表示限幅器進(jìn)入限幅狀態(tài)的最小輸入信號電壓,稱為門限電壓。對限幅器的要求主要是在限幅區(qū)內(nèi)要有平坦的限幅特性,門限電壓要盡量小。

限幅電路一般有二極管電路、三極管電路和集成電路三類。典型的二極管限幅電路(瞬時(shí)限幅器)在低頻電路中已經(jīng)講述過。高頻功率放大器在過壓區(qū)(飽和狀態(tài))就是一種三極管限幅器。集成電路中常用的限幅電路是差分對電路,當(dāng)輸入電壓大于100mV時(shí),電路就進(jìn)入限幅狀態(tài)。圖7-54限幅器及其特性曲線

7.6調(diào)頻收發(fā)信機(jī)及特殊電路

7.6.1調(diào)頻發(fā)射機(jī)圖7-55是一種調(diào)頻發(fā)射機(jī)的框圖。其載頻fc=88~108MHz,輸入調(diào)制信號頻率為50Hz~15kHz,最大頻偏為75kHz。由圖可知,