2009年全國(guó)大學(xué)生電子設(shè)計(jì)競(jìng)賽作品集

2009年全國(guó)大學(xué)生電子設(shè)計(jì)競(jìng)賽

（四川賽區(qū)，陜西賽區(qū)，湖北賽區(qū)，江蘇賽區(qū)）

TI優(yōu)秀作品精選集

Lowestpowerampdrives

highestaccuracyconversionTHS4521DAC9881

High-SpeedPrecision

AmplifierDataConverter

Industrial,Instrumentation,

Medical,AudioTestEquipment

Fastestdual14-bitADC

ADS62P49TPA6140A2

High-SpeedAudioAmplifier

DataConverterMobilePhones,

WirelessPortableMedia

Speed(MSPS)CommunicationsPlayers

德州儀器半導(dǎo)體技術(shù)（上海）有限公司大學(xué)計(jì)劃部

2009-12-8

I

精彩瞬間

￡■■(2

II

光伏并網(wǎng)發(fā)電模擬裝置

全國(guó)一等獎(jiǎng)

西安電子科技大學(xué)劉東林何昊郭世忠

摘要本設(shè)計(jì)利用鎖相環(huán)倍頻、比較器過(guò)零觸發(fā)和單片機(jī)DA產(chǎn)生。輸入信號(hào)同頻同相且幅值

可控的正弦波，作為DC-AC電路的輸入?yún)⒖夹盘?hào)，其中DC-AC電路采用I)類功放中自激反

饋模型，利用負(fù)反饋的自激振蕩產(chǎn)生SPWM波，實(shí)現(xiàn)了輸出波形的內(nèi)環(huán)控制。單片機(jī)實(shí)時(shí)采

集入口電壓電流并計(jì)算，實(shí)現(xiàn)最大功率點(diǎn)的跟蹤，完成了題目的要求°在30歐額定負(fù)載F,

實(shí)測(cè)效率高達(dá)89%,失真度極低。頻率相位均能實(shí)現(xiàn)小丁r秒的快速跟蹤，跟蹤后相差小于

0.9度，且具有欠壓、過(guò)流保護(hù)及自恢復(fù)功能。

關(guān)鍵詞:鎖相環(huán)；DC-AC；MBPT

一、方案論證與比較

DC-AC逆變方案比較：

方案一：用DSP或FPGA產(chǎn)生SPW信號(hào)驅(qū)動(dòng)半橋或全橋式DC-AC變換器，經(jīng)輸出

LC濾波后得到逆變信號(hào)。此方案的缺點(diǎn)在丁-SPWM控制為開環(huán)，在功率電源和負(fù)載變化

時(shí)難以保證波形的失真度滿足題目要求。

方案二：采用I)類功放中自振蕩式模型的逆變拓?fù)洌秘?fù)反饋的高頻自激產(chǎn)生所

需的PWM開關(guān)信號(hào)。此方案為閉環(huán)系統(tǒng)，在功率電源和負(fù)載變化時(shí)波形基本無(wú)失真，且

硬件電路簡(jiǎn)單。因此本設(shè)計(jì)采用了方案二。

鎖相鎖頻方案比較：

方案一：用高速A/D實(shí)時(shí)采集正弦參考信號(hào)Uref和輸出電壓的反饋信號(hào)，兩者進(jìn)

行比較，利用滯環(huán)比較控制算法控制主電路產(chǎn)生PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)，從而實(shí)現(xiàn)波形跟蹤。此

方案對(duì)單片機(jī)和A/D的速度要求均比較高，系統(tǒng)軟件開銷很大。

方案二：利用鎖相環(huán)的銀相鎖頻功能，將參考信號(hào)倍頻，產(chǎn)生與其同步的時(shí)鐘，以

此時(shí)鐘調(diào)整輸入。輸出的頻相關(guān)系。此方案完全由硬件電路實(shí)現(xiàn)，簡(jiǎn)單方便，因此本設(shè)

計(jì)采用方案

最大功率點(diǎn)跟蹤方案比較：

方案一：采用經(jīng)典MPPT算法，對(duì)光伏陣列的輸出電壓電流連續(xù)采樣，尋找dP/dU

為零的點(diǎn)，即為最大功率點(diǎn)。

方案二：使用模糊邏輯控制(FuzzyLogicControl)等現(xiàn)代MPPT跟蹤方法。這類算

法的優(yōu)點(diǎn)是對(duì)于『線性的光伏發(fā)電系統(tǒng)能夠取得良好的控制效果，但控制方法復(fù)雜，系

統(tǒng)開銷很大，故未采用此方實(shí)。

圖1原理框圖

ill

在實(shí)際制作中，我們選用CD4046鎖相環(huán)芯片，功率MOS管1RP540等性價(jià)比較高的

器件，采用基「MSP430F169單片機(jī)的經(jīng)典控制算法，較為出色地完成了各項(xiàng)指標(biāo)要求。

理論分析與參數(shù)計(jì)算

1.頻率跟蹤電路設(shè)計(jì)：

Uref------------鑒相器環(huán)路波波器樂(lè)捽振蕩器

—a______PITATIT

—PDLFVCO

256分頻*

圖2鎖相環(huán)電路框圖

利用鎖相環(huán)CD4046可以實(shí)現(xiàn)輸入信號(hào)的倍頻和同步，輸入頻率45-55Hz,經(jīng)256

倍頻后為11.52KHzT4.08KHz信號(hào)，送給單片機(jī)作為系統(tǒng)同步的時(shí)鐘。單片機(jī)用DDS

原理產(chǎn)生幅度可調(diào)的小弦信號(hào)，此時(shí)鐘作為D/A輸出的時(shí)鐘，即可追蹤輸入信號(hào)的相位

和頻率“此小：弦信號(hào)送給本設(shè)計(jì)中自閉環(huán)的DC-AC逆變器作為輸入，輸出電壓就可以

與參考輸入U(xiǎn)ref同頻同相。為保證快速鎖定，需要調(diào)整RI、R2、01的值使鎖相環(huán)中心

頻率穩(wěn)定在50Hz。

2.MEET最大功率點(diǎn)跟蹤的實(shí)現(xiàn)：

本設(shè)計(jì)采用MSP430F169單片機(jī)，它有兩路D/A、8路A/D,可以輕松地實(shí)現(xiàn)連續(xù)的

電壓電流采集。單片機(jī)由此數(shù)據(jù)計(jì)算出實(shí)時(shí)功率后根據(jù)MPPF算法自動(dòng)調(diào)整，當(dāng)

〃/dU>0時(shí)通過(guò)增加系統(tǒng)的輸入阻抗增加實(shí)際得到的輸入電壓U以提高功率，反之

則降低U,最終達(dá)到//dU=0的最大功率點(diǎn)跟蹤。

3.提高效率方法：

開關(guān)電源電路設(shè)計(jì)中的主要損耗包括：場(chǎng)效應(yīng)管的導(dǎo)通電阻損耗利開關(guān)損耗；濾波

電路中電感和電容的損耗。綜合考慮成本利性能，本電路選用了1*540,其導(dǎo)通電阻

僅為77亳歐，輸入結(jié)電容為17()0pF。在帶載額定電流1A時(shí)，全橋的靜態(tài)功耗

&=4*〃x&“=0.308W,由于濾波電感和電容工作在高頻下,起儲(chǔ)能釋能作用,

因此電感要尺量減小內(nèi)阻，并保留1mm磁隙防止飽和，電容則要選取等效串聯(lián)電阻ESR

較小的高頻低阻類型」以減小在電容上產(chǎn)生的功率損耗。本作品中所用的電感線圈為多

股漆包線并繞以減小高頻下導(dǎo)線集膚效應(yīng)帶來(lái)的損耗，并使用鐵制體材料的磁芯以減小

其磁滯損耗。電容則選用聚丙烯電容，它具右較好的高頻特性、穩(wěn)定性和較小的損耗。

4.濾波參數(shù)設(shè)計(jì)：

濾波電感使用宜徑36nlm磁罐，加Imm磁隙，用().4mm漆包線5股并繞20匝，實(shí)測(cè)

電感為200uH左右；為減小通帶衰減，取截止頻率為5kHz,百百倍丁?基頻，得C=4.7ul；。

為進(jìn)一步減小正弦波諧波分量，乂用60uH鐵粉環(huán)電感。().68uF電容進(jìn)行了二次流波，

最終效果比較理想。

二、電路與程序設(shè)計(jì)

IV

1.DC-AC電路

DC-AC逆變器由自振蕩原理的1）類功率放大器構(gòu)成，利用負(fù)反饋的高頻自激，產(chǎn)生

幅度較弱的高頻振蕩尚加在一頻信號(hào)上，經(jīng)過(guò)比較器產(chǎn)生高頻SPWM開美信號(hào)通過(guò)浮柵

驅(qū)動(dòng)器驅(qū)動(dòng)MOS管半橋。

由「負(fù)反饋在T.頻上是穩(wěn)定的，因此輸出的信號(hào)的放大倍數(shù)由R20R4的分壓比決

定，而自振蕩（產(chǎn)生的SPWM）頻率可通過(guò)微調(diào)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)中的電阻、電容值來(lái)調(diào)整，實(shí)際

中綜合考慮損耗和濾波電路的設(shè)計(jì),選定頻率約為28KHz左4,保證輸出電壓在功率電

源HVDC范圍內(nèi)，比例放大系數(shù)選為12。

這種逆變器自身閉環(huán)，整個(gè)電路只使用一個(gè)比較器，可以根據(jù)負(fù)載的變化自動(dòng)調(diào)整SPWM

的占空比，使輸入輸出電壓始終成比例關(guān)系。

在本設(shè)計(jì)中，使用兩個(gè)上述的自振蕩逆變器構(gòu)成平衡橋式

（BalancedTransformerLess）DC-AC變換器，以LM393作逆變的比較器，配合自帶

死區(qū)的IR21094浮柵驅(qū)動(dòng)器馱動(dòng)11小540功率NMOS管，獲得了較高的效率和極低的失真

度。

v

2.過(guò)流保護(hù)及自恢攵電路

電流1在采樣電阻上產(chǎn)生的電壓經(jīng)過(guò)LM358放大10倍后與參考電壓比較，超過(guò)則

輸出低電平，C7經(jīng)過(guò)二極管迅速放電，使#5口信號(hào)被拉低，浮柵驅(qū)動(dòng)器輸出被關(guān)閉，向

單片機(jī)報(bào)警。同時(shí)1變小，運(yùn)放1腳(如圖7)輸出高電平，+5V經(jīng)過(guò)R17對(duì)C7充電，

經(jīng)過(guò)一段時(shí)間達(dá)到浮柵卵動(dòng)器的高電平門限時(shí)，再次打開場(chǎng)效應(yīng)管。這樣可以保證過(guò)流

時(shí)迅速關(guān)斷輸出，關(guān)閉一段時(shí)間后自行試探，在故除消除后可自動(dòng)恢復(fù)。

3.欠壓報(bào)警指示，實(shí)時(shí)顯示當(dāng)前入口處。/電壓：

欠壓時(shí)MPPT算法將自動(dòng)使輸出為零，功率最小。單片機(jī)實(shí)時(shí)采集0/電壓后在液晶上顯

示，小于25V時(shí)報(bào)警。

4.控制電路。控制程序

在功率電源入口處用470K:20K金屬膜電阻分壓到合適電壓后進(jìn)行電壓采樣，電流則

由4()亳歐電阻高端采樣后經(jīng)隔離差動(dòng)放大器HCPL7800放大后再由儀表放火器AD620轉(zhuǎn)換成

單端電壓，送給A/D采樣，其中HCPL7800和AD620帶有48倍的增益，將電壓放大到2V左

右，保證采樣電流有足夠的精度。

功率最大時(shí)行dP/dU=d(UI)/dU+IdU/dU=O,可得UdI=TdU,令

M=UdI=U(I(k+\)-I(k))fkU=-IdU=IW(k)-U(k+l》,則當(dāng)△/二AU時(shí)認(rèn)

為達(dá)到最大功率點(diǎn)。

VI

圖8經(jīng)典控制算法流程

三、測(cè)試儀器

數(shù)字示波器TDS1002；4位半數(shù)字萬(wàn)用表VC9807A+；20M數(shù)字信號(hào)源R1G0LDG1022；

雙路可跟蹤直流穩(wěn)定電源HY1711：

四、測(cè)試方法與數(shù)據(jù)、結(jié)果分析

測(cè)試框圖：

圖9測(cè)試流程

測(cè)試方法：

1.最大功率點(diǎn)跟蹤功能：在60V輸入電壓情況下,根據(jù)表1改變跟與&（30-36歐）,

記錄電壓表2。電壓表1的示數(shù)。

2.頻率相位跟蹤功能：根據(jù)表2改變輸入信號(hào)Uref從45Hz至55Hz步進(jìn)，從示波器觀

察頻率跟蹤的速度和輸出電壓的頻率，以及兩者的相位差，記錄在表2中。

3.效率：額定&-&=30歐時(shí)，記錄電壓表1、2,電流表1、2的示數(shù)，效率=

4.失真度：用示波器觀察顯示波形，記錄基波和各次諧波的幅度。

測(cè)試數(shù)據(jù)：

VII

1、

Ud（V）

Rs<Q)RL(Q)Usrv)偏差（v）

30306030.10.1

3035.16030.120.12

35.1306030.160.16

35.135.16030.180.18

表1最大功率點(diǎn)跟蹤

2、

’REFfr

相差（度）

4544.99().9

47470.9

50500.9

52520.9

55550.9

表2頻率相位跟蹤

3、

(J

d(V)

，d<A>Uo<V>[O<A)

30.121.0313.812.02

表3DC-AC變換器效率

pU?

計(jì)算效率得：n="X1OO%=以axlOO%=89.9193%

Pinin

in

4、輸出過(guò)流保護(hù)和自恢復(fù)功能：將輸出短路，電路進(jìn)入過(guò)流保護(hù)，指示燈亮，液晶

屏顯示報(bào)警，除去短路后報(bào)警消失，電路恢復(fù)正常。

5、輸入欠壓保護(hù)和自恢災(zāi)功能：調(diào)節(jié)輸入電壓Us,當(dāng)電壓表2顯示電壓低丁?25V

時(shí)液晶屏顯示報(bào)警。再提高電源電壓，報(bào)警消失，電路重新正常T.作。

五、總結(jié)

本設(shè)計(jì)采用更少元件、更低成本的模擬方案實(shí)現(xiàn)頻率相位跟蹤、DC-AC逆變、欠壓、過(guò)

流自恢復(fù)保護(hù)等功能，通過(guò)精巧的模擬電路設(shè)計(jì)，在頻相跟蹤、波形失真度、變換效率等方

面遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過(guò)指標(biāo)要求，并且大大緩解了數(shù)字部分的邏輯負(fù)擔(dān)。設(shè)計(jì)中所選的器件均具力.相當(dāng)

高的性價(jià)比，如MSP430F169微控制器，IRF540功率管，IR21094浮柳驅(qū)動(dòng)器，對(duì)比傳統(tǒng)的

DSP光伏逆變方案，本作品更經(jīng)濟(jì)簡(jiǎn)潔，實(shí)用性更強(qiáng)。

參考文獻(xiàn)

[1]趙爭(zhēng)鳴,劉建政等.太陽(yáng)能光伏發(fā)電及其應(yīng)用.北京：科學(xué)出版社,2008.

[2]孫肖子，鄧建國(guó)，陳南等.電子設(shè)計(jì)指南.北京:高等教育出版社，2006.

[3]謝楷,趙建.MSP430系列單片機(jī)系統(tǒng)T程設(shè)計(jì)與實(shí)踐.北京:機(jī)械工業(yè)出版社,2009.

附錄一

VIII

圖1自振蕩D類放大器電路仿真原理圖

圖2自振蕩D類放大器電路仿真波形

IX

光伏并網(wǎng)發(fā)電模擬裝置

全國(guó)一等獎(jiǎng)

南京航空航天大學(xué)崔益軍康傳華張京雷

摘要該設(shè)計(jì)裝置模擬光伏并網(wǎng)發(fā)電，主要由主電路、控制電路、采樣調(diào)理電路、驅(qū)動(dòng)保護(hù)

電路、輔助電源以及顯示電路等六部分組成。逆變器控制采用混合脈寬調(diào)制（"PWM）方式,

很好地降低了開關(guān)損耗。系統(tǒng)的數(shù)字處理模塊采用了具力.高處理速度、低功耗的芯片

TMS320F2812。采用P1控制策略進(jìn)行逆變系統(tǒng)的控制，參數(shù)設(shè)置簡(jiǎn)單，易整定。系統(tǒng)能夠?qū)?/p>

現(xiàn)最大功率點(diǎn)的跟蹤，具有欠壓俁護(hù)、過(guò)流保護(hù)以及相位跟蹤等功能，并在過(guò)流、欠壓故障

排除后能自動(dòng)恢復(fù)正常狀態(tài)。DC-AC變換效率高達(dá)88樂(lè)失真度只有3九

一、方案論證

1.逆變器主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的選擇

半橋電路（圖1）結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，但亢流電壓利用率低，橋臂輸山波形諧波含量大，需要高

的開關(guān)頻率利大的濾波器，H只適用丁?中小容量的場(chǎng)合。

全橋電路結(jié)構(gòu)（圖2）相對(duì)復(fù)雜，但控制靈活，且輸出電壓是半橋電路的兩倍％開關(guān)管

所承受的電壓、電流應(yīng)力均相對(duì)較低，且控制方式靈活。此外全橋逆變電路由于橋臂輸出電

壓存在零電壓的續(xù)流狀態(tài)，可實(shí)現(xiàn)倍頻，在較低的開關(guān)頻率卜，可以獲得更好的諧波控制。

故本設(shè)計(jì)中采用全橋逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。

2,逆變倦系統(tǒng)主控器的選擇

為了能夠?qū)崿F(xiàn)復(fù)雜的控制策略，提高系統(tǒng)抗干擾能力及可靠性，使系統(tǒng)具有優(yōu)良的一致

性，方便系統(tǒng)升級(jí)等優(yōu)點(diǎn)，逆變器采用全數(shù)字控制方式。在數(shù)字控制處理器的選擇時(shí)需要充

分的考慮處理器運(yùn)算處理能力，處理器字長(zhǎng)、A/D采樣精度以及采樣速度、通信接口等諸多

因素。綜合考慮以上各方面因素后，逆變器數(shù)字控制器選用TMS320F2812。

3.系統(tǒng)總體方案

■電路框圖，如圖3。

X

圖3總體電路框圖

■軟件算法包括并網(wǎng)算法（采〃P1調(diào)節(jié)，MPPT（實(shí)現(xiàn)最大功率點(diǎn)跟蹤功能）、驅(qū)動(dòng)電路

算法（開關(guān)功率放大作用），以及軟件保護(hù)算法（過(guò)流、欠壓保護(hù)功能）。

二、理論分析與計(jì)算

1.MPPT的控制方法與參數(shù)計(jì)算

實(shí)現(xiàn)最大功率點(diǎn)跟蹤（MPIT）功能，使得逆變

器輸入端的輸入電阻笑于穩(wěn)壓電源的內(nèi)阻，即

DC-AC輸入端電壓Ud。宜流穩(wěn)壓源Us存在如卜關(guān)

系：

Ud二*

本設(shè)計(jì)采用擾動(dòng)觀察法實(shí)現(xiàn)MPPT,算法流程如圖，

5⑹、4④、P⑨分別為第k次采樣的太陽(yáng)能電池

輸出電壓、電流功率，為兩次采樣的功率差,

AV為產(chǎn)生的電壓擾動(dòng)量。

2.同頻、同相的控制方法

題目本意是將外界輸入的出弦基準(zhǔn)電壓作為

電流給定，本設(shè)計(jì)對(duì)此功能做了進(jìn)一步優(yōu)化，可在

輸入正弦信號(hào)畸變（實(shí)際電網(wǎng)電壓存在波形不好的

情況）的情況卜實(shí)現(xiàn)同頻同相。實(shí)現(xiàn)方法如卜.：將

輸入基準(zhǔn)信號(hào)〃REF通過(guò)圖5電路轉(zhuǎn)換為方波信號(hào)，

由DSP捕獲其上升沿利卜降沿，調(diào)整M弦表相位

和輸入基準(zhǔn)信號(hào)一致；通過(guò)計(jì)數(shù)法計(jì)算輸入方波信

號(hào)的周期，調(diào)整正弦表讀數(shù)頻率，實(shí)現(xiàn)頻率饋定。

圖4擾動(dòng)觀察法實(shí)現(xiàn)M1V11流程圖

XI

3.提高效率的方法

提高轉(zhuǎn)化效率的重要途徑是在電路設(shè)計(jì)中減少損耗。設(shè)計(jì)中發(fā)現(xiàn)，雙極性控制的正弦脈

寬調(diào)制(bipolarPWM)跟單極性控制的正弦脈寬調(diào)制(unipolarPWM)t其功率管均以較高

的開關(guān)頻率工作。雖然得到了較理想的輸出正弦電壓波形，但頻率越高，損耗越高。

為了很好地將頻率和損耗綜合考慮，我們采用HPW"(hybridPWM)控制。它仍然屬

丁?單極性控制方式，不同的是，工作時(shí)總是一個(gè)橋臂的兩只功率管工作在高頻，而另一個(gè)橋

臂的兩只功率管T.作在低頻.兩只功率管以較高的開關(guān)頻率互補(bǔ)開關(guān)，保證可以得到理想的

心弦輸出電壓波形；另外兩只功率管以較低的輸出電壓基波頻率工作，從而很大程度減小了

開關(guān)損耗，進(jìn)而提高了效率。

4.濾波參數(shù)計(jì)算

為了保證濾波器的濾波效果，必須保證濾波器的轉(zhuǎn)折頻率遠(yuǎn)遠(yuǎn)大丁基波頻率，通常取濾

波磊的轉(zhuǎn)折頻率為基波頻率5?10倍，開關(guān)頻率也為轉(zhuǎn)折頻率的5?10倍。確定了濾波器的

轉(zhuǎn)折頻率之后，只要在確定電感或電容的大小就能確定濾波器的參數(shù)。

■輸出濾波電容的選取

本設(shè)計(jì)中輸出交流電壓的頻率為‘0為50Hz,逆變器的開關(guān)頻率為25KHz,濾波器的轉(zhuǎn)

折頻率一般取為(5?10)人，輸出濾波電容C,用來(lái)濾除輸出電壓〃。的高次諧波。為了減少

輸出功率的無(wú)功分量，一般選取/W0.2/.ax為宜，其中為滿我時(shí)的輸出電流。

A>max=24

因此濾波電容C,值應(yīng)滿足卜式：

Vomax

5-2%皿,

由上式計(jì)算可得，輸出低通濾波器的電容C,值取小于90M凡

■輸出濾波電感的選取

由上述分析的濾波器的轉(zhuǎn)折頻率為基波頻率5-10倍，并在確定輸出濾波電容的基礎(chǔ)

上，可以選擇輸出流波電感。的值：

XII

QnNfACf

其中，N代表轉(zhuǎn)折頻率的倍數(shù)，一般取5?10。這里取N=/0,綜合電感體枳等因素，

確定電感L/值約為加"。經(jīng)SABER仿真和調(diào)試最終確定該輸出低通濾波器的電容C,值為

4W”,電感"值為300〃/

三、電路與程序設(shè)計(jì)

LDC-AC主問(wèn)路。器件選擇

主回路的核心芯片選擇為T1公司的TMS320F2812,其丁.作頻率可至150MHz,內(nèi)建16路

12.5MSPS的12位ADC和分辨率細(xì)至150pS的16路I1RPWM模塊，『常適合用作數(shù)字電源，

電機(jī)控制等需耍閉環(huán)控制和數(shù)字信號(hào)處理的場(chǎng)合，同時(shí)其內(nèi)建的SP1,12C,CAN接口也『常方

便我們。外部罌件通信。開關(guān)功率管選擇為TRF740Ao

2.Pl控制算法

該設(shè)計(jì)中采用數(shù)字P1調(diào)節(jié)器進(jìn)行同頻同相的跟蹤控制。它是一種線性控制器，它根據(jù)

給定值r(t)。實(shí)際輸出值c⑺構(gòu)成控制偏差：

將偏差的比例(P)和積分(1)通過(guò)線性組合構(gòu)成控制量，對(duì)被控對(duì)象(頻率或者相位)

進(jìn)行控制，其控制規(guī)律為：

?(0=KP[e(t)+,工e(t)dt]

其中“。為Pl控制器的輸出,e⑺為P1調(diào)節(jié)器的輸入，Kp為比例系數(shù)，?為積分時(shí)間

常數(shù)。簡(jiǎn)單說(shuō)來(lái)，P1控制器各校正環(huán)節(jié)的作用如下:

■比例環(huán)節(jié).：即成比例的反映控制系統(tǒng)的偏差信號(hào)《團(tuán)，偏差一U產(chǎn)生，控制器0:即產(chǎn)生

控制作用，以減少偏差。通常隨著Kp值的加大，閉環(huán)系統(tǒng)的超調(diào)量加大，系統(tǒng)響應(yīng)速度加

快，但是當(dāng)即增加到一定程度，系統(tǒng)會(huì)變得不穩(wěn)定。

■積分環(huán)9：主要用丁?消除靜差，提高系統(tǒng)的無(wú)差度。積分作用的強(qiáng)弱取次于積分常

數(shù)刀，刀越大，積分作用越弱，反之越強(qiáng)。通常在即不變的情況卜，7Z越大，即積分作用越

弱，閉環(huán)系統(tǒng)的超調(diào)量越小，系統(tǒng)的響應(yīng)速度變慢.，

3.保護(hù)電路

硬件保護(hù)電路是交直流電源的重要組成部分，本逆變器系統(tǒng)主要由輸入欠壓保護(hù)、輸出

過(guò)流保護(hù)組成。其基本原理類似，都牯通過(guò)采樣電路采樣相應(yīng)的信號(hào)量，在進(jìn)行幅值上的衰

減后與設(shè)定的閾值比較，超過(guò)此電壓閾值就保護(hù)。具體保護(hù)電路如圖6和圖7所示，前一級(jí)對(duì)

信號(hào)進(jìn)行衰減，然后通過(guò)二極管檢波電路，取得信號(hào)的峰值，。相應(yīng)的閾值比較，產(chǎn)生保護(hù)

信號(hào)。

XIII

+15V

+15V

圖7輸入電壓保護(hù)電路

四、測(cè)試方案與測(cè)試結(jié)果

L測(cè)試方案及測(cè)試條件

(D測(cè)試儀器：克流穩(wěn)壓電源(DE1731SD2A)、數(shù)字萬(wàn)用表(DT9202)、數(shù)字示波器(DS1052E)

(2)測(cè)試主要方案：

■最大功率點(diǎn)跟蹤的測(cè)試：改變電源內(nèi)阻以及負(fù)載，用萬(wàn)用表分別測(cè)試DC-AC的輸入端和

電源輸出端電壓，記錄讀數(shù)，計(jì)算是否滿足MPPT。

■頻率跟蹤和相位跟蹤的測(cè)試：雙蹤小波器的兩個(gè)通道分別接參考信號(hào)和輸出信號(hào)，對(duì)參

考信號(hào)進(jìn)行調(diào)節(jié)(45〃Z~55HZ),利用數(shù)字示波器讀出各個(gè)頻率點(diǎn)的輸出頻率，。輸入進(jìn)

行比較：相位通過(guò)直接觀察比較兩路輸入的波形。

■DC-AC變換器效率和失真度的測(cè)試：這一測(cè)試環(huán)節(jié)需要兩個(gè)萬(wàn)用表利雙蹤示波器，萬(wàn)用

表串接入DC-AC的變換前后，測(cè)得。和⑶，注意后者是交流電。從示波器讀出少和

Uoi,計(jì)算得到變換效率。

2.主要測(cè)試結(jié)果

表1最大功率點(diǎn)跟蹤相對(duì)偏差(絕對(duì)值)

序號(hào)R/QR/QWVuyv變換效率輸出失真度

136Q60.030.10.843.2%

236Q36Q60.030.20.853.5%

330。30Q60.029.90.863.4%

表2頻率跟蹤相對(duì)偏差(尾尸：45Hz~55Hz)

XIV

序號(hào)FREF/HZfp/Hz1相對(duì)偏差1

149.4049.800.8%

245.3745.210.35%

354.8254.950.24%

3.測(cè)試結(jié)果分析

由表1、表2測(cè)試結(jié)果可見，基本要求以及發(fā)揮部分均達(dá)到所需指標(biāo)：

1）具有最大功率點(diǎn)跟蹤功能，在各種負(fù)載情況F5均穩(wěn)定在30V左右。

2）具有頻率跟蹤功能，相對(duì)誤差＜0.8機(jī)實(shí)際跟蹤范圍超過(guò)45Hz-55HZ。

3）在各種負(fù)載情況卜，DC-AC變換效率超過(guò)曬，最高達(dá)邈。

4）輸出失真度在跳附近。

5）具行欠壓保護(hù)和過(guò)流保護(hù)功能,且在故障排除后能且動(dòng)恢復(fù)正常狀態(tài)。

6）具有相位跟蹤能力，在各種負(fù)載情況卜，偏差小丁三。

7）系統(tǒng)具行液晶顯示功能。

8）為模擬實(shí)際電網(wǎng)電壓畸變的情況，本系統(tǒng)可在輸入正弦參考信號(hào)畸變（例如輸入

方波信號(hào)）的情況卜正常工作。

XV

寬帶直流放大器設(shè)計(jì)報(bào)告

全國(guó)特等獎(jiǎng)

電子科技大學(xué)沈軍、陳虹佐、袁德生

摘要:本系統(tǒng)創(chuàng)造性地采用可控增益放大器AD603和寬帶低噪聲運(yùn)放OPA2846結(jié)合的方式,

通過(guò)繼電器切換放大通路，很好地實(shí)現(xiàn)題目0?60dB可調(diào)增益的要求。加入自動(dòng)直流偏移

調(diào)零模塊，最大限度地減小了整個(gè)放大器的直流偏移。放大器帶寬可預(yù)置并顯示，經(jīng)測(cè)試，

大部分指標(biāo)達(dá)到或超過(guò)題0發(fā)揮部分要求。

關(guān)鍵詞：寬帶放大器，可控增益，功率放大，自動(dòng)調(diào)零

一,系統(tǒng)方案論證：

經(jīng)過(guò)仔細(xì)地分析利論證，我們認(rèn)為此次寬帶克流放大器可分為可控增益放大，I占I定增益

放大，程控濾波，功率放大，自動(dòng)宜流偏移調(diào)零這兒個(gè)模塊。

11可變?cè)鲆骐娐贩桨刚撟C和選擇

nJ?控增益芯片型號(hào)眾多，本隊(duì)在平時(shí)訓(xùn)練過(guò)程中常用AD603,故由單片機(jī)通過(guò)控制D/A

輸出直流電壓來(lái)控制AD603實(shí)現(xiàn)增益調(diào)節(jié)。其外圍元件少，電路簡(jiǎn)單。

1.2冏定增益電路方案論證

采用低噪聲寬帶電壓反饋運(yùn)放OPA2846對(duì)信號(hào)進(jìn)行30DB的放大。

1.3低通濾波器方案論證

結(jié)合題目要求，低通濾波器采用無(wú)源LC濾波器，它是利用電容和電感元件的電抗隨頻

率的變化而變化的原理構(gòu)成的。無(wú)源LC濾波器的優(yōu)點(diǎn)是：電路比較簡(jiǎn)單，不需要直流電源

供電，可靠性高；缺點(diǎn)是：通帶內(nèi)的信號(hào)有能量損耗。為了使通帶盡量平坦，選用了通帶比

較平坦的巴特沃斯濾波器。同時(shí)在濾波器后加入固定增益放大器，彌補(bǔ)信號(hào)通過(guò)濾波器時(shí)幅

度的衰減。

1.4功率放大器方案論證和選擇

方案一：采用晶體管單端推挽放大電路。為獲得較低的通頻帶卜限須率，可用直接耦合方

式，但是涉及到的計(jì)算量大，調(diào)試繁瑣，不易實(shí)現(xiàn)，并且若耍得到較高的輸出電壓，輸出較

大的信號(hào)功率，管子承受的電壓要高，通過(guò)的電流要大，功耗很大，不滿足題目低功耗，低

成本的要求。功率管損壞的可能性也比較大，不滿足題目對(duì)放大器穩(wěn)定性的要求。使用晶體

管也不易控制其零點(diǎn)漂移.

方案二：采用單片集成寬帶運(yùn)算放大器。提供較高的輸出電壓，再通過(guò)并聯(lián)運(yùn)放的方式擴(kuò)

流輸出，以滿足負(fù)載要求該方案電路較簡(jiǎn)牝容易調(diào)成易于控制零點(diǎn)漂移，故采用本方案。示

意圖如下所示：

幅度及功

幅度及功

率放大2

圖1功放示意圖

由「AD603輸出最大有30mv的克流漂移，為了盡量減小直流電壓漂移，應(yīng)盡量減少

放大電路所用AD603的數(shù)量，但同時(shí)又要滿足題目要求的0—40DB增益連續(xù)可調(diào),0—60DB

XVI

增益程控步進(jìn)nJ調(diào)的要求，我們采用可變?cè)鲆娣糯蠛蛢锥ㄔ鲆娣糯蠼Y(jié)合的方式，在不影響可

控增益指標(biāo)要求的前提F，最大限度地減小苴流漂移。

我們最終確定的系統(tǒng)詳細(xì)方框圖如下：

二.理論分析。計(jì)算

2.1帶寬增益積

按照題目發(fā)揮部分的要求，信號(hào)通頻帶為。?10MHz,最大電壓增益A/WOdB,則增

益帶寬積為：10MX10^(60/20)=10GHz,

我們采用分級(jí)放大的方式，使放大器整體增益超過(guò)60DBo

2.2通頻帶內(nèi)增益起伏控制

對(duì)于通頻帶增益起伏的控制，我們?cè)O(shè)置放大器的頻率范圍從DC到超過(guò)10M,因此在10M

通頻帶內(nèi)增益平坦。另外，選擇通帶最平坦的巴特沃茲濾波器來(lái)預(yù)置帶寬。我們?cè)O(shè)計(jì)并制作

T3dB帶寬5M和3dB帶寬10M的巴特沃茲濾波器，使得放大器在兩個(gè)預(yù)置頻率范圍內(nèi)增

益平坦。

AD603的增益誤差在90M的通帶內(nèi)小于±0.5DB,OPA2846/U00M以下頻帶范圍內(nèi)增

益起伏小于0.1DB,THS3091在±5V電源供電時(shí)，在增益為2倍，65M通頻帶內(nèi)增益起伏

小于0.1DB,THS3092具仃50M帶寬的0.1DB增益平坦度，均滿足題目指標(biāo)要求。

2.3線性相位

線性相位即輸入信號(hào)通過(guò)系統(tǒng)后產(chǎn)生的相位延遲隨頻率成線性變化。信號(hào)的相位隨頻

率的變化會(huì)因放大器內(nèi)部的電抗元件而失真。這種‘線性'失真稱作相位線性度，可通過(guò)矢

量網(wǎng)絡(luò)分析儀在放大器的整個(gè)工作頻率范圍內(nèi)而測(cè)得，本隊(duì)在調(diào)試過(guò)程中使用示波器對(duì)系統(tǒng)

的相位線性度進(jìn)行觀察利測(cè)試。系統(tǒng)相位線性度的標(biāo)準(zhǔn)尺度就是“組延遲”，其定義為：

完全理想的線性相位濾波器對(duì)于一定頻率范圍的組延遲是一個(gè)常數(shù)。可以看到，如果

濾波器是對(duì)稱或者反對(duì)稱的，就可以實(shí)現(xiàn)線性相位，如果頻率響應(yīng)卜'(w)是一個(gè)純實(shí)或者

純虛函數(shù)，就可以實(shí)現(xiàn)固定的組延遲。

2.4抑制宜流零點(diǎn)漂移

放大器輸入為零時(shí)，輸出出現(xiàn)的電壓稱為輸出的偏置電壓。偏置隨時(shí)間，溫度，電源電壓

等一起變化的情況稱為零點(diǎn)漂移。這是表現(xiàn)放大器特性的重:要性質(zhì)。

抑制零點(diǎn)漂移，我們分為控制和補(bǔ)償兩個(gè)部分完成。由「AD603本身零點(diǎn)漂移較大，

XVII

最大能達(dá)到30mV,故應(yīng)盡量減少使用AD603的數(shù)量。在增益控制中，我們創(chuàng)造性地采用

一片AD603可變?cè)鲆娣湃?OPA2846固定增益放大配合，通過(guò)繼電將切換選擇信號(hào)放大通

路實(shí)現(xiàn)題目0—60DB增益可調(diào)的要求。OPA2846的輸入偏置電壓僅為0.15mV,THS3091和

THS3092在±5V供電時(shí)輸入偏置電壓僅為0.3mV。另外，在AD603輸出端引入自動(dòng)零偏調(diào)

零回路，即在可變?cè)鲆娣糯蠹?jí)輸出加入低通濾波器濾出直流偏移，送入AD,AD輸出送MCU

處理，再通過(guò)DA輸出。該偏移電壓對(duì)應(yīng)的反相補(bǔ)償電壓送回輸入端進(jìn)行補(bǔ)償，從而最大限

度地抑制了放大器地直流零點(diǎn)漂移。

2.5放大器穩(wěn)定性

系統(tǒng)的穩(wěn)定性取決于系統(tǒng)的相位裕量。相位裕量是指放大器開環(huán)增益為（MB時(shí)的相位

與180°的差值。放大器一般會(huì)有自激的問(wèn)題，有的情況是由于在放大器的相移為180度時(shí),

其增益仍然大于1,這種情況可以在反饋環(huán)路中增加零點(diǎn)來(lái)做相位補(bǔ)償。總體來(lái)說(shuō)，自激振

蕩是由于信號(hào)在通過(guò)運(yùn)放及反饋同路的過(guò)程中產(chǎn)生了附加相移，用表示低頻段的附加

相移，表示高頻段的附加相移，當(dāng)輸入某一信號(hào)頻率為力，使A6+A。=NH（N

為奇數(shù)），反饋量使輸入量增大，電路產(chǎn)生正反饋。

由丁本系統(tǒng)中的反饋均為運(yùn)放單級(jí)反饋，故應(yīng)注意使每級(jí)運(yùn)放自身產(chǎn)生的附加相移小

于180°。在電路調(diào)試過(guò)程中，對(duì)丁?電壓反饋卻運(yùn)放OPA2846,AD60工我們可以人為地引入

電阻，電容，他們?cè)诹μ幃a(chǎn)生的附加相移為Ag，若使得△（）＞?+域+想HN4N為奇數(shù)）,

則自激振蕩得以消除。對(duì)于高速，寬帶的電流反饋型運(yùn)放THS3091,THS3092,我們特別注

意了走線布局，如反饋環(huán)一定要走最短路線，因?yàn)殚L(zhǎng)的線也會(huì)引起更大的附加相移；計(jì)算選

擇了合適的反饋電阻阻值,使其不因阻值太大而產(chǎn)生更大的分部電容，導(dǎo)致更大的附加相移;

也不因限值太大而降低放大器的皆寬。

三.電路與程序設(shè)計(jì)

3.1第一級(jí)放大電路設(shè)計(jì)

第一級(jí)放大電路包含可變?cè)鲆娣糯竽K及固定增益放大模塊。設(shè)計(jì)AD603可變?cè)鲆娣?/p>

圍為一10?30DB,由「AD603的輸入電阻為100歐，故當(dāng)繼電器切換選擇一10?30DB可

變?cè)鲆娣糯髸r(shí)，接入的電阻為100歐。采用單片機(jī)程控DA輸出電壓控制AD603的電壓增

益，同時(shí)可手動(dòng)按鍵預(yù)設(shè)電壓增益。設(shè)計(jì)OPA2846的增益為30DB,電路如系統(tǒng)框圖所示,

當(dāng)繼電器選擇卜方導(dǎo)線通路時(shí)，放大器中沒(méi)行接入固定增益模塊，增益范圍為一10到30DB

連續(xù)可調(diào)；當(dāng)繼電器選擇上方。PA2X46放大器模塊時(shí)，增益范圍2UDB至IJ6UDB連續(xù)nJ調(diào)，

遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過(guò)題目對(duì)增益指標(biāo)的要求。

3.2第二級(jí)放大電路設(shè)計(jì)

第二級(jí)放大電路包含可切換濾波器模塊及功率放大模塊。為滿足遮目對(duì)放大器帶寬可預(yù)

置的要求，第二級(jí)放大電路加入5M和10M兩個(gè)LC低通濾波器，亦用繼電器選擇切換濾波

器。為獲得放大器通頻帶內(nèi)最平坦的幅頻特性曲線，使用濾波器設(shè)計(jì)軟件Mullism設(shè)計(jì)并制

作了二階巴特沃斯5M低通濾波器及5階巴特沃斯10M無(wú)源LC低通濾波器。測(cè)試表明信號(hào)

經(jīng)過(guò)濾波器后會(huì)衰減為原來(lái)的!，故在濾波器后加入由THS3091搭建的4倍增益放大器，

使信號(hào)恢復(fù)原來(lái)的幅度之后再送入功率放大電路。

XVIII

InthdorInductor

R2UL3

5M巴籽沃斯低通濾波10M巴特沃斯低通濾波

圖2低通濾波器設(shè)計(jì)

佶號(hào)經(jīng)THS3091放大4倍輸出后接緩沖，以推動(dòng)后級(jí)功放。為獲得10V有效值及大電

流輸出，我們采用兩路THS3092并聯(lián)擴(kuò)流的方■式搭建功率放大模塊。設(shè)置增益為5倍。該

模塊可同時(shí)對(duì)信號(hào)幅度和功率進(jìn)行放大。

3.3抑制零漂電路設(shè)計(jì)

由J--AD603最大有30mV的輸出漂移，因此在電路設(shè)計(jì)時(shí)我們必須要對(duì)其直流漂移進(jìn)

行調(diào)零處理，以免影響直流信號(hào)的放人。如圖4所示，我們?cè)诘诙?jí)放大電路之后，緩沖器

之前加入連接第一級(jí)信號(hào)輸入端的反饋問(wèn)路，經(jīng)AD采集并經(jīng)單片機(jī)處理，測(cè)出當(dāng)輸入電壓

為零時(shí)，輸出端存在的直流漂移電壓，再由DA輸出。漂移電壓大小成比例，極性相反的電

壓反饋向信號(hào)輸入端，以調(diào)節(jié)輸入端的零偏。此處我們選擇TI公司的TLV5616作為調(diào)零用

DAO

圖4輸出端直流漂移調(diào)零模塊AD采樣前端電路

34各級(jí)電源設(shè)計(jì)

采用自制±5V電源為前級(jí)AD603可變?cè)鲆娣糯蠹癘PA2846固定增益放大器供電;為滿

足10V有效電壓的輸出，采用自制±18V電源為后級(jí)功率放大電路，主要是THS3902并聯(lián)

功率放大電路供電；采用±5V電源為MCU,光耦及繼電器等供電?！?V,±18V電源均由

XIX

線性穩(wěn)壓塊7805,7905,7818,7918搭建。也源模塊原理圖見附圖1。

3.5主控制那選擇

選用8051單片機(jī)對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行控制。單片機(jī)主要完成以卜.功能：1.接收用戶的按鍵信息，

對(duì)放大器增益及帶寬進(jìn)行預(yù)制和控制，并將增益和帶寬信息顯示在1602液晶屏幕上。2.對(duì)

AD采集|口|來(lái)的無(wú)輸入信號(hào)時(shí)放大器輸出的直流漂移電壓數(shù)據(jù)進(jìn)行處理，再控制DA輸出大

小相同，極性相反的補(bǔ)償電壓反饋回輸入級(jí)。3.接收用戶按鍵信息，切換選擇5M或10M的

低通濾波器模式。

3.6抗干擾處理

我們?cè)趯?shí)際制作中采用下述方法減少T?擾，避免自激：

I.將輸入部分利增益控制部分加入屏蔽盒中，以避免級(jí)間干擾和高頻自激。2.將整個(gè)運(yùn)

放用很寬的地線包圍，以吸收高頻信號(hào)，減少噪聲，在增益控制部分和用級(jí)功率放大部分也

都采用了此方法。在功率放大級(jí)，這種方法可以有效地避免高頻輻射。3.各模塊之間采用

同軸電纜連接。4.采用光耦隔離數(shù)字電路和模擬電路。

3.7程序設(shè)計(jì)

使用51單片機(jī)作為整個(gè)系統(tǒng)的控制核心，啟動(dòng)后系統(tǒng)自動(dòng)讀取上次關(guān)機(jī)前存入FLASH

的直流偏置調(diào)庫(kù)控制信息，從而自動(dòng)設(shè)置當(dāng)前直流偏移補(bǔ)償電壓。此后單片機(jī)可接收用戶按

健信息使系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)預(yù)置增益，帶宏并顯示的功能。單片機(jī)同時(shí)控制AD采集此時(shí)直流偏置信

息并將該信息存入FLASH供卜次開機(jī)時(shí)使用。

四.系統(tǒng)測(cè)試

4.1放大器的基本性能測(cè)試

測(cè)試方法：用函數(shù)發(fā)生器產(chǎn)生頻率1MHZ,有效值分別為2.5mv,10mv,100mv,1V3.5V正弦

波送入進(jìn)行測(cè)量。測(cè)試條件：空載。

測(cè)試表格1

輸入信號(hào)有預(yù)置增益輸出信號(hào)有向流偏移波形質(zhì)量增益誤差

效值效值

2.5mv70DB7.50V-1.4-1.3V無(wú)明顯失真5.1%

10mv60DB10.10V<20mv無(wú)失真1.0%

lOOmv40DB9.93V-30-40mv無(wú)失真0.7%

IV20DB9.99V90mv~1OOmv無(wú)失真0.1%

3.5VODB3.58V90mv~lOOmv無(wú)失真2.3%

測(cè)試結(jié)果分析：又?jǐn)?shù)據(jù)可以看出，信號(hào)增益程控nJ?調(diào)，最大增益.，最小輸入信號(hào)幅度均達(dá)到

題目發(fā)揮部分指標(biāo)要求。最大輸出電壓正弦波有效值匕KOV,輸出信號(hào)波形無(wú)明顯失真。

4.2噪聲測(cè)試

題目要求在Av=60dB時(shí)，輸出端噪聲電壓的峰峰值%NPP3.3V,故對(duì)放大器進(jìn)行噪

聲測(cè)試。測(cè)試方法：增益預(yù)置60DB,示波器輸入端加50歐電阻匹配到地，用示波器測(cè)量

輸出端噪聲。測(cè)得噪聲幅值為80()?90()mv。我們還另外測(cè)試了增益為55DB時(shí)的噪聲，幅

XX

度為30?40mv。測(cè)試結(jié)果表明放大器nJ.在一定的增益時(shí)滿足題目對(duì)竦聲的指標(biāo)要求。

4.3通頻帶測(cè)試

4.3.15M通頻帶測(cè)試

測(cè)試方法：輸入有效值為IV的正弦波信號(hào)，增益預(yù)置為20DB。用因數(shù)發(fā)生器產(chǎn)生多個(gè)單

頻點(diǎn)的方式，用示波器觀測(cè)輸出信號(hào)的峰峰值。

4.3.210M通頻帶測(cè)試

測(cè)試方法同上。

測(cè)試表格2

5M通頻帶測(cè)試10M通頻帶測(cè)試(5MVpP29.6V)

1MVPP28.4V6MVpp30.2V

2MVPP28.56V7MVpp30.4V

3MVPp28.8V8MVpp30.8V

4MVPP27.6V9MVpp29.6V

5MVpP22.8V10MVpp22.6V

測(cè)試結(jié)果分析：通頻帶。題目要求的指標(biāo)相比略微后延，表明放人器在預(yù)置增益的條件

下帶寬人丁指標(biāo)要求。

另外，我們的系統(tǒng)在輸入信號(hào)為2.5mV時(shí)，預(yù)置增益為70DB,滿足了題目發(fā)揮部分要

求的進(jìn)一步降低輸入電壓提高放大器的電壓增益。

五.總結(jié)

本系統(tǒng)由前置20DB衰減器，可變?cè)鲆娣糯?，固定增益放大，功率放大，單片機(jī)控制和

顯示模塊及自動(dòng)宜流偏移調(diào)零等模塊組成。第一級(jí)可變?cè)鲆娣糯竽K采用可變?cè)鲆娣糯笃?/p>

AD603實(shí)現(xiàn)從一10到30DB可變?cè)鲆娣糯?第二級(jí)冏定增益放大模塊采用寬帶運(yùn)放OPA2846

實(shí)現(xiàn)30DB的固定增益放大，通過(guò)繼電器對(duì)不同信號(hào)放大通路的切換選擇，使兩級(jí)放大電路

配合實(shí)現(xiàn)0—60DB連續(xù)小詞的放大。本放人器含行可程控選擇的5MJ0M兩個(gè)LC低通濾

波器以實(shí)現(xiàn)放大器的帶寬預(yù)置；第二級(jí)功率放大采用兩路THS3902并聯(lián)配擴(kuò)流的方式分別

對(duì)信號(hào)進(jìn)行功率放大，再進(jìn)行功率合成，從而實(shí)現(xiàn)題目要求的10V有效值輸出。本設(shè)計(jì)對(duì)

壓控增益器件和寬帶高速運(yùn)放進(jìn)行合理的級(jí)聯(lián)和匹配，同時(shí)加入自動(dòng)克流偏移調(diào)零電路，全

面提高了系統(tǒng)增益帶寬積，增強(qiáng)了穩(wěn)定性，抑制了亢流零點(diǎn)漂移。

XXI

寬帶直流放大器

全國(guó)一等獎(jiǎng)

華中科技大學(xué)康躍藤彭盒賀