《高頻電路原理與分析》課件-第2章

第2章高頻電路基礎與系統(tǒng)問題2.1高頻電路中的元器件2.2高頻電路中的組件2.3阻抗變換與阻抗匹配2.4電子噪聲與接收靈敏度2.5非線性失真與動態(tài)范圍2.6高頻電路的電磁兼容

2.1高頻電路中的元器件2.1.1高頻電路中的元件各種高頻電路基本上是由有源器件、無源元件和無源網絡組成的。高頻電路中使用的元器件與在低頻電路中使用的元器件基本相同,但要注意它們在高頻使用時的高頻特性。高頻電路中的元件主要是電阻(器)、電容(器)和電感(器),它們都屬于無源的線性元件。高頻電纜、高頻接插件和高頻開關等由于比較簡單,這里不加討論。高頻電路中完成信號的放大、非線性變換等功能的有源器件主要是二極管、晶體管和集成電路。

1.電阻器

一個電阻R的高頻等效電路如圖2-1所示,其中,CR為分布電容,LR

為引線電感,R為電阻。分布電容和引線電感越小,表明電阻的高頻特性越好。電阻器的高頻特性與制作電阻的材料、電阻的封裝形式和尺寸大小有密切關系。一般說來,金屬膜電阻比碳膜電阻的高頻特性要好,而碳膜電阻比線繞電阻的高頻特性要好;表面貼裝(SMD)電阻比引線電阻的高頻特性要好,小尺寸的電阻比大尺寸的電阻的高頻特性要好。圖2-1電阻的高頻等效電路

2.電容器

由介質隔開的兩導體即構成電容。作為電路元件的電容器一般只考慮其電容量值(標稱值),在理論上也只按電容量來處理。但實際上一個電容器的等效電路卻如圖2-2(a)所示。其中,電阻RC為極間絕緣電阻,它是由于兩導體間的介質的非理想(非完全絕緣)所致,通常用損耗角δ或品質因數(shù)QC來表示;電感LC為分布電感或(和)極間電感,小容量電容器的引線電感也是其重要組成部分。圖2-2-電容器的高頻等效電路

3.電感器

高頻電感器與普通電感器一樣,電感量是其主要參數(shù)。電感量L產生的感抗為jωL,其中,ω為工作角頻率。高頻電感器一般由導線繞制(空心或有磁芯、單層或多層)而成(也稱電感線圈),由于導線都有一定的直流電阻,所以高頻電感器具有直流電阻R。把兩個或多個電感線圈靠近放置就可組成一個高頻變壓器。

與電容器類似,高頻電感器也具有自身諧振頻率SRF。在SRF上,高頻電感的阻抗的幅值最大,而相角為零,如圖2-3所示。圖2-3高頻電感器的自身諧振頻率SRF

2.1.2

高頻電路中的有源器件

從原理上看,用于高頻電路的各種有源器件,與用于低頻或其它電子線路的器件沒有什么根本不同。它們是各種半導體二極管、晶體管以及半導體集成電路,這些器件的物理機制和工作原理,在有關課程中已詳細討論過,只是由于工作在高頻范圍,對器件的某些性能要求更高。隨著半導體和集成電路技術的高速發(fā)展,能滿足高頻應用要求的器件越來越多,也出現(xiàn)了一些專門用途的高頻半導體器件。

1.二極管

半導體二極管在高頻中主要用于檢波、調制、解調及混頻等非線性變換電路中,工作在低電平。因此主要用點接觸式二極管和表面勢壘二極管(又稱肖特基二極管)。兩者都利用多數(shù)載流子導電機理,它們的極間電容小、工作頻率高。常用的點接觸式二極管(如2AP系列),工作頻率可到100~200MHz,而表面勢壘二極管,工作頻率可高至微波范圍。

另一種在高頻中應用很廣的二極管是變容二極管,其特點是電容隨偏置電壓變化。我們知道,半導體二極管具有PN結,而PN結具有電容效應,它包括擴散電容和勢壘電容。當PN結正偏時,擴散效應起主要作用;而當PN結反偏時,勢壘電容將起主要作用。利用PN結反偏時勢壘電容隨外加反偏電壓變化的機理,在制作時用專門工藝和技術經特殊處理而制成的具有較大電容變化范圍的二極管就是變容二極管。變容二極管的結電容Cj與外加反偏電壓u之間呈非線性關系(見第7章)。

變容二極管在工作時處于反偏截止狀態(tài),基本上不消耗能量,噪聲小,效率高。將它用于振蕩回路中,可以作成電調諧器,也可以構成自動調諧電路等。變容管若用于振蕩器中,可以通過改變電壓來改變振蕩信號的頻率。這種振蕩器稱為壓控振蕩器(VCO)。壓控振蕩器是鎖相環(huán)路的一個重要部件。電調諧器和壓控振蕩器也廣泛用于電視接收機的高頻頭中。具有變容效應的某些微波二極管(微波變容管)還可以進行非線性電容混頻、倍頻。

還有一種以P型、N型和本征(I)型三種半導體構成的PIN二極管,它具有較強的正向電荷儲存能力。它的高頻等效電阻受正向直流電流的控制,是一電可調電阻。它在高頻及微波電路中可以用作電可控開關、限幅器、電調衰減器或電調移相器。

2.晶體管與場效應管(FET)

高頻晶體管有兩大類型:一類是作小信號放大的高頻小功率管,對它們的主要要求是高增益和低噪聲;另一類為高頻功率放大管,除了增益外,要求其在高頻有較大的輸出功率。目前雙極型小信號放大管,工作頻率可達幾千兆赫茲,噪聲系數(shù)為幾分貝。小信號的場效應管也能工作在同樣高的頻率,且噪聲更低。一種稱為砷化鎵的場效應管,其工作頻率可達十幾千兆赫茲以上。在高頻大功率晶體管方面,在幾百兆赫茲以下頻率,雙極型晶體管的輸出功率可達十幾瓦至上百瓦。而金屬氧化物場效應管(MOSFET),甚至在幾千兆赫茲的頻率上還能輸出幾瓦功率。

3.集成電路

用于高頻的集成電路的類型和品種要比用于低頻的集成電路少得多,主要分為通用型和專用型兩種。目前通用型的寬帶集成放大器,工作頻率可達一二百兆赫茲,增益可達五六十分貝,甚至更高。用于高頻的晶體管模擬相乘器,工作頻率也可達一百兆赫茲以上。隨著集成技術的發(fā)展,也生產出了一些高頻的專用集成電路(ASIC)。其中包括集成鎖相環(huán)、集成調頻信號解調器、單片集成接收機以及電視機中的專用集成電路等。

2.2

高頻電路中的組件

2.2.1高頻振蕩回路

高頻振蕩回路是高頻電路中應用最廣的無源網絡,也是構成高頻放大器、振蕩器以及各種濾波器的主要部件,在電路中完成阻抗變換、信號選擇等任務,并可直接作為負載使用。下面分簡單振蕩回路、抽頭并聯(lián)振蕩回路和耦合振蕩回路三部分來討論。

1.簡單振蕩回路

振蕩回路就是由電感和電容串聯(lián)或并聯(lián)形成的回路。只有一個回路的振蕩電路稱為簡單振蕩回路或單振蕩回路。簡單振蕩回路的阻抗在某一特定頻率上具有最大或最小值的特性稱為諧振特性,這個特定頻率稱為諧振頻率。簡單振蕩回路具有諧振特性和頻率選擇作用,這是它在高頻電子線路中得到廣泛應用的重要原因。

1)串聯(lián)諧振回路

圖2-4串聯(lián)振蕩回路及其特性圖2-4(a)是最簡單的串聯(lián)振蕩回路。圖中,r是電感線圈L中的損耗電阻,r通常很小,可以忽略,C為電容。振蕩回路的諧振特性可以從它們的阻抗頻率特性看出來。圖2-4串聯(lián)振蕩回路及其特性

對于圖2-4(a)的串聯(lián)振蕩回路,當信號角頻率為ω時,其串聯(lián)阻抗為

稱為回路的品質因數(shù),它是振蕩回路的另一個重要參數(shù)。根據式(2-5)畫出相應的曲線如圖2-5所示,稱為諧振曲線。由圖可知,回路的品質因數(shù)越高,諧振曲線越尖銳,回路的選擇性越好。因此,回路品質因數(shù)的大小可以說明回路選擇性的好壞。另外一個反映回路選擇性好壞的參數(shù)———矩形系數(shù)的概念將在后面給出。在高頻中通常Q是遠大于1的值(一般電感線圈的Q值為幾十到一二百)。在串聯(lián)回路中,電阻、電感、電容上的電壓值與阻抗值成正比,因此串聯(lián)諧振時電感及電容上的電壓為最大,其值為電阻上電壓值的Q倍,也就是恒壓源的電壓值的Q倍。發(fā)生諧振的物理意義是,此時,電容中儲存的電能和電感中儲存的磁能周期性地轉換,并且儲存的最大能量相等。圖2-5串聯(lián)諧振回路的諧振曲線

在實際應用中,外加信號的頻率ω與回路諧振頻率ω0之差Δω=ω-ω0表示頻率偏離諧振的程度,稱為失諧。當ω與ω0很接近時,

應當指出,以上所用到的品質因數(shù)都是指回路沒有外加負載時的值,稱為空載Q值或Q0。當回路有外加負載時,品質因數(shù)要用有載Q值或QL來表示,其中的電阻r應為考慮負載后的總的損耗電阻。

圖2-6串聯(lián)回路在諧振時的電流、電壓關系

2)并聯(lián)諧振回路

串聯(lián)諧振回路適用于電源內阻為低內阻(如恒壓源)的情況或低阻抗的電路(如微波電路)。當頻率不是非常高時,并聯(lián)諧振回路應用最廣。

并聯(lián)諧振回路是與串聯(lián)諧振回路對偶的電路,其等效電路、阻抗特性和輻角特性分別如圖2-7(b)、(c)和(d)所示。圖2-7并聯(lián)諧振回路及其等效電路、阻抗特性和輻角特性

圖2-8表示了并聯(lián)振蕩回路中諧振時的電流、電壓關系。

當信號頻率低于諧振頻率,即ω<ω0時,感抗小于容抗,此時整個回路呈感性阻抗;當ω>ω0時,整個回路呈容性阻抗。圖2-7(d)也表示出了此關系。

應當指出,以上討論的是高Q的情況。如果Q值較低時,并聯(lián)振蕩回路諧振頻率將低于高Q情況的頻率,并使諧振曲線和相位特性隨著Q值而偏離。圖2-8并聯(lián)回路中諧振時的電流、電壓關系

例2-1設一放大器以簡單并聯(lián)振蕩回路為負載,信號中心頻率fs=10MHz,回路電容C=50pF,(1)試計算所需的線圈電感值。(2)若線圈品質因數(shù)為Q=100,試計算回路諧振電阻及回路帶寬。(3)若放大器所需的帶寬B0.7=0.5MHz,則應在回路上并聯(lián)多大電阻才能滿足放大器所需帶寬要求?

2.抽頭并聯(lián)振蕩回路

在實際應用中,常常用到激勵源或負載與回路電感或電容部分連接的并聯(lián)振蕩回路,即抽頭并聯(lián)振蕩回路。圖2-9是幾種常用的抽頭振蕩回路。采用抽頭回路,可以通過改變抽頭位置或電容分壓比來實現(xiàn)回路與信號源的阻抗匹配(如圖2-9(a)、(b)),或者進行阻抗變換(如圖2-9(d)、(e))。也就是說,除了回路的基本參數(shù)ω0、Q和R0外,還增加了一個可以調節(jié)的因子。這個調節(jié)因子就是接入系數(shù)(抽頭系數(shù))p。它被定義為:與外電路相連的那部分電抗與本回路參與分壓的同性質總電抗之比。p也可以用電壓比來表示,即

因此,又把抽頭系數(shù)稱為電壓比或變比。下面簡單分析圖2-9(a)和(b)兩種電路。圖2-9幾種常見抽頭振蕩回路

仍然考慮窄帶高Q的實際情況。對于圖2-9(a),設回路處于諧振或失諧不大時,流現(xiàn)電感的電流L仍然比外部電流大得多,即IL?I,因而UT比U大。當諧振時,輸入端呈的電阻設為R,從功率相等的關系看,有

事實上,接入系數(shù)的概念不只是對諧振回路適用,在非諧振回路中通常用電壓比來定義接入系數(shù)。根據分析,在回路失諧不大,p又不是很小的情況下,輸入端的阻抗也有類似關系

對于圖2-9(b)的電路,其接入系數(shù)p可以直接用電容比值表示為

在實際中,除了阻抗需要折合外,有時信號源也需要折合。對于電壓源,由式(2-18)可得

對于如圖2-10所示的電流源,其折合關系為

需要注意,對信號源進行折合時的變比是p,而不是p2。

在抽頭回路中,由于激勵端的電壓U小于回路兩端電壓UT,從功率等效的概念來考慮,回路要得到同樣功率,抽頭端的電流要更大些(與不抽頭回路相比)。這也意味著諧振時的回路電流IL和IC與I的比值要小些,而不再是Q倍。由

及

可得

例2-2

如圖2-11,抽頭回路由電流源激勵,忽略回路本身的固有損耗,試求回路兩端電壓u(t)的表示式及回路帶寬。圖2-11例2的抽頭回路

解由于忽略了回路本身的固有損耗,因此可以認為Q→∞。由圖可知,回路電容為

在上述近似計算中,u1(t)與u(t)同相。考慮到R1對實際分壓比的影響,u1(t)與u(t)之間還有一小的相移。

3.耦合振蕩回路

在高頻電路中,有時用到兩個互相耦合的振蕩回路,也稱為雙調諧回路。把接有激勵信號源的回路稱為初級回路,把與負載相接的回路稱為次級回路或負載回路。圖2-12-是兩種常見的耦合回路。圖2-12(a)是互感耦合電路,圖2-12(b)是電容耦合回路。圖2-12-兩種常見的耦合回路及其等效電路

耦合振蕩回路在高頻電路中的主要功用,一是用來進行阻抗轉換以完成高頻信號的傳輸;一是形成比簡單振蕩回路更好的頻率特性。通常應用時都滿足下述兩個條件:一是兩個回路都對信號頻率調諧;另一個是都為高Q電路。下面以圖2-12(a)的互感耦合回路為主來分析說明它的原理和特性。反映兩回路耦合大小的是兩線圈間的互感M,以及互感與初次級電感L1、L2的大小關系。耦合阻抗為Zm=jXm=jωM。為了反映兩回路的相對耦合程度,可以引入一耦合系數(shù)k,它定義為Xm與初次級中與Xm同性質兩電抗的幾何平均值之比,即

對于圖2-12(b)電路,耦合系數(shù)為

若不計常數(shù)因子,式(2-30)與式(2-31)具有相同的頻率特性。A出現(xiàn)在分子和分母中,這表示兩回路的耦合程度要影響曲線的高度和形狀。以ξ為變量,對式(2-30)求極值可知,當耦合因子A小于1時,在ξ=0處有極大值。當A大于1,則有兩個極大值,在ξ=0處有凹點。此時|Z21|曲線為雙峰。求出|Z21|的極大值|Z21|max,可以求出不同A時的歸一化轉移阻抗

通常將A=1的情況稱為臨界耦合,而將此時耦合系數(shù)稱為臨界耦合系數(shù)

而將A>1,或k>k0稱為過耦合;A<1,或k<k0稱為欠耦合。

圖2-13為歸一化的轉移阻抗的頻率特性。由圖可見,當k<k0的欠耦合時,曲線較尖,帶寬窄,且其最大值也較小(比k≥k0時)。通常不工作在這種狀態(tài)。當k增加至k0的臨界耦合時,曲線由單峰向雙峰變化,曲線頂部較平緩。臨界耦合時的特性可將A=1代人式(2-32)得到圖2-13耦合回路的頻率特性

當允許頻帶內有凹陷起伏特性時,可以采用k>k0的過耦合狀態(tài),它可以得到更大的帶寬。但凹陷點的值小于0.707的過耦合情況沒有什么應用價值。根據式(2-32)的頻率特性可以分析出最大凹陷點也為0.707時的耦合因子及帶寬,它們分別為

必須再一次指出,以上分析只限于高Q值的窄帶耦合回路。

2.2.2

高頻變壓器和傳輸線變壓器

1.高頻變壓器

變壓器是靠磁通交鏈,或者說是靠互感進行耦合的。兩個耦合的線圈,通常只有當兩者緊耦合時,方稱它為變壓器。如果用前面定義的互感耦合系數(shù)k表示,只有當k接近1時,性能才接近理想變壓器。因此,高頻變壓器同樣以某種磁性材料作為公共的磁路,以增加線圈間的耦合。但高頻變壓器在磁芯材料和變壓器結構上都與低頻變壓器有較大不同,主要表現(xiàn)在:

(1)為了減少損耗,高頻變壓器常用導磁率μ高、高頻損耗小的軟磁材料作磁芯。最常用的高頻磁芯是鐵氧體材料(鐵氧體材料也可用于低頻中),一般有錳鋅鐵氧體MXO和鎳鋅鐵氧體NXO兩種。前者導磁率(通常以相對導磁率表示)高,但高頻損耗大,多用于幾百千赫茲至幾兆赫茲范圍,或者允許有較大損耗的高頻范圍。后者導磁率較低,但高頻損耗小,可用于幾十兆赫茲甚至更高的頻率范圍。

(2)高頻變壓器一般用于小信號場合,尺寸小,線圈的匝數(shù)較少。因此,其磁芯的結構形狀與低頻時不同,主要采用圖2-14(a)、(b)的環(huán)形結構和罐形結構。初次級線圈直接穿繞在環(huán)形結構的磁環(huán)上,或繞制在骨架上,放于兩罐之間。罐形結構中磁路允許有氣隙,可以用調節(jié)氣隙大小的方法來微調變壓器的電感。圖2-14(c)是雙孔磁芯,它是環(huán)形磁芯的一種變形,可以在兩個孔中分別繞制線圈。圖2-14高頻變壓器的磁芯結構

高頻變壓器的近似等效電路如圖2-15(b)所示。它忽略了實際變壓器中存在的各種損耗(磁芯中的渦流損耗、磁滯損耗和導線電阻損耗)和漏感。除了元件數(shù)值范圍不同外,它與低頻變壓器的等效電路沒有什么不同。圖中,虛線內為理想變壓器,L為初級勵磁電感,LS為漏感,CS為變壓器的分布電容。圖2-15高頻變壓器及其等效電路

目前,在低阻抗負載電路中(幾十歐姆至上百歐姆),在變壓比(N1/N2-或N2/N1)不很大的情況下,高頻變壓器的頻帶寬度可以做到3~4個倍頻程(即最高頻率與最低頻率比為8~16)甚至還可更高些。

在某些高頻電路中經常會用到一種具有中心抽頭的三繞組高頻變壓器,稱之為中心抽頭變壓器,它可以實現(xiàn)多個輸入信號的相加或相減,在某些端口間有隔離,另一些端口間有最大的功率傳輸。

圖2-16(a)是一中心抽頭變壓器的示意圖。初級為兩個等匝數(shù)的線圈串聯(lián),極性相同,設初次級匝比n=N1/N2。作為理想變壓器看待,線圈間的電壓和電流關系分別為

中心抽頭變壓器的一種典型應用就是作為四端口器件,圖2-16(b)表示了這一情況。四端口上接有Z1、Z2、Z3、Z4阻抗,根據不同應用,可在某些端口加信號源。圖2-16中心抽頭變壓器電路

2.傳輸線變壓器

傳輸線變壓器就是利用繞制在磁環(huán)上的傳輸線而構成的高頻變壓器。圖2-17為其典型的結構和電路圖。圖2-17傳輸線變壓器的典型結構和電路

傳輸線變壓器中的傳輸線主要是指用來傳輸高頻信號的雙導線、同軸線。圖2-17(a)的互相絕緣的雙導線(一般用漆包線)應扭絞在一起,也常用細同軸電纜繞制。傳輸線就是利用兩導線間(或同軸線內外導體間)的分布電容和分布電感形成一電磁波的傳輸系統(tǒng)。它傳輸信號的頻率范圍很寬,可以從直流到幾百、上千兆赫茲(同軸電纜)。傳輸線的主要參數(shù)是波速、波長及特性阻抗。波速與波長分別為

從原理上講,傳輸線變壓器既可以看作是繞在磁環(huán)上的傳輸線,也可以看作是雙線并繞的1∶1變壓器,因此它兼有傳輸線和高頻變壓器兩者的特點。傳輸線變壓器有兩種工作方式(也可以說是兩種模式)。一種是傳輸線工作方式,一種是變壓器工作方式,如圖2-18所示。不同方式決定于信號對它的不同激勵。傳輸線工作方式的特點是,在傳輸線的任一點上,兩導線上流過的電流大小相等、方向相反。兩導線上電流所產生的磁通只存在于兩導線間,磁芯中沒有磁通和損耗。當負載電阻RL與ZC相等而匹配時,兩導線間的電壓沿線均勻分布(指振幅),這種方式傳輸特性的頻率很寬。

在變壓器方式中,信號源加在一個繞組兩端,在初級線圈中有勵磁電流,此電流在磁環(huán)中產生磁通。由于有磁芯,勵磁電感較大,在工作頻率上其感抗值遠大于特性阻抗ZC和負載阻抗。此外,在兩線圈端(1、2-和3、4端)有同相的電壓。

圖2-18傳輸線變壓器的工作方式

在傳輸線的實際應用中,通常兩種方式同時存在,可以利用這兩種方式完成不同的作用。正是因為有了傳輸線方式,傳輸線變壓器才有更寬的頻率特性。

傳輸線變壓器的用法很多,但其基本形式是1∶1和1∶4阻抗變換器。用兩個或多個傳輸線變壓器進行組合,還可以得到其它阻抗變換器。也有用三線并繞構成傳輸線變壓器的。圖2-19傳輸線變壓器的應用舉例

2.2.3石英晶體諧振器

1.物理特性

石英晶體諧振器是由天然或人工生成的石英晶體切片制成。石英晶體是SiO2-的結晶體,在自然界中以六角錐體出現(xiàn)。它有三個對稱軸:Z軸(光軸)、X軸(電軸)、Y軸(機械軸)。各種晶片就是按與各軸不同角度切割而成的。圖2-20就是石英晶體形狀和各種切型的位置圖。在晶片的兩面制作金屬電極,并與底座的插腳相連,最后以金屬殼封裝或玻璃殼封裝(真空封裝),成為晶體諧振器,如圖2-21所示。圖2-20石英晶體的形狀及各種切型的位置圖2-21石英晶體諧振器

2.等效電路及阻抗特性

圖2-22-是石英晶體諧振器的等效電路。圖2-22(a)是考慮基頻及各次泛音的等效電路,由于各諧波頻率相隔較遠,互相影響很小,對于某一具體應用(如工作于基頻或工作于泛音),只需考慮此頻率附近的電路特性,因此可以用圖2-22(b)來等效。圖中,C0是晶體作為電介質的靜電容,其數(shù)值一般為幾個皮法至幾十皮法。Lq、Cq、rq

是對應于機械共振經壓電轉換而呈現(xiàn)的電參數(shù)。rq是機械摩擦和空氣阻尼引起的損耗。圖2-22-晶體諧振器的等效電路

由圖2-22(b)可看出,晶體諧振器是一串并聯(lián)的振蕩回路,其串聯(lián)諧振頻率fq和并聯(lián)諧振頻率f0

分別為圖2-23晶體諧振器的電抗曲線

晶體諧振器與一般振蕩回路比較,有幾個明顯的特點:

(1)晶體的諧振頻率fq和f0非常穩(wěn)定。這是因為Lq、Cq、C0由晶體尺寸決定,由于晶體的物理特性,它們受外界因素(如溫度、震動等)影響小。

(2)晶體諧振器有非常高的品質因數(shù)。一般很容易得到數(shù)值上萬的Q值,而普通的線圈和回路Q值只能到一二百。

(3)晶體諧振器的接入系數(shù)非常小,一般為10-3數(shù)量級,甚至更小。

(4)晶體在工作頻率附近阻抗變化率大,有很高的并聯(lián)諧振阻抗。所有這些特點決定了晶體諧振器的頻率穩(wěn)定度比一般振蕩回路要高。

3.晶體諧振器的應用

晶體諧振器主要應用于晶體振蕩器中。振蕩器的振蕩頻率決定于其中振蕩回路的頻率。在許多應用中,要求振蕩頻率很穩(wěn)定。將晶體諧振器用作振蕩器的振蕩回路,就可以得到穩(wěn)定的工作頻率。

晶體諧振器的另一種應用是用它作成高頻窄帶濾波器。圖2-24(a)是一種差接橋式晶體帶通濾波器的電路。圖2-24(b)是濾波器的衰減特性。在圖2-24(a)中,負載電阻RL與信號源處于橋路的兩對角線上。對于這種電路,根據四端網絡理論,當晶體阻抗Z1與Z2-異號時,濾波器處于通帶;Z

1與Z2同號時處于阻帶。由圖2-23的晶體電抗特性可知,濾波器的通帶只是在fq和f0之間,其余范圍為阻帶。衰減最大處對應于電橋完全平衡,即Z1=Z2。由于晶體和電路中都有損耗,負載也不可能與濾波器完全匹配,實際晶體濾波器的通帶衰減并不為零。圖2-24晶體濾波器的電路與衰減特性

晶體濾波器的特點是中心頻率很穩(wěn)定,帶寬很窄,阻帶內有陡峭的衰減特性。晶體濾波器的通帶寬度只有千分之幾,在許多情況下限制了它的應用。為了加寬濾波器的通帶寬度,就必須加寬石英晶體兩諧振頻率之間的寬度。這通?？梢杂猛饧与姼信c石英晶體串聯(lián)或并聯(lián)的方法實現(xiàn)(這也是擴大晶體振蕩器調頻頻偏的一種有效方法)。此外,若在圖2-24(a)電路中,Z2也用一晶體(即Z1、Z2-都用晶體),并使兩者的fq錯開,使一晶體的f0與另一晶體的fq相等,可以將濾波器的通帶展寬一倍。

2.2.4集中濾波器

1.陶瓷濾波器

某些陶瓷材料(如常用的鋯鈦酸鉛Pb(ZrTi)O3)經直流高壓電場給以極化后,可以得到類似于石英晶體中的壓電效應,這些陶瓷材料稱為壓電陶瓷材料。陶瓷諧振器的等效電路也和晶體諧振器相同,其品質因數(shù)較晶體小得多(約為數(shù)百),但比LC濾波器的要高,串并聯(lián)頻率間隔也較大。因此,陶瓷濾波器的通帶較晶體濾波器要寬,但選擇性稍差。由于陶瓷材料在自然界中比較豐富,因此,陶瓷濾波器相對較為便宜

簡單的陶瓷濾波器是由單片壓電陶瓷形成雙電極或三電極,它們相當于單振蕩回路或耦合回路。性能較好的陶瓷濾波器通常是將多個陶瓷諧振器接入梯形網絡而構成的。它是一種多極點的帶通(或帶阻)濾波器。單片陶瓷濾波器通常用在放大器射極電路中,取代旁路電容。圖2-25是一種兩端口的陶瓷濾波器的原理電路,圖(a)、(b)分別為兩個和五個諧振子連接成的四端陶瓷諧振器。諧振子數(shù)目越多,濾波器性能越好。由于陶瓷諧振器的Q值通常比電感元件高,所以,濾波器的通帶內衰減小而帶外衰減大,矩形系數(shù)也較小。這類濾波器通常都封裝成組件供應。高頻陶瓷濾波器的工作頻率范圍約為幾兆赫茲至一百兆赫茲,相對帶寬為千分之幾至百分之十。圖中陶瓷濾波器的電路符號與晶體諧振器的相同。圖2-25陶瓷濾波器電路

2.聲表面波濾波器

近20年來,一種稱為聲表面波(SurfaceAcousticWave縮寫為SAW)的器件得到了廣泛的應用,它是沿表面?zhèn)鞑C械振動波的彈性固體器件。所謂SAW,是在壓電固體材料表面產生并傳播彈性波,其振幅隨深入固體材料的深度而迅速減小。與沿固體介質內部傳播的體聲波(BAW)比較,SAW有兩個顯著特點:一是能量密度高,其中約90%的能量集中于厚度等于一個波長的表面薄層中;二是傳播速度慢,約為縱波速度的45%,是橫波速度的90%。

圖2-26(a)是聲表面波濾波器的結構示意圖。在某些具有壓電效應材料(常用有石英晶體、鋯鈦酸鉛PZT陶瓷、鈮酸鋰LiNbO3等)的基片上,制作一些對(叉)指形電極作換能器,稱為叉指換能器(IDT)。當對指形兩端加有高頻信號時,通過壓電效應,在基片表面激起同頻率的聲表面波,并沿軸線方向傳播。除一端被吸收材料吸收外,另一端的換能器將它變?yōu)殡娦盘栞敵觥?/p>

SAW濾波器的原理可以說明如下:聲波在固體介質中傳播的速度大約為光速的十萬分之一,因此,同樣頻率的信號以聲波傳播時,其波長為自由空間電波長的十萬分之一。比如f=30MHz、λ0=10m的信號,其聲波波長僅約0.1mm。當對指形電極的間距(圖上d)為聲波長的二分之一時,相鄰對指激起的聲波將在另一端同相相加,這是因為相鄰指間的電場方向相反(相位差180°),而傳播延遲了半個波長,又會產生180°相移。在偏離中心頻率的另一頻率上,則由于傳播引起的相移差(指兩個對指產生的波),多個對指在輸出端的合成信號互相抵消,這樣就產生了頻率選擇作用。

這種濾波器屬于多抽頭延遲線構成的濾波器,又稱橫向濾波器。這種結構的優(yōu)點是設計自由度大,但當要求通頻帶寬與中心頻率之比較小和通頻帶寬與衰減帶寬之比較大時,則需要較多的電極條數(shù),難以實現(xiàn)小型化。同時,由于SAW是雙向傳播的,在輸入/輸出IDT電極上分別產生1/2的損耗,對降低損耗是不利的。

在聲表面波濾波器中,如果不采用上述均勻對指換能器,而采用指長、寬度或者間隔變化的非均勻換能器,也就是對圖2-26(a)中的a、b進行加權,則可以得到幅頻特性更好(如更接近矩形),或者滿足特殊幅頻特性要求的濾波器,后者如電視接收機的中頻濾波器。從式(2-47)中的相位因子可以看出,聲表面波濾波器還具有線性的相位頻率特性,即各頻率分量的延時相同,這在某些要求信號波形失真小的場合(如傳輸電視信號)是很有用的。圖2-26聲表面波濾波器的結構和幅頻特性

聲表面波器件有如下主要特性:

(1)工作頻率范圍寬,可以從幾兆赫茲到幾千兆赫茲。對于SAW器件,當壓電基材選定之后,其工作頻率則由IDT指條寬度決定,IDT指條愈窄,頻率則愈高。利用目前較普通的0.5μm級的半導體工藝,可以制作出約1500MHz的SAW濾波器;利用0.35μm級的光刻工藝,能制作出2GHz的器件,借助于0.18μm級的精細加工技術,可以制作出3GHz的SAW器件。

(2)相對帶寬也比較寬,一般的橫向濾波器其帶寬可以從百分之幾到百分之幾十(大的可以到百分之四五十)。若采用梯型結構的諧振式濾波器IDT或縱向型濾波器結構,其帶寬還可以更寬。

(3)便于器件微型化和片式化。SAW器件的IDT電極條寬通常是按照SAW波長的1/4來進行設計的。對于工作在1GHz下的器件,若設SAW的傳播速度是4000m/s,波長則僅為4μm(1/4波長是1μm),在0.4mm的距離中能夠容納100條1SAW器件芯片可以做得非常小,便于實現(xiàn)微型化。為了實現(xiàn)片式化,其封裝μ形m式寬已的由電傳極統(tǒng)。故的圓形金屬殼封裝改為方形或長方形扁平金屬或LCC表面貼裝款式,并且尺寸不斷縮小。

(4)帶內插入衰減較大。這是SAW器件的最突出問題,一般不低于15dB。但是通過開發(fā)高性能的壓電材料和改進IDT設計(如單方向性的IDT或方向性變換器),可以使器件的插入損耗降低到4dB以下甚至更低(如1dB左右)。

(5)矩形系數(shù)可做到1.1~2。與其它濾波器比較,它的主要特點是:頻率特性好,性能穩(wěn)定,體積小,設計靈活,可靠性高,制造簡單且重復性好,適合于大批生產。目前已廣泛用于通信接收機、電視接收機和其它無線電設備中,圖2-27就是一用于通信機的聲表面波濾波器的傳輸恃性,可見其特性幾乎接近矩形。其矩形系數(shù)(圖上-40dB與-3dB帶寬之比)可小到1.1。圖2-27一種用于通信機中的聲表面波濾波器特性

3.薄膜體聲(FBAR)濾波器

隨著通信頻率的提高,表面聲波濾波器中叉指換能器的間距受到制造工藝線寬的限制,在高頻上會遇到瓶頸,而低溫共燒陶瓷又無法與半導體制造工藝兼容,因此,Agilent公司于2000年開發(fā)出一項新型電聲諧振技術——薄膜體聲諧振器FBAR(FilmBulkAcousticResonator)。它具有聲波濾波器的優(yōu)點,而且完全采用半導體制造工藝制作,且因其濾波的原理取決于薄膜厚度(并非線寬),所以更易達到高頻的應用。

同時,體聲波濾波組件具有插入損失低、體積小(Agilent公司做出的FBAR濾波器比SAW濾波器體積縮小了20%)、承受功率高、整合兼容性高等優(yōu)點,因此,被廣泛用來做為現(xiàn)代無線通信系統(tǒng)中的主要頻率整形器件(如濾波器、雙工器和振蕩器或VCO中的諧振器)等

薄膜體聲波組件是利用壓電薄膜電磁能與機械能互相轉換的機制來達到諧振器功能的,薄膜的耦合系數(shù)、聲速、膜厚等參數(shù)決定著Q值、帶寬、中心頻率等參數(shù)。目前FBAR的結構以SMR(SolidlyMountedResonator)結構最為簡單,且與目前半導體制造工藝兼容性好,因此極具發(fā)展?jié)摿Α?/p>

FBAR分為四部分:

(1)“薄膜”。使用薄膜半導體工藝建立空氣中的金屬氮化鋁金屬夾層,從而構成FBAR諧振器。

(2)諧振發(fā)生在材料的“體”內。當交變電勢作用在夾層上時,整個氮化鋁層膨脹、收縮,產生振動。

(3)由振動膜(“聲”部分)產生高Q值的機械(聲)共振。

(4)把壓電耦合用于聲諧振的獲得,以形成電諧振器。

2.2.5高頻衰減器

普通的電阻器對電信號都有一定的衰減作用,利用電阻網絡可以制成衰減器(Attenu-ator)和具有一定衰減的匹配器組件。在高頻電路中,器件的終端阻抗和線路的匹配阻抗通常有50Ω和75Ω兩種。

利用高頻衰減器可以調整信號傳輸通路上的信號電平。高頻衰減器分為高頻固定衰減器和高頻可變(調)衰減器兩種。除了微波衰減器可以用其它形式構成外,高頻衰減器通常都用電阻性網絡、開關電路或PIN二極管等實現(xiàn)。

構成高頻固定衰減器的電阻性網絡的形式很多,如T型、Π型、O型、L型、U型、橋T型等,其中,選定的固定電阻的數(shù)值可由專門公式計算得到。由T型和Π型網絡(圖2-28)實現(xiàn)的固定衰減器的衰減量與固定電阻值見表2-1,表中列出了50Ω和75Ω兩種線路阻抗時的情況。圖2-28

將固定衰減器中的固定電阻換成可變電阻,或者用開關網絡就可以構成可變衰減器。也可以用PIN二極管電路來實現(xiàn)可變衰減。這種用外部電信號來控制衰減量大小的可變衰減器又稱為電調衰減器。電調衰減器被廣泛應用在功率控制、自動電平控制(ALC)或自動增益控制電路中。

2.3阻抗變換與阻抗匹配

阻抗匹配實際上是復阻抗匹配(共軛匹配),包括電阻匹配和電抗匹配。通過串聯(lián)或并聯(lián)電感或電容可將復阻抗變?yōu)閷嵶杩?電阻或電導),實阻抗之間的匹配可通過集中參數(shù)阻抗變換和分布參數(shù)阻抗變換方法實現(xiàn)。本書只討論集中參數(shù)的阻抗變換。集中參數(shù)阻抗變換有電抗元件組成的阻抗變換網絡和變壓器或電阻網絡組成的阻抗變換網絡。

對阻抗變換網絡的要求主要是阻抗變換,同時希望無損耗或者損耗盡可能低,因此,阻抗變換網絡一般采用電抗元件實現(xiàn)。對于采用電抗元件實現(xiàn)的窄帶阻抗變換網絡,在完成阻抗變換的同時還有一定的濾波能力。對電阻性網絡(有損耗)或變壓器組成的寬帶阻抗變換網絡,需要在完成阻抗變換后另加濾波網絡。

2.3.1振蕩回路的阻抗變換

可以利用抽頭并聯(lián)振蕩回路或耦合振蕩回路實現(xiàn)阻抗變換,也可以實現(xiàn)信號源的折合。用抽頭并聯(lián)振蕩回路實現(xiàn)阻抗變換實際上就是利用抽頭并聯(lián)振蕩回路的接入系數(shù)或電壓比來對阻抗進行折合,變換的比例是接入系數(shù)的平方。對信號源的折合則與接入系數(shù)成比例。

利用抽頭并聯(lián)振蕩回路實現(xiàn)阻抗變換的具體方法在2.2.1節(jié)中已有描述,這里需要指出的是:

(1)這種阻抗變換電路不僅可以實現(xiàn)窄帶阻抗變換,而且可以減小信號源內阻或負載對諧振回路的影響。

(2)若信號源內阻或負載包含電抗(非純電阻)時此法仍然適用。

(3)若并聯(lián)支路不滿足Q?1時,此法失效,可用精確的串-并聯(lián)阻抗變換公式計算。

2.3.2-LC網絡阻抗變換

LC網絡的形式很多,常見的有L(Γ)型、T型和Π型。用LC網絡實現(xiàn)阻抗變換的共同基礎是串-并聯(lián)阻抗變換公式。

1.串并聯(lián)阻抗變換公式

如圖2-29所示,將串聯(lián)的電阻Rs和電抗Xs等效地變?yōu)椴⒙?lián)的電阻Rp和電抗Xp(或者相反),根據阻抗相等的原則,有圖2-29串-并聯(lián)阻抗變換．

2.L型網絡阻抗變換

L型網絡是一種異性質阻抗變換網絡,按負載電阻與網絡電抗的并聯(lián)或串聯(lián)關系,可以分為L－I型網絡(負載電阻RL與Xp并聯(lián))與L－Ⅱ型網絡(負載電阻RL與Xs串聯(lián))兩種,如圖2-30所示。圖中,Re為匹配后要求的負載電阻或信號源的內阻,Xs和Xp分別表示串聯(lián)支路和并聯(lián)支路的電抗,兩者性質相異。圖2-30L型匹配網絡

由此可見,L型網絡的元件值由Q值(不要求遠遠大于1)唯一確定,而Q又取決于匹配前后的負載電阻值,這樣,L型阻抗變換網絡就很難兼顧濾波功能了。L－Ⅰ型網絡適合于RL>Re的情況,而L－Ⅱ型網絡適合于RL<Re的情況。

對于整個L型網絡,由于同時接有信號源內阻和負載電阻,串臂和并臂兩條支路具有相同的Q值,因此,總的有載Q值變?yōu)镼/2,對應的通頻帶為2f0/Q,諧振頻率f0為

需要指出,如果源阻抗和負載阻抗不為純電阻時,可先將其電抗分量歸并到L網絡中,待到阻抗匹配完成后,再從L網絡中扣除相應的電抗即可。

圖2-31T型和Π型匹配網絡

對于Π型網絡可以有以下計算公式:

式(2-54)和式(2-55)的使用條件是RL(1+Q2)>Re。如果使用其他計算公式,其使用條件需要變化。

2.3.3變壓器阻抗變換

高頻變壓器及其等效電路如圖2-15所示。高頻變壓器的阻抗變換可通過緊耦合的電感線圈部分接入回路的阻抗變換方法得到。對于理想變壓器,若初、次級線圈的匝數(shù)分別為N1和N2,則接在次級線圈上的負載電阻RL,折合到初級回路后為

對于中心抽頭的變壓器,如圖2-16所示,也可用與上面相同的方法進行阻抗變換。若接在次級線圈上的負載電阻為RL,則折合到初級回路的阻抗為R'L=(2N1/N2)2RL,平均分配在兩個初級線圈上,均為2(N1/N2)2RL。

傳輸線變壓器阻抗變換是寬帶的阻抗變換器,其基本形式是1∶1和1∶4阻抗變換器,如圖2-19中(a)和(c)所示。用兩個或多個傳輸線變壓器進行組合,還可以得到其他阻抗變壓器。利用上述原理還可以構成其他的阻抗變換器。

若將這些阻抗變換器中的輸入輸出端互換(信號源和負載互換),則可相應得到4∶1、9∶1、…、(n+1)2∶1的阻抗變換器,例如,將2、3端相連,4端接地,就構成了4∶1的阻抗變換器。

2.3.4電阻網絡阻抗變換

電阻網絡阻抗變換器是一種有損耗的寬帶阻抗變換器,稱為高頻電阻匹配器。利用高頻電阻匹配器,可以直接把需要相連接的兩部分高頻電路匹配連接起來。

在高頻電路中,器件的終端阻抗和線路的匹配阻抗通常有50Ω和75Ω兩種。因此,最常用的電阻匹配器是50/75Ω的阻抗變換器,通常有電阻衰減型和變壓器變換型兩種方式。

對于一般情況,通過如圖2-32所示的T型電阻衰減網絡,就可以制成電阻網絡阻抗變換器。圖中,Z1、Z2-分別為兩端的匹配阻抗,匹配器的最小衰減量為

根據兩端的匹配阻抗和匹配器的最小衰減量,可用下面公式分別計算匹配器中的電阻值。圖2-32-T型電阻網絡匹配器

2.4電子噪聲與接收靈敏度

2.4.1概述所謂干擾(或噪聲),就是除有用信號以外的一切不需要的信號及各種電磁騷動的總稱。干擾(或噪聲)按其發(fā)生的地點分為由設備外部進來的外部干擾和由設備內部產生的內部干擾;按產生的根源來分有自然干擾和人為干擾;按電特性分有脈沖型、正弦型和起伏型干擾等。

干擾和噪聲是兩個同義的術語,沒有本質的區(qū)別。習慣上,將外部來的稱為干擾,內部產生的稱為噪聲。本節(jié)主要討論具有起伏性質的內部噪聲。外部也有一部分具有起伏性質的干擾與內部噪聲一并討論。即使內部干擾,也有人為的(或故障性的)和固有的兩種。故障性的人為噪聲,原則上可以通過合理設計和正確調整予以消除,而設備固有的內部噪聲才是我們要討論的內容。

信號通過電路后與輸入信號不完全相同的現(xiàn)象(產生了畸變)稱之為失真,失真分為線性失真和非線性失真兩類。信號通過線性系統(tǒng)后,由于線性系統(tǒng)的幅頻特性或相頻特性(統(tǒng)稱為頻率特性)的不理想(對輸入信號中不同頻率成分的增益不同或延時不同)而產生的幅度失真或相位失真(統(tǒng)稱為頻率失真)稱為線性失真。線性失真的特點是不產生新的頻率分量。通常用補償或均衡的辦法來減小或消除線性失真。

高頻電子電路中的器件特性,總不可避免地存在著非線性,或者由于器件靜態(tài)工作點位置設置不合適,或者輸入信號過大,使得器件工作于特性曲線的非線性區(qū),信號通過電路后,輸出信號和輸入信號不再保持線性關系,輸出信號頻譜中產生了與輸入信號頻譜中頻率不同的新的頻譜分量,這樣的失真稱為非線性失真。在“低頻電子線路”課程中已學過的放大器的非線性失真有飽和失真、截止失真、交越失真和不對稱失真四種。在高頻電路中,非線性效應主要表現(xiàn)在增益壓縮、諧波、阻塞(Blocking)、交叉調制和互相調制等方面。

對放大器來講,通常稱之為失真;對于混頻器來講,通常稱之為干擾。抑制非線性失真的措施有負反饋、選擇合適工作點和中頻頻率、減小輸入信號的電平或干擾的數(shù)量與電平、選擇非線性小的器件、采用平衡電路等。

應該指出,干擾和噪聲問題涉及的范圍很廣,理論和計算都很復雜,詳細分析已超出本書范圍,本節(jié)將主要介紹有關電子噪聲的一些基本概念和性能指標。

2.4.2-電子噪聲的來源與特性

原理上說,任何電子線路中都有電子噪聲,但是因為通常電子噪聲的強度很弱,因此它的影響主要出現(xiàn)在有用信號比較弱的場合,比如,在接收機的前級電路(高放、混頻)中,或者多級高增益的音頻放大、視頻放大器中就要考慮電子噪聲對它們的影響。在設計某些設備或電子系統(tǒng)中,也要考慮電子噪聲對設備或系統(tǒng)性能的影響

1.電阻熱噪聲

一個導體和電阻中有著大量的自由電子,由于溫度的原因,這些自由電子要作不規(guī)則的運動,要發(fā)生碰幢、復合和產生二次電子等現(xiàn)象,溫度越高,自由電子的運動越劇烈。就一個電子來看,電子的一次運動過程,就會在電阻兩端感應出很小的電壓,大量的熱運動電子就會在電阻兩端產生起伏電壓(實際上是電勢)。就一段時間看,電阻兩端出現(xiàn)正負電壓的概率相同,因而兩端的平均電壓為零。但就某一瞬間看,電阻兩端電勢en的大小和方向是隨機變化的。這種因熱運動而產生的起伏電壓就稱為電阻的熱噪聲,圖2-33就是電阻熱噪聲的一段取樣波形。圖2-33電阻熱噪聲電壓波形

根據式(2-59)表示的噪聲電勢,電阻的熱噪聲可以用圖2-34(a)的等效電路表示,即由一個噪聲電壓源和一個無噪聲的電阻串聯(lián)。根據戴維南定理,也可以化為圖2-34(b)的電流源電路,圖中G=1/R。圖2-34電阻熱噪聲等效電路

為了方便計算電路中的噪聲,也可以引入噪聲電壓譜密度或噪聲電流譜密度?？紤]到噪聲的隨機性,只有均方電壓、均方電流才有意義,因此,定義均方電壓譜密度和均方電流譜密度分別對應于單位頻帶內的噪聲電壓均方值和噪聲電流均方值,在圖2-34中,它們分別為

2)線性電路中的熱噪聲

(1)多個電阻的熱噪聲。

設有多個電阻,它們串聯(lián)、并聯(lián)或者串并聯(lián)連接,現(xiàn)要計算總的電阻熱噪聲與每個電阻熱噪聲的關系。這里以兩個電阻(R1、R2)串聯(lián)電路為例,求串聯(lián)后的電阻熱噪聲。我們有理由假設,兩個電阻上的噪聲電勢en1、en2是統(tǒng)計獨立的,因而,從概率論觀點來說,也是互不相關的。

設串聯(lián)后的電勢瞬時值為

根據式(2-59),其均方值為

因en1、en2互不相關,上式第三項為零。因此有

這里假設兩電阻的溫度相同,這一關系可以推廣至多個電阻的串并聯(lián)。這里得出一個重要結論,即只要各噪聲源是相互獨立的,則總的噪聲服從均方疊加原則。由式(2-63)可看出,只要求出串聯(lián)電阻值,就可以求得總的噪聲均方值。

(2)熱噪聲通過線性網絡。對于熱噪聲通過各種線性電路的普遍情況,可以研究圖2-35的電路模型。圖2-35熱噪聲通過線性電路的模型

利用式(2-64)就可以分析熱噪聲通過線性電路后的輸出噪聲?，F(xiàn)以熱噪聲通過振蕩回路為例,說明它的應用。圖2-36(a)是一并聯(lián)振蕩回路,其參數(shù)為L、C、r。其中,只有電阻r產生熱噪聲,已知其噪聲電壓譜密度為SUi=4kTr?，F(xiàn)求輸出端的噪聲密度。圖2-36并聯(lián)回路的熱噪聲

圖2-36(b)是作為四端網絡的等效電路。由電路,傳輸函數(shù)為

由式(2-64)可得

根據式(2-65)與式(2-66)可以求出輸出端的均方噪聲電壓為

式中,R0為回路的并聯(lián)諧振電阻。

3)噪聲帶寬

在電阻熱噪聲公式(2-59)中,有一帶寬因子B,曾說明它是測量此噪聲電壓均方值的帶寬。因為電阻熱噪聲是均勻頻譜的白噪聲,因此這一帶寬應該理解為一理想濾波器的帶寬。實際的測量系統(tǒng),包括噪聲通過的后面的線性系統(tǒng)(如接收機的頻帶放大系統(tǒng))都不具有理想的濾波特性。此時輸出端的噪聲功率或者噪聲電壓均方值應該按譜密度進行積分計算。計算后可以引入一“噪聲帶寬”,知道系統(tǒng)的噪聲帶寬對計算和測量噪聲都是很方便的。

其關系如圖2-37所示。在上式中,分子為曲線|H(jω)|2-下的面積,因此噪聲帶寬的意義是,使H20和Bn為兩邊的矩形面積與曲線下的面積相等。Bn的大小由實際特性|H(jω)|2-決定,而與輸入噪聲無關,一般情況下它不等于實際特性的3dB帶寬B0.7,只有實際特性接近理想矩形時,兩者數(shù)值上才接近相等。圖2-37線性系統(tǒng)的等效噪聲帶寬

2.晶體三極管的噪聲

晶體三極管的噪聲是設備內部固有噪聲的另一個重要來源。一般說來,在一個放大電路中,晶體三極管的噪聲往往比電阻熱噪聲強得多。在晶體三極管中,除了其中某些分布電阻,如基極電阻rbb'會產生熱噪聲以外,還有以下幾種噪聲來源。

1)散彈(粒)噪聲

在晶體管的PN結中(包括二極管的PN結),每個載流子都是隨機地通過PN結的(包括隨機注入、隨機復合)。大量載流子流過結時的平均值(單位時間內平均)決定了它的直流電流I0。因此真實的結電流是圍繞I0起伏的。這種由于載流子隨機起伏流動產生的噪聲稱為散彈噪聲,或散粒噪聲。這種噪聲也存在于電子管、光電管之類的器件中,是一種普遍的物理現(xiàn)象。由于散彈噪聲是由大量載流子引起的,每個載流子通過PN結的時間很短,因此它的噪聲譜和電阻熱噪聲相似,具有平坦的噪聲功率譜。

也就是說散彈噪聲也是白噪聲。根據理論分析和實驗表明,散彈噪聲引起的電流起伏均方值與PN結的直流電流成正比。如果用噪聲均方電流譜密度表示,有

式中,q為每個載流子的電荷量,q=1.6×10-19C;I0為結的平均電流。此式稱為肖特基公式,它也適用于其它器件的散彈噪聲,它們的區(qū)別只是白噪聲擴展的范圍不同。

晶體管中有發(fā)射結和集電結,因為發(fā)射結工作于正偏,結電流大。而集電結工作于反偏,除了基區(qū)來的傳輸電流外,只有較小的反向飽和電流(它也產生散彈噪聲)。因此發(fā)射結的散彈噪聲起主要作用,而集電結的散彈噪聲可以忽略。

2)分配噪聲

晶體管中通過發(fā)射結的少數(shù)載流子,大部分由集電極收集,形成集電極電流,少部分載流子被基極流入的多數(shù)載流子復合,產生基極電流。由于基區(qū)中載流子的復合也具有隨機性,即單位時間內復合的載流子數(shù)目是起伏變化的,因此,集電極電流和基極電流的分配比例也是變化的。晶體管的電流放大系數(shù)α、β只是反映平均意義上的分配比。這種因分配比起伏變化而產生的集電極電流、基極電流起伏噪聲,稱為晶體管的分配噪聲。

3)閃爍噪聲

由于半導體材料及制造工藝水平造成表面清潔處理不好而引起的噪聲稱為閃爍噪聲。它與半導體表面少數(shù)載流子的復合有關,表現(xiàn)為發(fā)射極電流的起伏,其電流噪聲譜密度與頻率近似成反比,又稱1/f噪聲。因此,它主要在低頻(如幾千赫茲以下)范圍起主要作用。這種噪聲也存在于其它電子器件中,某些實際電阻器就有這種噪聲。晶體管在高頻應用時,除非考慮它的調幅、調相作用,這種噪聲的影響可以忽略。

3.場效應管噪聲

在場效應管中,由于其工作原理不是靠少數(shù)載流子的運動,因而散彈噪聲的影響很小。場效應管的噪聲有以下幾方面的來源:溝道電阻產生的熱噪聲;溝道熱噪聲通過溝道和柵極電容的耦合作用在柵極上的感應噪聲;閃爍噪聲。

必須指出,前面討論的晶體管中的噪聲,在實際放大器中將同時起作用并參與放大。有關晶體管的噪聲模型和晶體管放大器的噪聲比較復雜,這里就不討論了。

2.4.3噪聲系數(shù)和噪聲溫度

1.噪聲系數(shù)的定義

在一些部件和系統(tǒng)中,噪聲對它們性能的影響主要表現(xiàn)在信號與噪聲的相對大小,即信號噪聲功率比上。以收音機和電視機來說,若輸出端的信噪比越大,聲音就越清楚,圖像就越清晰。因此,我們希望有這樣的電路和系統(tǒng),當有用信號和輸入端的噪聲通過它們時,此系統(tǒng)不引入附加的噪聲,這意味著輸出端與輸入端具有相同的信噪比。實際上,由于電路或系統(tǒng)內部總有附加噪聲,信噪比不可能不變,我們希望輸出端信噪比的下降應盡可能小。噪聲系數(shù)的定義就是從上述想法中引出的。

圖2-38為一線性四端網絡,它的噪聲系數(shù)定義為輸入端的信號噪聲功率比(S/N)i與輸出端的信號噪聲功率比(S/N)o的比值,即圖2-38噪聲系數(shù)的定義

(1)我們知道,噪聲功率是與帶寬B相聯(lián)系的。對于白噪聲,噪聲功率與帶寬B成正比,但是線性系統(tǒng)一般是有頻響的系統(tǒng),KP隨頻率變化,而電路內部的附加噪聲Na一般情況下并不是白噪聲,其輸出噪聲功率并不與帶寬B成正比。為了不使噪聲系數(shù)依賴于指定的帶寬,最好用一規(guī)定的窄頻帶內的噪聲功率進行定義。在國際上(如按IEEE的標準),式(2-71)定義的噪聲功率是按每單位頻帶內的噪聲功率定義的,也就是按輸出、輸入功率譜密度定義的。此時噪聲系數(shù)只是隨指定的工作頻率不同而不同,即表示為點頻的噪聲系數(shù)。

在實際應用中,我們關心的是實際系統(tǒng)的輸出噪聲或信噪比,原理上應從上述定義的點頻噪聲系數(shù)計算總的噪聲或信噪比。但是若引入等效噪聲帶寬,則式(2-70)、(2-71)也可以用于整個頻帶內的噪聲功率,即此定義中的噪聲功率為系統(tǒng)內的實際功率,這時的噪聲系數(shù)具有平均意義。

(2)由式(2-70)可以看出,信號功率So、Si是成比例變化的,因而噪聲系數(shù)與輸入信號大小無關,但是由式(2-70)、(2-71)、(2-72)可看出,噪聲系數(shù)與輸入噪聲功率Ni有關,如果不給Ni以明確的規(guī)定,則噪聲系數(shù)就沒有意義。為此,在噪聲系數(shù)的定義中,規(guī)定Ni為信號源內阻RS的最大輸出功率。表示為電壓源的噪聲電壓均方值為4kTBRS,輸出的最大功率為kTB,與RS大小無關,并規(guī)定RS的溫度為290K,此溫度稱為標準噪聲溫度。需要說明的是,Ni并不一定是實際輸入線性系統(tǒng)的噪聲功率,只是在輸入端匹配時才相等。

(3)在噪聲系數(shù)的定義中,并沒有對線性網絡兩端的匹配情況提出要求,而實際電路也不一定是阻抗匹配的。因此,噪聲系數(shù)的定義具有普遍適用性,但是可以看一下兩端匹配情況對噪聲系數(shù)的影響。由式(2-70)可知,輸出端的阻抗匹配與否并不影響噪聲系數(shù)的大小,即噪聲系數(shù)與輸出端所接負載的大小(包括開路或短路)無關。

因此,噪聲系數(shù)也可表示成輸出端開路時的兩均方電壓之比或輸出端短路時的兩均方電流之比,即

(4)噪聲系數(shù)的定義只適用于線性或準線性電路。對于非線性電路,由于信號與噪聲、噪聲與噪聲之間的相互作用,將會使輸出端的信噪比更加惡化,因此,噪聲系數(shù)的概念就不能適用。所以,我們通常講的接收機的噪聲系數(shù),實際上指的是檢波器之前的線性電路,包括高頻放大、變頻和中放。變頻雖然是非線性變換,但它對信號而言,只產生頻率的搬移,可以認為是準線性電路

2.噪聲溫度

在許多情況下,特別是低噪聲系統(tǒng)(如衛(wèi)星地面站接收機)中,往往用“噪聲溫度”來衡量系統(tǒng)的噪聲性能。將線性電路的內部附加噪聲折算到輸入端,此附加噪聲可以用提高信號源內阻上的溫度來等效,這就是“噪聲溫度”。由式(2-72),等效到輸入端的附加噪聲為Na/KP,令增加的溫度為Te,即噪聲溫度,可得

這樣,式(2-72)可重寫為

2.4.4噪聲系數(shù)的計算

從根本上講,噪聲系數(shù)的計算都是根據其定義而進行的,如開路電壓法、短路電流法等,噪聲系數(shù)的定義是針對四端網絡的。對于四端網絡,用額定功率法計算噪聲系數(shù)更為簡單。對于由晶體管構成的放大器的噪聲系數(shù),由于涉及到晶體管和放大器的噪聲模型等較為復雜的內容,簡單的敘述無法講清楚,因此,這里不加討論,但可以把放大器作為一級來計算多級級聯(lián)放大器或網絡的噪聲系數(shù)。

1.額定功率法

為了計算和測量的方便,四端網絡的噪聲系數(shù)也可以用額定功率增益來定義,為此,我們引入“額定功率”和“額定功率增益”的概念。

額定功率,又稱資用功率或可用功率,是指信號源所能輸出的最大功率,它是一個度量信號源容量大小的參數(shù),是信號源的一個屬性,它只取決于信號源本身的參數(shù)———內阻和電動勢,與輸入電阻和負載無關,如圖2-39所示。圖2-39信號源的額定功率

為了使信號源輸出最大功率,要求信號源內阻RS與負載電阻RL相匹配,即RS=RL。也就是說,只有在匹配時負載才能得到額定功率值。對于圖2-39(a)和(b),其額定功率分別為

如圖2-40所示的無源四端網絡(它可以是振蕩回路,也可以是電抗、電阻元件構成的濾波器、衰減器等),由于在輸出端匹配時(噪聲系數(shù)與輸出端的阻抗匹配與否無關,考慮匹配時較為簡單),輸出的額定噪聲功率Nmo也為kTB,因此,由式(2-82)得無源四端網絡的噪聲系數(shù)圖2-40無源四端網絡的噪聲系數(shù)

現(xiàn)以圖2-41的抽頭電路為例,計算其噪聲系數(shù)。這種電路常用作接收機的天線輸入電路,圖上信號源以電流源表示,GS為信號源電導,G為回路的損耗電導,p為接入系數(shù),現(xiàn)求輸出端匹配時的功率傳輸系數(shù)。將信號源電導等效到回路兩端,為p2GS,等效到回路兩端的信號源電流為pIS,輸出端匹配時的最大輸出功率為

輸入端信號源的最大輸出功率為

因此,網絡的噪聲系數(shù)為圖2-41抽頭回路的噪聲系數(shù)

2.級聯(lián)四端網絡的噪聲系數(shù)

無線電設備都是由許多單元級聯(lián)而成的,研究總噪聲系數(shù)與各級網絡的噪聲系數(shù)之間的關系有非常重要的實際意義,它可以為我們指明降低噪聲系數(shù)的方向。在多級四端網絡級聯(lián)后,若已知各級網絡的噪聲系數(shù)和額定功率增益,就能十分方便地求得級聯(lián)四端網絡的總噪聲系數(shù),這是采用噪聲系數(shù)帶來的一個突出優(yōu)點。

級聯(lián)的四端網絡,可以是無源網絡,也可以是放大器、混頻器等?，F(xiàn)假設有兩個四端網絡級聯(lián),如圖2-42-所示,它們的噪聲系數(shù)和額定功率增益分別為NF1、NF2和KPm1、KPm2,各級內部的附加噪聲功率為Na1、Na2,等效噪聲帶寬均為B。圖2-42-級聯(lián)網絡噪聲系數(shù)

例2-3圖2-43是一接收機的前端電路,高頻放大器和場效應管混頻器的噪聲系數(shù)和功率增益如圖所示。試求前端電路的噪聲系數(shù)(設本振產生的噪聲忽略不計)。圖2-43接收機前端電路的噪聲系數(shù)

解將圖中的噪聲系數(shù)和增益化為倍數(shù),有

因此,前端電路的噪聲系數(shù)為

2.4.5噪聲系數(shù)與接收靈敏度的關系

噪聲系數(shù)是用來衡量部件(如放大器)和系統(tǒng)(如接收機)噪聲性能的。而噪聲性能的好壞又決定了輸出端的信號噪聲功率比(當信號一定時)。同時,當要求一定的輸出信噪比時,它又決定了輸入端必需的信號功率,也就是說決定放大或接收微弱信號的能力。對于接收機來說,接收微弱信號的能力,可以用一重要指標———靈敏度來衡量。所謂靈敏度就是保持接收機輸出端信噪比一定時,接收機輸入的最小信號電壓或功率(設接收機有足夠的增益)。

現(xiàn)舉例說明,設某一電視接收機,正常接收時所需最小信號噪聲功率比為20dB,電視接收機的帶寬為6MHz,接收機前端電路的噪聲系數(shù)為10dB,問接收機前端電路輸入端的信號電平(靈敏度)至少應多大?

因一般前端電路(高放、混頻)的增益有10~20dB,因此它的噪聲系數(shù)也就是接收機的噪聲系數(shù)。已知要求的輸出信噪比(S/N)o為20dB,則根據噪聲系數(shù)定義,輸入信噪比應為

2.5非線性失真與動態(tài)范圍

2.5.1非線性失真產生的機理器件或部件產生的非線性失真主要表現(xiàn)在增益壓縮、諧波失真、阻塞干擾、交(叉)調(制)和互(相)調(制)干擾等方面,它們產生的機理不盡相同。

1.增益壓縮

式中,第一項為直流項,影響靜態(tài)工作點;第二項為對輸入信號(基波信號)產生的輸出,其幅度為

基波增益出現(xiàn)了與輸入信號幅度有關的失真項。其中系數(shù)a1表示小信號增益,系數(shù)a3(通常為負值或與a1的符號相反)使增益產生了壓縮。增益壓縮用線性增益的分數(shù)表示為

通常用-1dB(功率)壓縮點(α=0.891)來度量,它是指實際輸出響應與其線性響應的延長線在輸出功率差1dB時的輸入功率電平Pin-1dB,如圖2-44所示。對應的實際輸出響應為輸出1dB壓縮點Pout-1dB,且有圖2-44-1dB壓縮點

-1dB壓縮點是定量描述電路在大信號輸入時的失真特性,我們總是希望電路工作在線性范圍內的,所以輸入一般以-1dB壓縮點為上限。-1dB壓縮點通常在以下情況下發(fā)生:

由此可見,-1dB壓縮點與器件的類型、特性和靜態(tài)工作點有關。改善增益壓縮特性的方法就是選擇a1大而a3小的有源器件,并設置合適的靜態(tài)工作點。

2.諧波失真

在式(2-91)中,第三項和第四項分別是輸入基帶信號的二次諧波和三次諧波,它們的幅度相對于基波幅度的比值分別稱為二次諧波失真系數(shù)和三次諧波失真系數(shù)。實際上還有更高次的諧波失真,這取決于器件非線性特性的高次方項。全部諧波的有效值與基波幅度之比稱為全諧波失真系數(shù),記為THD(TotalHarmonicDistortion)。

一般地,基波分量由各奇次方項產生,二次諧波由二次及二次以上的偶次方項產生,三次諧波由三次及三次以上的奇次方項產生。i次諧波的幅度正比于ai和Ui,當輸入信號幅度U較小時,可以忽略高次諧波。

對于高頻放大器,由于諧波頻率通常離基波頻率較遠,較易濾除,因此影響不大。但對于混頻器,由于輸入信號多,諧波的組合頻率更多,經常會產生多種干擾。

3.阻塞干擾

4.交叉調制

在式(2-96)中,如果有用信號ω1為弱信號,干擾信號ω2-為具有振幅調制的強干擾信號,則輸出有用信號的基波分量包含有干擾信號的幅度變化,或者說,干擾信號的幅度調制信息轉移到了有用信號的幅度上,這就是交叉調制,它主要由非線性器件的三次方項產生。

5.互相調制

在式(2-96)中,最后兩行各項是由兩個輸入信號的相互調制引起的,稱為互相調制失真。由于它們由三次方項產生,因此稱為三階互調。三階互調是難以消除和控制的干擾。實際上也存在二階、五階和更高階(奇數(shù))的互相調制失真,只不過它們幅度較小或容易消除而已。

用來衡量互調失真程度的參數(shù)主要是互調失真比IMR(其倒數(shù)為互調抑制度)和三階互調截點IP3(Third-orderInterceptPoint)。分析三階互調時通常用等幅雙頻法,即兩個干擾信號ω1和ω2-的幅度相等。設U1=U2=U,則互調失真比IMR為圖2-45三階互調截點

多級非線性級聯(lián)后三階互調失真可用下式描述:

式中,(IIP3)i和KUi分別是各級的三階互調截點輸入功率和電壓增益。

三階互調截點越高(值越大),則帶內強信號互調產生的雜散響應對系統(tǒng)的影響就越小。然而,高三階互調截點與低噪聲系數(shù)是一對矛盾,因此,在對接收機線性度和噪聲系數(shù)均有要求時,接收機設計必須在這兩個指標間作折中考慮。

2.5.2-非線性失真與動態(tài)范圍

由于信號的衰落或設備的移動,接收機所接收到的信號強度是變化的。接收機能正常工作(能夠檢測到并解調)所承受的信號變化范圍稱為動態(tài)范圍DR(DynamicRange)。動態(tài)范圍決定通信系統(tǒng)的有效性,其下限是接收機的靈敏度或MDS,而上限由最大可接受的非線性失真決定。通常用三階互調截點和-1dB壓縮點來表征系統(tǒng)的線性度和動態(tài)范圍。

把-1dB壓縮點的輸入信號電平與靈敏度(或MDS)之比定義為線性動態(tài)范圍,用dB表示為

線性動態(tài)范圍常用于功率放大器中。

無雜散(SpuriousFree)響應動態(tài)范圍SFDR的定義是:在系統(tǒng)輸入端外加等幅雙音信號的情況下,接收機輸入信號從超過基底噪聲3dB處到沒有產生三階互調雜散響應點處之間的功率動態(tài)范圍。其下限是MDS,而上限是指當接收機輸入端所加的等幅雙音信號在輸出端產生的三階互調分量折合到輸入端恰好等于最小可檢測信號功率值時所對應的輸入端的等幅雙音信號的功率值。用dB表示為

可見SFDR直接正比于三階互調截點電平IIP3,反比于噪聲系數(shù)和中頻帶寬,也就是說,噪聲系數(shù)越低,中頻帶寬越窄,三階互調截點電平越高,則接收機無雜散動態(tài)范圍就越大。

2.5.3改善非線性失真的措施

1.放大器的線性化技術

除了傳統(tǒng)的負反饋法外,現(xiàn)在常用的改善放大器非線性的方法大體上分為兩類:一類是增大放大器的線性區(qū),如功率回退;另一類是抵消法,如前饋法和預失真法等。

(1)功率回退法。簡單地說