《電力電子技術(shù)》課件第4章

第4章直流電壓變換電路4.1全控型電力電子器件4.2普通晶閘管構(gòu)成的直流電壓變換電路4.3單象限直流電壓變換電路4.4二象限直流電壓變換電路

4.1全控型電力電子器件

4.1.1門極可關(guān)斷晶閘管

1.GTO的基本情況

GTO具有普通晶閘管的全部特性，如耐壓高(工作電壓可高達(dá)6000V)，電流大(電流可達(dá)6000A)，造價(jià)便宜等。當(dāng)在GTO的門極加正脈沖信號(hào)(陽極高電位，門極低電位)時(shí)，觸發(fā)導(dǎo)通；加門極負(fù)脈沖信號(hào)(陽極低電位，門極高電位)時(shí)，GTO觸發(fā)關(guān)斷。在它的內(nèi)部有電子和空穴兩種載流子參與導(dǎo)電，所以它屬于全控型雙極型器件。GTO的實(shí)物圖和圖形符號(hào)如圖4-1所示，它有陽極A、陰極K和門極G三個(gè)電極。圖4-1

GTO的實(shí)物圖和圖形符號(hào)(a)實(shí)物圖；(b)圖形符號(hào)

2.GTO的緩沖電路

在GTO的實(shí)際應(yīng)用中，在它的陰極和陽極間一般都要連接緩沖電路，其主要目的是：

(1)可以減輕GTO在開關(guān)過程中的功耗。

(2)抑制靜態(tài)電壓上升率。圖4-2

GTR阻容緩沖電路

3.GTO門極驅(qū)動(dòng)電路

用門極正脈沖可使GTO開通，門極負(fù)脈沖可以使其關(guān)斷，這是GTO最大的優(yōu)點(diǎn)。但使GTO關(guān)斷的門極反向電流比較大，約為陽極電流的1/5。盡管采用高幅值的窄脈沖可以

減少關(guān)斷GTO所需的能量，但還是要采用專用的觸發(fā)驅(qū)動(dòng)

電路。圖4-3門極驅(qū)動(dòng)電路(a)小容量GTO驅(qū)動(dòng)電路；(b)橋式驅(qū)動(dòng)電路；(c)大容量GTO驅(qū)動(dòng)電路4.1.2大功率晶體管

大功率晶體管，又可稱為電力晶體管(GiantTransistor，

GTR)，通常指耗散功率(或輸出功率)1W以上的晶體管。它的電氣符號(hào)與普通晶體管相同。圖4-4所示為某廠家生產(chǎn)的1300系列的GTR的外觀。圖4-4

GTR的外觀

GTR的應(yīng)用已發(fā)展到晶閘管領(lǐng)域，與一般晶閘管比較，GTR有以下應(yīng)用特點(diǎn)：

(1)具有自關(guān)斷能力。GTR因?yàn)橛凶躁P(guān)斷能力，所以在逆變回路中不需要復(fù)雜的換流設(shè)備，與使用晶閘管相比，不但使其主回路簡(jiǎn)化，重量減輕，尺寸縮小，更重要的是不會(huì)出現(xiàn)換流失敗的現(xiàn)象，提高了工作的可靠性。

(2)能在較高頻率下工作。GTR的工作頻率比晶閘管高一至二個(gè)數(shù)量級(jí)，不但可獲得晶閘管系統(tǒng)無法獲得的優(yōu)越性能，而且因頻率提高還可降低各磁性元件和電容器件的規(guī)格參數(shù)及體積和重量。

1.GTR的基極驅(qū)動(dòng)電路

1)簡(jiǎn)單的雙電源驅(qū)動(dòng)電路

簡(jiǎn)單的雙電源驅(qū)動(dòng)電路如圖4-5所示，驅(qū)動(dòng)電路與GTR(V6)直接耦合，控制電路用光耦合實(shí)現(xiàn)電隔離，正、負(fù)電源(＋UC2和－UC3)供電。當(dāng)輸入端S為低電位時(shí)，V1～V3導(dǎo)通，V4、V5截止，B點(diǎn)電壓為負(fù)，給GTR基極提供反向基極電流，此時(shí)GTR(V6)關(guān)斷。當(dāng)S端為高電位時(shí)，V1～V3截止，V4、V5導(dǎo)通，V6流過正向基極電流，此時(shí)GTR開通。圖4-5簡(jiǎn)單的雙電源驅(qū)動(dòng)電路

2)集成基極驅(qū)動(dòng)電路

THOMSON公司生產(chǎn)的UAA4002大規(guī)模集成基極驅(qū)動(dòng)電路，可對(duì)GTR實(shí)現(xiàn)較理想的基極電流優(yōu)化驅(qū)動(dòng)和自身保護(hù)。它采用標(biāo)準(zhǔn)的雙列DIP16封裝，對(duì)GTR基極正向驅(qū)動(dòng)能力為0.5A，反向驅(qū)動(dòng)能力為－3A，也可以通過外接晶體管擴(kuò)大驅(qū)動(dòng)能力，不需要隔離環(huán)節(jié)。UAA4002可對(duì)被驅(qū)動(dòng)的GTR

實(shí)現(xiàn)過流保護(hù)、退飽和保護(hù)，最小導(dǎo)通的時(shí)間限制(ton(min)＝

1μs～12μs)，最大導(dǎo)通的時(shí)間限制，正、反向驅(qū)動(dòng)電源電壓監(jiān)控以及自身過熱保護(hù)。圖4-6

UAA4002內(nèi)部功能框圖圖4-7所示是UAA4002作驅(qū)動(dòng)的開關(guān)電路實(shí)例，其容量為8A/400V，采用電平控制方式，最小導(dǎo)通時(shí)間為2.8μs。由于UAA4002的驅(qū)動(dòng)容易擴(kuò)展，可通過外接晶體管驅(qū)動(dòng)各種型

號(hào)和容量的GTR，也可以驅(qū)動(dòng)功率MOSFET管。圖4-7由UAA4002驅(qū)動(dòng)的開關(guān)電路

2.GTR的保護(hù)電路

1)GTR的過電壓保護(hù)及di/dt、du/dt的限制

在電感性負(fù)載的開關(guān)裝置中，GTR在開通和關(guān)斷過程中的某一時(shí)刻，可能會(huì)出現(xiàn)集電極電壓和電流同時(shí)達(dá)到最大值的情況，這時(shí)GTR的瞬時(shí)開關(guān)損耗最大，若其工作點(diǎn)超出器件的安全工作區(qū)，則極易產(chǎn)生二次擊穿而使GTR損壞。緩沖使GTR避免了同時(shí)承受高電壓、高電流。另一方面，緩沖電路也可以使GTR的集電極電壓變化率(du/dt)和集電極電流變化率(di/dt)得到有效抑制，防止高壓擊穿損壞GTR。圖4-8緩沖電路

2)GTR的過電流保護(hù)

緩沖電路很好地解決了GTR的di/dt、du/dt的限制及過電壓保護(hù)等問題。下面討論過電流保護(hù)問題。圖4-9識(shí)別保護(hù)電路圖4-10

GTR橋臂互鎖保護(hù)示意圖圖4-11

UBE識(shí)別電路4.1.3絕緣柵雙極型晶體管

絕緣柵雙極型晶體管(InsulatedGateBipolarTransistor，IGBT)既具有輸入阻抗高、速度快，熱穩(wěn)定性好和驅(qū)動(dòng)電路簡(jiǎn)單的特點(diǎn)，又具有通態(tài)電壓低、耐壓高和承受電流大等優(yōu)點(diǎn)，因此發(fā)展迅速，備受青睞。由于它的等效結(jié)構(gòu)具有晶體管模式，所以稱為絕緣柵雙極型晶體管。IGBT于1982年開始研制，1986年投產(chǎn)，是發(fā)展最快、使用最廣泛的一種混合型器件。圖4-12

IGBT的電氣符號(hào)

1.IGBT的柵極驅(qū)動(dòng)電路

1)采用脈沖變壓器隔離的柵極驅(qū)動(dòng)電路

圖4-13所示是采用脈沖變壓器隔離的柵極驅(qū)動(dòng)電路，其工作原理是：控制脈沖ui經(jīng)晶體管V放大后送到脈沖變壓器，由脈沖變壓器耦合，并經(jīng)VDW1、VDW2穩(wěn)壓限幅后驅(qū)動(dòng)IGBT。脈沖變壓器的初級(jí)并接了續(xù)流二極管VD1，以防止

V中可能出現(xiàn)的過電壓。R1的作用是限制柵極驅(qū)動(dòng)電流的大小，在R1兩端并接加速二極管，以提高開通速度。圖4-13采用變壓器隔離的柵極驅(qū)動(dòng)電路

2)推挽輸出柵極驅(qū)動(dòng)電路

圖4-14所示是一種采用光耦合隔離的由V1、V2組成的推挽輸出柵極驅(qū)動(dòng)電路。當(dāng)控制脈沖使光耦合關(guān)斷時(shí)，光耦合輸出低電平，使V1截止，V2導(dǎo)通，IGBT在VDW1的反偏作

用下而關(guān)斷；當(dāng)控制脈沖使光耦合導(dǎo)通時(shí)，光耦合輸出高電平，V1導(dǎo)通，V2截止，經(jīng)UCC、V1、RG產(chǎn)生的正向電壓使IGBT開通。圖4-14推挽輸出的柵極驅(qū)動(dòng)電路

3)專用集成驅(qū)動(dòng)電路

EXB系列IGBT專用集成驅(qū)動(dòng)模塊是由日本富士公司出品的。該系列產(chǎn)品因性能好、可靠性高、體積小等特點(diǎn)，得到了廣泛應(yīng)用。EXB850、EXB851是標(biāo)準(zhǔn)型，EXB840、EXB841是高速型，它們的內(nèi)部框圖如圖4-15所示。EXB系列驅(qū)動(dòng)器各管腳功能參見表4-1，表4-2所列為其額定參數(shù)。圖4-15

EXB8××驅(qū)動(dòng)模塊框圖圖4-16所示是集成驅(qū)動(dòng)器的應(yīng)用電路，它能驅(qū)動(dòng)150A/600V、75A/1200V、400A/600V和300A/1200V的

IGBT模塊。EXB850和EXB851的驅(qū)動(dòng)延遲不大于4μs，

因此適用于頻率高達(dá)10kHz的開關(guān)操作；EXB840和EXB841的驅(qū)動(dòng)信號(hào)延遲不大于1μs，適用于頻率高達(dá)40kHz的開關(guān)操作。圖4-16集成驅(qū)動(dòng)器的應(yīng)用電路

2.IGBT的保護(hù)

1)過電流保護(hù)

IGBT應(yīng)用于電力電子系統(tǒng)中，對(duì)于正常過載(如電機(jī)啟動(dòng)、濾波電容的合閘沖擊以及負(fù)載的突變等)系統(tǒng)能自動(dòng)調(diào)節(jié)和控制，不至于損壞IGBT。對(duì)于非常的短路故障要實(shí)行過流保護(hù)。通常的作法是：

(1)切斷柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)。只要檢測(cè)出過流信號(hào)，就在2μs內(nèi)迅速撤除柵極信號(hào)。

(2)當(dāng)檢測(cè)到過流故障信號(hào)時(shí)，立即將柵極電壓降到某一電平，同時(shí)啟動(dòng)定時(shí)器，在定時(shí)器到達(dá)設(shè)置值之前，若故障消失，則柵極電壓恢復(fù)正常工作值；若定時(shí)器到達(dá)設(shè)定值時(shí)故障仍未消除，則使柵極電壓降低到零。這種保護(hù)方案要求保護(hù)電路在1μs～2μs內(nèi)響應(yīng)。

2)過電壓保護(hù)

利用緩沖電路能對(duì)IGBT實(shí)行過電壓抑制并限制過量的電壓變化率(du/dt)。但由于IGBT的安全工作區(qū)寬，因此，改變柵極串聯(lián)電阻的大小，可減弱IGBT對(duì)緩沖電路的要求。然而，由于IGBT控制峰值電流的能力強(qiáng)，因此在有些應(yīng)用中可不用緩沖電路。

3)過熱保護(hù)

利用溫度傳感器檢測(cè)IGBT的殼溫，當(dāng)超過允許溫度時(shí)，主電路跳閘以實(shí)現(xiàn)過熱保護(hù)。

3.IGBT功率模塊

一個(gè)IGBT基本單元是由IGBT芯片和快速二極管集成而成的，封裝于同管殼內(nèi)，組成單管模塊。圖4-17(a)所示是單管模塊的內(nèi)部結(jié)構(gòu)。圖4-17

IGBT功率模塊(a)單管模塊內(nèi)部結(jié)構(gòu)；(b)雙管模塊內(nèi)部結(jié)構(gòu)；(c)六管模塊內(nèi)部結(jié)構(gòu)近年來，各種功能完善的IGBT智能功率模塊(簡(jiǎn)稱IPM)層出不窮，它把驅(qū)動(dòng)電路、保護(hù)電路和功率開關(guān)封裝在一起組成模塊，具有結(jié)構(gòu)緊湊，安裝方便，性能可靠等優(yōu)點(diǎn)。圖4-18所示是一種IGBT智能功率模塊的內(nèi)部框圖，從圖中可知，其保護(hù)電路直接控制驅(qū)動(dòng)電路，一旦出現(xiàn)故障，就能迅速關(guān)斷IGBT，達(dá)到保護(hù)功率模塊的目的。圖4-18智能模塊內(nèi)部框圖4.2普通晶閘管構(gòu)成的直流電壓變換電路

4.2.1直流電壓變換電路的基本原理及分類

1.直流電壓變換電路的基本工作原理

圖4-19(a)所示是直流電壓變換電路的原理圖，圖中開關(guān)

S可以是各種全控型電力電子器件，UD是恒定直流電壓電源，R為負(fù)載。圖4-19直流電壓變換電路原理圖及輸出波形圖(a)原理圖；(b)輸出電壓在ton期間，開關(guān)S接通，則直流電源電壓UD與負(fù)載接通，變換電路輸出電壓u＝UD；在toff期間，開關(guān)S斷開，

變換電路輸出電壓u＝0。這樣直流變換電路輸出電壓的平均值為

(4-1)由式(4-1)可見，變換電路的輸出電壓平均值UAV受電路工作率D(又稱為占空比)的控制，通過改變D的值即可改變電路的輸出電壓平均值。欲改變電路的占空比，可以采用三種方法：

(1)脈沖寬度調(diào)制(PWM)，也稱定頻調(diào)寬式。保持電路頻率f＝1/T不變，即工作周期T恒定，只改變開關(guān)電器S的導(dǎo)

通時(shí)間ton。

(2)頻率調(diào)制(PFM)，也稱定寬調(diào)頻式。保持開關(guān)電器

S的導(dǎo)通時(shí)間ton不變，改變電路周期T(即改變電路的頻率)。

(3)混合調(diào)制。脈沖寬度(即ton)與脈沖周期T同時(shí)改變，采取這種調(diào)制方法，輸出直流平均電壓UAV的可調(diào)范圍較寬，但控制電路較復(fù)雜。

2.直流電壓變換電路的分類

直流電壓變換電路按照上述的穩(wěn)壓控制方式可分為脈沖寬度調(diào)制(PWM)直流變換電路和脈沖頻率調(diào)制(PFM)直流變換電路；按變換電路的功能分類，有降壓變換電路(Buck)、升壓變換電路(Boost)、升降壓變換電路(Buck-Boost)、庫克變換電路(Cuk)和全橋直流變換電路；按直流電源和負(fù)載交換能量的形式又可分為單象限直流電壓變換電路和二象限直流電壓變換電路。4.2.2直流電壓變換電路

1.電路的工作原理

圖4-20(a)所示是由普通晶閘管構(gòu)成的直流電壓變換電路。該電路由一個(gè)晶閘管V作為變換電路的開關(guān)器件，電容C、電感L組成振蕩電路，實(shí)現(xiàn)晶閘管的換流和自行關(guān)斷。圖中VD為續(xù)流二極管，負(fù)載為帶足夠大平波電抗器LG的直流電動(dòng)機(jī)。圖4-20由晶閘管構(gòu)成的直流電壓變換電路(a)電路；(b)輸出電流和電壓

2.晶閘管的換流原理

由于晶閘管是在直流電源下工作的，電源無自然換相點(diǎn)，且本身無關(guān)斷能力，因此晶閘管的關(guān)斷是實(shí)現(xiàn)該電路工作原理的關(guān)鍵。圖4-21晶閘管關(guān)斷工作原理(a)電容正向充電結(jié)束；(b)電容正向放電及反向充電；(c)電容反向充電結(jié)束；(d)電容反向放電及正向充電

4.3單象限直流電壓變換電路

4.3.1降壓直流電壓變換電路

直流降壓變換電路是一種輸出電壓的平均值低于輸入直流電壓的變換電路，又叫Buck型變換電路。它主要用于直流穩(wěn)壓電源和直流電機(jī)的調(diào)速。圖4-22降壓直流變換電路及其波形圖(a)電路；(b)開關(guān)導(dǎo)通；(c)開關(guān)斷開；(d)波形當(dāng)再次接通開關(guān)S時(shí)，由于電感上的電流iL不能突變，在剛接通S時(shí)，iL不變化，因此電容電流、負(fù)載電流均不發(fā)生變化，三者的關(guān)系仍然為：iC＝iL－io，且iL＜io，電容繼續(xù)通過負(fù)載放電。因?yàn)殡姼须娏鱥L逐漸增大，所以iC的絕對(duì)值減小，直到iL≥io后，電源又重新對(duì)電容進(jìn)行充電，重復(fù)以上過程。在ton期間，開關(guān)S導(dǎo)通，根據(jù)等效電路4-22(b)可得電感上的電壓為在這期間由于電感L和電容C無損耗，因此iL從I1(最小值)線性增長(zhǎng)至I2(最大值)，則電感上電壓的平均值由上式可寫為

(4-2)在toff期間，S關(guān)斷，VD導(dǎo)通續(xù)流，電感上的電壓平均值與輸出電壓平均值相同。依據(jù)假設(shè)條件，電感中的電流iL從

I2線性下降至I1，則有

(4-3)同時(shí)考慮式(4-2)和式(4-3)可得

(4-4)若忽略所有元器件的損耗，則在圖4-19(a)所示的電路中，輸入功率等于輸出功率，即

PD=Po

也即

(4-5)因此輸出電流Io與輸入電流ID的關(guān)系為

(4-6)

電感L中的電流iL是否連續(xù)，取決于開關(guān)頻率、濾波電感L和電容C的數(shù)值大小。下面討論電感L中的電流iL連續(xù)時(shí)的情況。根據(jù)式(4-2)、式(4-3)可求出開關(guān)周期為

(4-7)

由上式可得電感上電流的變化量為

(4-8)在一個(gè)周期T內(nèi)，由圖4-22(b)可知，電感L的電流iL、電容C的電流iC以及負(fù)載R的電流io三者間瞬時(shí)值的關(guān)系為：

iL＝iC＋io，由于電容電流在一個(gè)周期T內(nèi)，T/2時(shí)間為正值，T/2時(shí)間為負(fù)值，且正、負(fù)半周期電流值相同，所以其平均

電流為零，如圖4-22(d)所示。因此電感電流的平均值與負(fù)載電流的平均值相等，即

(4-9)

將式(4-8)、式(4-9)同時(shí)代入關(guān)系式ΔIL=I2－I1可得

(4-10)當(dāng)電感上的電流處于臨界連續(xù)狀態(tài)時(shí)，應(yīng)有電感電流的最小值為零，即I1=0，將此式代入上式可求出維持電流臨界連續(xù)的電感值為

(4-11)

在Buck電路中，如果濾波電容C的容量足夠大，則輸出電壓Uo為常數(shù)。然而在電容為有限值的情況下，直流輸出電壓中將會(huì)有交流紋波成分。由圖4-22(d)中電容電流iC的波形可知，在一個(gè)周期內(nèi)電流的平均值為零，那么在T/2時(shí)間內(nèi)，電容充電或放電的電荷量可用波形圖中陰影面積求解，即

(4-12)

由此輸出電壓的變化量為并將式(4-12)代入，得

再將式(4-8)代入，可得

(4-13)因此電流連續(xù)時(shí)的輸出電壓紋波為

(4-14)4.3.2升壓直流電壓變換電路

輸出電壓的平均值高于輸入電壓的變換電路稱為升壓變換電路，又叫Boost電路。它可用于直流穩(wěn)壓電源和直流電機(jī)的再生制動(dòng)。

升壓直流變換電路的基本形式如圖4-23(a)所示。圖中，

S為全控型電力器件組成的開關(guān)，VD是快速恢復(fù)二極管。在理想條件下，當(dāng)電感L中的電流iL連續(xù)時(shí)，電路的工作波形如

圖4-23(d)所示。圖4-23升壓直流變換電路及其波形圖(a)電路；(b)開關(guān)導(dǎo)通；(c)開關(guān)斷開；(d)波形當(dāng)開關(guān)S在驅(qū)動(dòng)信號(hào)的作用下導(dǎo)通時(shí)，電路處于ton工作期間，二極管承受反偏電壓而截止。一方面，電能從直流電源輸入并存儲(chǔ)到電感L中，使電感電流iL從I1(最小值)線性增加至I2(最大值)；另一方面，負(fù)載R由電容C提供能量，即在此期間，將C中存儲(chǔ)的能量傳送給負(fù)載R，使電容C上的電壓uC線性減小，從而放電電流iC、負(fù)載電流io線性減小，兩者的絕對(duì)值相等。因?yàn)殡娙莘烹婋娏鞯姆较蛉鐖D4-20(b)所示，與圖4-20(a)中所示的參考方向相反，所以為負(fù)值。很明顯，L中的感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)的平均值與UD相等，即

(4-15)

或

(4-16)由于電容兩端的電壓不能突變，在S關(guān)斷瞬間保持電壓不變，而電流iC因電感L對(duì)其充電，方向與圖4-20(a)所示的方向相同，因此在S關(guān)斷時(shí)變?yōu)檎?，大小隨電感電流iL的減小而線性下降，電容端電壓uC則隨其充電而線性增大，從而使負(fù)載電流io也線性增加。在無損耗的前提下，電感電流iL從I1線性下降到I2，等效電路如圖4-23(c)所示。容易得出電感上電壓的平均值為

(4-17)

或

(4-18)同時(shí)考慮式(4-15)、式(4-17)可得

即

(4-19)在理想狀態(tài)下，電路的輸出功率等于輸入功率，即

Po＝PD，即UoIo＝UDID，將式(4-19)代入可得

(4-20)從式(4-16)、式(4-18)可知

(4-21)

(4-22)因輸出電流的平均值為Io＝(I2＋I(xiàn)1)/2，很顯然，有

(4-23)

當(dāng)電流處于臨界連續(xù)狀態(tài)時(shí)，I1＝0，則可求出電流臨界連續(xù)時(shí)的電感值為

(4-24)經(jīng)分析可知，輸出電壓的交流紋波為三角波，假定二極管電流iVD中所有紋波分量流過電容器，其平均電流流過負(fù)載電阻，圖4-23(d)中所示波形的陰影部分面積反映了一個(gè)周

期內(nèi)電容C中電荷的泄放量。因此電壓紋波的峰值變化量為

(4-25)所以

(4-26)

式中，τ＝RC，為時(shí)間常數(shù)。

由此可看出，只要適當(dāng)?shù)脑龃螃又?，就可以減小輸出電壓的紋波成分。

Boost直流變換電路的效率很高，一般可達(dá)92％以上。4.3.3庫克直流電壓變換電路

庫克(Cuk)電路屬升降壓直流電壓變換電路，即輸出電壓的平均值既能高于輸出電壓又能低于輸入電壓，電路形式如圖4-24(a)所示。圖中，L1和L2為儲(chǔ)能電感，VD是快速恢復(fù)續(xù)流二極管，C1是傳送能量的耦合電容，C2為濾波電容。這種電路的特點(diǎn)是，輸出電壓極性與輸入電壓極性相反，輸出端電流的交流紋波小，輸出直流電壓平穩(wěn)，降低了對(duì)外部濾波器的要求。在忽略所有元器件損耗的前提下，電路的工作波形如圖4-24(d)所示。圖4-24庫克電路及其波形圖(a)電路；(b)開關(guān)導(dǎo)通；(c)開關(guān)斷開；(d)波形通過上述分析可知，在整個(gè)周期T＝ton＋toff中，電容C1從輸入端向輸出端傳遞能量，只要L1、L2和C1足夠大，則可保證輸入、輸出電流是平穩(wěn)的。

在ton期間，電感L1、L2的電壓的平均值為所以有

(4-27)

和

(4-28)在toff期間，電感L1、L2的電壓的平均值為因此有

(4-29)

和

(4-30)以上各式中的ton＝DT，toff＝(1－D)T，代入式(4-27)、式(4-28)、式(4-29)、式(4-30)整理，可得

(4-31)

(4-32)由式(5-31)、式(5-32)，考慮到輸出電壓與輸入電壓的極性相反可得出

(4-33)

在不計(jì)器件損耗時(shí)，輸出功率等于電路輸入功率，即

Po＝PD，容易得出：

(4-34)

4.4二象限直流電壓變換電路

全橋DC/DC變換電路如圖4-25所示，圖中，開關(guān)元件S1、S2、S3、S4兩端分別反并聯(lián)開關(guān)二極管VD1、VD2、VD3、VD4，L、R是電感性負(fù)載，UD為幅值不變的直流輸入電壓，uo為幅值和極性均可變化的輸出直流電壓。當(dāng)然，輸出電壓的極性是相對(duì)的，與輸入電壓相比，可以反相也可以同相；電路的控制方式也各不相同，根據(jù)輸出電壓波形的極性特點(diǎn)，可以分成雙極性PWM控制方式和單極性的PWM控制方式。圖4-25全橋DC/DC變換電路4.4.1雙極性電壓開關(guān)PWM控制方式

在雙極性電壓開關(guān)PWM控制方式中，開關(guān)S1、S4

和S2、S3分為兩組，各組都具有相同的驅(qū)動(dòng)脈沖，在理想條件下，同一橋臂上的開關(guān)(S1、S3和S2、S4)互補(bǔ)導(dǎo)通。圖4-26雙極性電壓開關(guān)PWM控制方式由圖4-26(a)可知，uo是以±UD為幅值的方波，因此輸出電壓的