微電網(wǎng)用雙向DCDC變換器損耗及效率優(yōu)化研究

學位論文題目微電網(wǎng)用雙向DC/DC變換器損耗及效率優(yōu)化研究英文StudyonLossandEfficiencyOptimizationforBi-directional題目DC/DCConverterintheMicrogridSystem摘要雙向DC/DC變換器作為微電網(wǎng)系統(tǒng)電力儲能環(huán)節(jié)的重要組成部分，對微電網(wǎng)穩(wěn)定運行非常重要，而其損耗和效率直接關系到變換器能否健康運行，同時與經濟效益密切相關，因此研究微電網(wǎng)用雙向DC/DC變換器的損耗和效率問題具有很高的實用價值。本文以一臺雙向DC/DC樣機主電路為效率優(yōu)化對象，針對功率器件、磁性元件和濾波電容三類器件在實際電路中所存在的損耗問題，開展了雙向DC/DC變換器的損耗及效率優(yōu)化的研究。本文主要研究內容如下：設計出了滿足樣機指標的雙向DC/DC變換器拓撲結構，并采用常規(guī)計算方法，從實現(xiàn)DC/DC基本功能出發(fā)，計算出了主電路各部分參數(shù)，包括高頻變壓器、反激繞組、濾波電容和功率器件。所設計的電路拓撲和參數(shù)將作為損耗和效率優(yōu)化研究的對象和入口參數(shù)。分析了快恢二極管和IGBT的開關過程，得出了其損耗的近似表達式和影響因素，并對硬開關雙向DC/DC進行了功率器件損耗實驗。采用有損緩沖和軟開關這兩種損耗優(yōu)化方案，并做實驗對比，重點討論了充電ZVZCS和放電ZVS軟開關實現(xiàn)條件和主要電路模態(tài)，提出了軟開關輔助參數(shù)迭代優(yōu)化策略，得出了優(yōu)化結果，并通過實驗證明了該參數(shù)迭代優(yōu)化方法的正確性。討論了磁芯損耗和繞組損耗的產生原因和影響因素，分析了雙向DC/DC變換器中變壓器和反激繞組的工作波形與損耗計算方法，并對雙向DC/DC進行了磁性元件損耗實驗。提出了變壓器和反激繞組的損耗優(yōu)化方案，并進行了實驗對比，從發(fā)熱、效率、成本和體積等方面綜合考慮，選擇出了最優(yōu)的解決方案，使變換器性能顯著提升。分析了電容等效損耗模型，得出了雙向DC/DC兩個濾波電容的不同的損耗表達式，并進行了濾波電容損耗實驗。提出了三種濾波電容的損耗優(yōu)化方案，并從損耗、整機效率、紋波電壓、成本和體積等多方面進行了實驗對比，確定了綜合性能最優(yōu)的方案，同時實現(xiàn)了電容低溫升、高效率、低紋波、低成本和小體積。綜上所述，本文以微電網(wǎng)用雙向DC/DC變換器為優(yōu)化對象，提出了功率器件、磁性元件和電容損耗的優(yōu)化方法，采用實驗對比的方法證明了優(yōu)化方法的有效性，為電路進一步降低熱耗、提高效率和提升功率密度提供了思路和依據(jù)。關鍵詞：微電網(wǎng)，雙向DC/DC，損耗，效率，優(yōu)化ABSTRACTAsthekeycomponentofmicrogrid’selectricpowerstoragesystem,thebi-directionalDC/DCconverterisofgreatsignificancetothegrid’sstability.Theconverter’spowerlossesandefficiencyarecloselyrelatedtothewholesystem’swell-runningandeconomicbenefits.Therefore,thestudyonlossesandefficiencyofbi-directionalDC/DCconvertersinthemicrogirdsystemisofmuchpracticaluse.Thisdissertationmainlystudiestheoptimizationofabi-directionalDC/DCprototype’slossesandefficiencycenteringonthreedifferentkindsofpracticallossproblems:powerdevicelosses,magneticelementlossesandfiltercapacitorlosses.Themaincontentsofthisdissertationareasfollows:Thetopologyofthebi-directionalDC/DCconverterisdesignedforthemicrogridsystem.Theparametersofthetransformer,flybackwinding,filtercapacitorsandpowerdevicesarecalculatedtomeettheperformanceindexes,usingcommoncalculationmethodsfromthestandpointoffunctionimplementation.Thesecircuitparametersaretheobjectandsuctionvariablesofsubsequentefficiencyoptimization.Switchingprocessesoffastrecoverydiode(FRD)andIGBTareanalyzedtodeducetheapproximateexpressionandmainfactorsoflosses.Lossexperimentsofthebi-directionalhard-switchingDC/DCconverteraremadetoanalyzepowerdevicelosses.Thedissertationadoptstwolossoptimizationschemes:thelossysnubbercircuitandsoft-switching,andcomparesthetwoscheme’sexperimentalresultsindetail.Basedonsoft-switchingconditonsandequivalentcircuitsofZVZCSinchargingmodeandZVSindischargingmode,aiterationoptimizationstrategyofthesoft-switchingauxiliarycircuitispresentedtodeterminetheoptimizationresults.Theexperimentalresultsindicatetheeffectivenessofoptimizationstrategy.Themainreasonsofmagneticcorelossandwindinglossareanalyzedtodeducethemagneticlossexpressiononthebaseofthewokingwaveformsofthetransformerandflybackwinding.Magneticlossexperimentsaremade.Theoptimizationmethodisstudiedforthelossofthetransformerandflybackwinding.Byconsideringallfactors,includingheat,efficiency,costandvolume,etc,thedissertationselectsthebestscheme,significantlyenhancingtheconverter’sperformances.Thecapacitorequivalentlossmodelisanalyzedtodeducetheapproximateexpressionoftwofiltercapacitorsinthebi-directionalDC/DCconveter.Filtercapacitorlossexperimentsofbi-directionalDC/DCconverteraremade.Threeoptimizationmethodsarepresentedforthelossoffiltercapacitors.Consideringsuchaspectsasloss,efficiency,ripplevoltage,cost,andvolume,thisdissertationpresentsthebestcapacitoroptimizationschemeanditsexperimentalresults,realizingcapacitor’slowloss,highefficiency,lowripplevoltage,lowcostandsmallvolume.Insummary,studiesonoptimizationmethodshavebeenmadeforthelossesofpowerdevices,magneticelementsandfiltercapacitorsinthebi-directionalDC/DCconveter.Theexperimentalcomparionsaremadetoprovetheeffectivenessoftheseoptimizationmethods.Thestudiesonlossandefficiencyoptimiztioncanserveasideasandfoundations,inordertofurtherreducethermalloss,enhanceefficiencyandincreasethepowerdensity.KeyWords:Microgrid,bi-directionalDC/DCconverter,powerlosses,efficiency,optimization目錄第1章緒論 11.1研究背景及意義 11.1.1研究背景 11.1.2研究意義 21.2國內外研究現(xiàn)狀 31.2.1功率器件損耗研究現(xiàn)狀 31.2.2磁性元件損耗研究現(xiàn)狀 41.2.3電容器損耗研究現(xiàn)狀 41.2.4存在的問題 51.3本文主要研究內容 6第2章雙向DC/DC變換器主電路設計 82.1樣機技術指標 82.2主電路拓撲選擇 82.3主電路參數(shù)設計 92.3.1高頻變壓器設計 92.3.2反激繞組設計 112.3.3濾波電容設計 142.3.4功率器件選型 142.4本章小結 15第3章功率器件損耗分析及其輔助電路優(yōu)化 163.1快恢二極管損耗模型 163.2IGBT損耗模型 203.3功率器件損耗分析 263.4充電模式功率器件損耗及效率優(yōu)化策略 273.4.1硬開關加緩沖電路 283.4.2移相全橋軟開關及輔助電路參數(shù)優(yōu)化 333.5放電模式功率器件損耗及效率優(yōu)化策略 413.5.1硬開關加緩沖電路 423.5.2有源鉗位軟開關及輔助電路參數(shù)優(yōu)化 433.6本章小結 48第4章磁性元件損耗分析及設計優(yōu)化 494.1磁芯損耗模型 494.2繞組損耗模型 514.2.1繞組損耗影響因素 524.2.2繞組損耗的計算 524.2.3繞組均流設計 534.3磁性元件損耗分析 544.4變壓器損耗優(yōu)化設計 554.4.1變壓器已知量 554.4.2變壓器優(yōu)化設計方法 564.4.3變壓器優(yōu)化設計結果 594.5反激繞組損耗優(yōu)化設計 604.5.1反激繞組已知量 614.5.2反激繞組優(yōu)化設計方法 614.5.3反激繞組優(yōu)化設計結果 634.6本章小結 65第5章電容器損耗分析及設計優(yōu)化 665.1電容損耗模型 665.2濾波電容損耗分析 695.3濾波電容優(yōu)化選擇 705.4本章小結 72第6章總結與展望 736.1全文工作總結 736.2進一步工作設想 74參考文獻 75作者在攻讀碩士學位期間發(fā)表的學術論文 79致謝 80第1章緒論1.1研究背景及意義1.1.1研究背景當前，全球范圍內的能源短缺和傳統(tǒng)工業(yè)造成的污染，是關乎社會可持續(xù)發(fā)展的重大問題?？稍偕茉从捎诰哂懈咝鍧嵉奶攸c而備受重視，常見的可再生能源形式包括太陽能、風能和燃料電池等，但各種新能源裝置往往是小型的、分散的，因此稱之為分布式發(fā)電系統(tǒng)[1]-[3]。微電網(wǎng)系統(tǒng)是指由各種分布式電源和負荷組成的微型電網(wǎng)，可實現(xiàn)內部統(tǒng)一控制，通過單一接口與大電網(wǎng)相連，可實現(xiàn)并網(wǎng)運行和孤島運行[4]-[6]。微電網(wǎng)除了可高效地利用新能源資源，促進節(jié)能減排，同時可改善傳統(tǒng)大電網(wǎng)運行中可靠性不高、抗風險能力不強、調度困難等問題，是構成智能電網(wǎng)的關鍵環(huán)節(jié)之一[4]。我國幅員遼闊，資源和人口分布嚴重不均衡，因此發(fā)展微電網(wǎng)對改善我國傳統(tǒng)供配電形勢具有重大意義。在我國西北和西南部分偏遠地區(qū)傳統(tǒng)大電網(wǎng)難以覆蓋，利用小型光伏和風力發(fā)電站組成微網(wǎng)系統(tǒng)，可提高電力傳送的質量和覆蓋面積。部分供電緊張的中大型城市可利用分布式電源小型化的特點，在靠近城市的郊區(qū)建立發(fā)電站，直接并入低壓電網(wǎng)，改善電能傳輸?shù)膿p耗，減小傳統(tǒng)電網(wǎng)的投資成本。雖然微電網(wǎng)能夠適應不均衡、分散的能源分布及電力需求，但由于可再生能源本身具有不連續(xù)性、隨機性、分散的特點，使其通過電力電子裝置并入電網(wǎng)后出現(xiàn)無法預測的電壓閃變和波動，造成了除電流諧波之外的另一種“污染”。目前有兩種方法用于解決此問題：一是將大范圍的分布式電源統(tǒng)一控制和調度，使單一微電源的隨機性和不穩(wěn)定在整個微電網(wǎng)中弱化，提高電網(wǎng)穩(wěn)定和連續(xù)性；二是采用電力儲能設備，在隨機變化的新能源發(fā)電和穩(wěn)定的大電網(wǎng)之間實現(xiàn)能量緩沖[6]，因此通過雙向DC/DC變換器連接微電網(wǎng)本地直流母線和儲能用蓄電池是一種廣泛采用的形式，如圖1-1所示。雙向DC/DC變換器不僅為不連續(xù)的新能源提供緩沖，同時它承擔了負載的瞬變功率，提高了新能源發(fā)電裝置的使用壽命和可靠性。圖1-1微電網(wǎng)系統(tǒng)典型結構圖1-1中的陰影部分為微電網(wǎng)用雙向DC/DC變換器，連接本地直流母線和儲能用蓄電池，各類新能源發(fā)電裝置通過單向DC/DC或AC/DC將電能輸送給直流母線，維持母線電壓，并為本地直流負載供電，直流電經并網(wǎng)DC/AC轉化成交流電，為本地交流負載供電，并且可連接大電網(wǎng)。雙向DC/DC根據(jù)電能供需關系靈活調整電能流向，為微電網(wǎng)提供能量緩沖和智能化管理。課題來源于企業(yè)委托項目：“微電網(wǎng)用6kW充放電智能型雙向電力調節(jié)器研發(fā)”和“微電網(wǎng)用20kW充放電智能型雙向DC/DC變換器研發(fā)”。1.1.2研究意義雙向DC/DC變換器是微電網(wǎng)系統(tǒng)的重要組成部分，作為清潔能源發(fā)電的輔助設備，其工作效率是系統(tǒng)的重要指標之一。倘若雙向DC/DC無法實現(xiàn)高效率、低損耗，那么也就喪失了新能源系統(tǒng)高效節(jié)能的優(yōu)勢。變換器在工作過程中的損耗和發(fā)熱情況直接關系到器件能否正常工作，影響整個設備的工作壽命，而其工作效率又與經濟效益息息相關。因此研究雙向DC/DC在大功率場合的損耗和效率問題具有很高實用和經濟價值。在高壓大功率場合，隔離型的雙向DC/DC變換器面臨著比基本拓撲更為嚴重、復雜的損耗和效率問題。通常隔離型雙向DC/DC采用一端電壓源輸入、一端電流源輸入的形式[7]-[14]，而電流源輸入一端會造成開關器件上很高的電壓尖峰[15]-[17]，使雙向DC/DC損耗問題更加難以解決。大功率的雙向DC/DC常常工作于惡劣的環(huán)境，工作環(huán)境溫度往往高于正常的室溫，而大量的損耗造成的熱量耗散可能提高工作環(huán)境溫度，從而進一步抬升DC/DC自身溫度，縮短器件壽命，穩(wěn)定性變差，維修次數(shù)增多。較高的損耗往往伴隨著較高的di/dt和du/dt，產生很大的噪聲干擾，影響周圍通訊設備的正常工作，并干擾測量儀器得出準確的結果。由于半導體器件和導線隨著溫度的升高，其載流能力逐漸減弱，通態(tài)壓降或導通電阻隨溫度逐漸增大而產生更大的熱量和損耗，若不能有效抑制損耗并散熱，將會形成惡性循環(huán)，最終使器件失效，設備停機，甚至釀成火災等事故，造成經濟損失。目前各類工業(yè)產品逐漸向小型化、便攜化和低功耗發(fā)展，用戶對電源的要求越來越高，電力電子裝置的高功率密度化、薄型化、模塊化逐漸成為發(fā)展的潮流[18]。提高DC/DC開關頻率是減小其重量和體積的關鍵措施，但是，電源內部的開關損耗隨著頻率的提高而加劇，成為制約電源系統(tǒng)發(fā)展的主要因素之一。開展雙向DC/DC變換器的損耗和效率的優(yōu)化研究，對于提高開關頻率、減小設備體積和成本，具有重大意義。1.2國內外研究現(xiàn)狀雙向DC/DC的損耗主要源自三部分：功率器件，磁性元件和電容器。這三部分損耗可單獨分析但又相互影響[19]-[20]，目前已有大量針對這三類損耗的研究成果，包括損耗建模理論，損耗產生機理以及損耗解決方法?，F(xiàn)將三類損耗的研究現(xiàn)狀分別討論如下。1.2.1功率器件損耗研究現(xiàn)狀功率開關器件的損耗問題一直是各國學者研究的熱點，開關頻率的不斷提高，使損耗的建模分析很大程度上決定了設計成敗與否。功率器件損耗分析一直是建立在開關器件模型的基礎上，目前已有多種對開關器件的損耗建模方法[20]-[29]，主要分為兩種：一種是基于器件具體參數(shù)的精確模型，由于需要大量具體參數(shù)的支撐，該種模型只能用計算機仿真的方法得出精準的結果，雖然最接近實際情況，但所需計算量大，耗時長，這也是精確模型無法在工程上得到廣泛應用的原因[25]；另一種是電路簡化的解析模型，即利用近似擬合得到的電壓電流瞬時表達式將損耗表示出來，這種模型計算量小，能夠使設計者快速得出結論，也便于分析不同電路環(huán)境中開關器件的損耗情況，因此是目前工程上最常用的損耗分析方法[19][27]，但由于在解析過程中大大簡化了開關過程，由該模型得出的結果的準確性非常依賴于簡化的程度和假設的合理性。在簡化電路模型中，通常認為寄生電容是影響開關行為的主導因素，但隨著半導體工藝的發(fā)展，功率管容量的升級，電流密度增大，使得寄生電容減小，電容不再是影響開關行為的唯一主導因素，而寄生電感的作用逐漸被重視起來，成為了不可忽略的要素[23]，如此對傳統(tǒng)開關模型的改進，進一步加強了開關動作描述的準確性，更全面地反映功率器件的損耗情況。1.2.2磁性元件損耗研究現(xiàn)狀磁性元件的損耗包括鐵損（磁芯損耗）和銅損（繞組損耗）[30]，目前已有很多針對磁性元件損耗建模、計算及分析的研究成果。對磁損的研究主要是圍繞影響磁損的各種因素而展開，早期的Steinmetz方程是在正弦波激勵的前提下提出的，Steinmetz方程是經驗公式，通過實踐檢驗，它能夠精確的描述磁芯損耗，但它畢竟是由正弦波測量值得出的，因此無法精確表示DC/DC變換器等非正弦波勵磁的磁芯損耗[31]。1978年，D.Y.Chen開始了非正弦波激勵下的磁損計算，隨后A.Brockmeyer，M.H.Pong等科學家提出了各自有代表性的理論，他們通過數(shù)學手段對經典的Steinmetz方程進行了改進和推廣[31]-[39]。磁損理論發(fā)展至今已經能夠準確分析各因素對磁芯損耗的影響，但在隔離型DC/DC變換器中，占空比和直流偏置磁場對磁芯損耗都會產生影響，但這些方面的研究成果還較少。磁性元件銅損的建模與計算，也是損耗研究的熱點，目前已經有大量的研究成果可用于分析銅損。最初的研究由Dowell開展，他提出了繞組一維模型，并用截面積等效的方法研究繞組損耗，后續(xù)的研究工作基本上都是在Dowell的基礎上展開的[40]-[41]。進一步的研究發(fā)現(xiàn)了線圈結構對繞組損耗的重要影響，從而提出了級連（Interleave）的概念。但目前的研究成果中，仍然只有很少數(shù)專門針對不同繞組分布對磁性元件損耗的影響，以及變壓器繞組并聯(lián)方法，因此有必要對此做進一步深入的研究。1.2.3電容器損耗研究現(xiàn)狀隨著功率半導體器件的工作頻率不斷提高，電力電子設備可工作在更高的開關頻率下，電容也在不同的頻率下表現(xiàn)出了不同的損耗。對電容損耗的研究離不開電容損耗模型的建立，目前已有不少頗具代表性的研究成果：文獻[42][43]用數(shù)學方法討論了電容損耗隨開關頻率變化的情況以及計算方法；文獻[44]從建立電容等效電路的角度出發(fā)，將產生損耗的電容器等效為理想電容和電阻的串聯(lián)，用損耗系數(shù)（損耗角正切）表示電容的損耗，即等效串聯(lián)電阻上消耗的有功功率；文獻[45]分析了特定電路中電容值變化對電容損耗的影響，提出了相應的電容選型方案；文獻[46]利用一種RLC模型分析了電容各部分損耗產生的機理。正因為電容損耗和溫升是影響電力電子裝置工作壽命的關鍵因素之一，電容器的損耗一直是工程師設計產品所考慮的重點，但目前的電容設計大都基于經驗，對電容損耗產生機理缺乏系統(tǒng)的研究，而且在大多數(shù)設計中，并沒有將電容器各種寄生參數(shù)作為影響系統(tǒng)效率的要素來對待，因此，有必要對電容損耗做進一步的分析研究。1.2.4存在的問題（1）功率器件損耗建模與分析目前不少文獻對IGBT損耗的分析均以PT型器件為研究對象，并在討論關斷損耗時著重考慮了IGBT尾流現(xiàn)象，但是目前廣泛采用的NPT型IGBT在關斷時程中不再出現(xiàn)尾流，因此在用數(shù)學表達式擬合關斷過程中電壓、電流波形時，無需再分段處理。軟開關是減小開關損耗的重要措施，目前的文獻在分析軟開關實現(xiàn)條件時，大多從能量的角度來分析，這樣得出的結論是片面的，無法全面反映各個參數(shù)之間的關系。只有同時從能量和時域模型角度出發(fā)，才能建立完整的軟開關條件。（2）磁性元件損耗建模與分析用于描述磁芯損耗的Steinmetz方程較為復雜，待定參數(shù)較多，在磁芯生產商未給出數(shù)值的情況下，多依賴于實驗測定和擬合，這無疑增加了損耗計算的難度，并使計算結果的準確性很大程度上取決于實驗測定條件是否合理。然而在具體電路的損耗分析中，并不一定需要確定所有待定參數(shù)，工程上往往只需要利用部分參數(shù)明確減小損耗所要采取的措施。大多數(shù)文獻對繞組損耗的討論，只考慮計算表達式的推導，并研究其精確程度，而未考慮計算公式得出的前提條件——繞組均流，而且許多文獻中給出的計算公式中的部分參數(shù)只具有象征性的意義，無法在某一電路中具體實現(xiàn)。（3）電容器損耗分析與設計多數(shù)文獻在選擇電容器參數(shù)時，往往只選用單一種類的電容，采用簡單的并聯(lián)組合。事實上，選用單一種類的電容很難兼顧濾波效果、損耗、散熱及成本等多個問題。1.3本文主要研究內容本文將雙向DC/DC變換器的損耗分為三部分分別研究：功率器件損耗、磁性元件損耗和電容器損耗。針對三部分損耗各自的特點，采用不同方法建立損耗模型，分析現(xiàn)有電路的損耗問題，提出損耗優(yōu)化的方法并計算相應參數(shù)，用實驗對比的方法得出最終的損耗優(yōu)化結果。（1）雙向DC/DC主電路拓撲設計及參數(shù)計算根據(jù)雙向DC/DC變換器樣機的性能指標，設計出滿足要求的主電路拓撲結構，從實現(xiàn)電路功能角度出發(fā)，采用常規(guī)方法計算出電路主要元器件的參數(shù)，包括高頻變壓器、反激繞組、濾波電容和功率器件等。（2）功率器件損耗分析及設計優(yōu)化針對IGBT和快恢二極管各自的動態(tài)開關過程，使用波形近似、擬合的方法得出各部分損耗的時域表達式，明確各損耗點的主要影響因素。從實驗結果中總結現(xiàn)有雙向DC/DC在充、放電模式下所面臨的不同的損耗問題，明確需要改進的方向。根據(jù)充、放電模式的不同電路特點，分別采取不同的損耗優(yōu)化措施，并提出充電ZVZCS軟開關和放電ZVS軟開關的輔助電路參數(shù)迭代優(yōu)化策略，得出優(yōu)化結果。（3）磁性元件損耗分析及設計優(yōu)化分別討論磁芯損耗和繞組損耗各自的產生原因和計算方法，得出其在雙向DC/DC變換器中的近似表達式，明確磁性元件的損耗優(yōu)化措施。從實驗結果中總結現(xiàn)有DC/DC的損耗及發(fā)熱問題，提出用于減小損耗、優(yōu)化效率的新方案，采用實驗對比的方法，同時綜合考慮發(fā)熱、效率、成本和體積等方面，選擇最優(yōu)的解決方案。（4）電容器損耗分析及設計優(yōu)化分析電容的等效電路模型，討論濾波電容在高頻工作條件下產生損耗的主要原因，得出雙向DC/DC電路中兩個濾波電容的不同的損耗表達式。從實驗結果總結濾波電容在損耗方面存在的問題，結合紋波電壓、成本和體積等多方面要求，提出三種濾波電容的損耗優(yōu)化方案，通過對比實驗數(shù)據(jù)，最終確定綜合性能最優(yōu)的電容器選型方案。本文的體系結構如圖1-1所示：圖1-1本文系統(tǒng)結構圖

第2章雙向DC/DC變換器主電路設計按常規(guī)方法設計出的雙向DC/DC變換器主電路拓撲和參數(shù)，可以實現(xiàn)基本功能和指標，但由于在設計之前缺乏實驗參照，往往無法全面考慮各部分器件的損耗問題，因此在器件溫升、效率、EMI等方面都或多或少會存在一些問題。本章將按照所給技術指標，以功能實現(xiàn)為目標，設計雙向DC/DC的主電路拓撲和參數(shù)，以此作為后續(xù)章節(jié)損耗和效率的優(yōu)化對象。2.1樣機技術指標用于微電網(wǎng)系統(tǒng)的雙向DC/DC變換器樣機技術指標如表2-1所示。表2-1雙向DC/DC變換器技術指標充電額定功率Pcharge/kW10放電額定功率Pdischarge/kW20直流母線電壓UDC/V360~400蓄電池電壓UBat/V300~430充電輸出電流Icharge/A2~29放電輸出電流Idischarge/A2~59充電輸出最大電壓紋波△UBat/V12.5放電輸出最大電壓紋波△UDC/V12開關頻率fs/kHz102.2主電路拓撲選擇為提高穩(wěn)定性、保證安全運行、減小對地漏電流并且實現(xiàn)寬范圍輸入輸出電壓的匹配，雙高DCDC主電路拓撲采用隔離型結構。由表2-1中的技術指標可知，DC/DC兩端電壓UBat和UDC較高，適合采用全橋結構，即在高頻隔離變壓器的兩端連接全橋逆變/整流器。因電路具有雙向能量流，開關器件必須選擇具有寄生反并聯(lián)二極管的逆導全控器件，從而實現(xiàn)高頻逆變或整流。輸入輸出電壓幾百伏，電流幾十安，因此主電路無需采用器件串并聯(lián)或中點嵌位等復雜拓撲結構，采用基本的雙向全橋拓撲，即可實現(xiàn)20kW的單機功率輸出。目前主流的雙向DC/DC均采用一端電壓源輸入，一端電流源輸入[15]，電流源側串大電感，具有平滑電流波形的作用。為提高蓄電池使用壽命，需減小蓄電池的電流脈動，因此將電流源一端接蓄電池，電壓源一端接直流母線。電流源輸入必將給電路啟動帶來一定的困難[16]，因此將蓄電池端的電感改造成為具有雙繞組的反激繞組，并增加二極管構成反激式啟動電路，反激繞組的變比nF與變壓器變比nr一致。雙向全橋DC/DC變換器的主電路拓撲結構如圖2-1所示。文獻[15]-[17]對此電路的工作原理做了詳細討論，這里不再贅述。圖2-1雙向DC/DC變換器主電路拓撲結構2.3主電路參數(shù)設計主電路參數(shù)設計包括高頻變壓器、反激繞組、濾波電容和功率器件選型。2.3.1高頻變壓器設計（1）磁芯選型高頻隔離變壓器要求體積小、重量輕、寄生參數(shù)小，因此選用鐵基超微晶鐵芯作為變壓器的磁芯，因其具有較高的飽和磁感應強度，有利于減小體積和匝數(shù)。超微晶鐵芯剩磁較小，故采用無氣隙且具有保護盒的環(huán)形磁芯。因放電模式的輸出功率大于充電模式，所以按放電模式參數(shù)選擇磁芯型號為ONL-1308040，其主要參數(shù)見表2-2。表2-2變壓器磁芯主要參數(shù)有效截面積Ae/cm27磁路長度L/cm33磁芯外徑OD/mm130磁芯內徑ID/mm80磁芯高度HT/mm40保護盒內徑/mm76窗口面積Aw/cm245.34取導線電流密度J=3A/mm2，窗口系數(shù)Ku=0.3，設放電模式下二極管D5～D8消耗的最大功率約為500W，則變壓器N2側輸出功率可估計為PN2=20000+500=20500W，則變壓器的視在功率PT=20500×(1+1/η)，其中η為變壓器效率，估為0.95，所需要磁芯面積乘積為 （2-1）由表2-2數(shù)據(jù)可計算得磁芯面積乘積為317.38cm4，大于233.8cm4，所選磁芯滿足要求。（2）匝比變壓器變比nr，即匝數(shù)比，按DC/DC的充電方向計算，考慮死區(qū)和驅動電路上升和下降沿的充放電時間，半個開關周期內最大占空比設為0.85，則nr為 （2-2）其中Dmax=Ton_max/(Ts/2)。（3）匝數(shù)因加在變壓器繞組N2上的電壓幅值為UDC，所以先計算匝數(shù)N2為 （2-3）從抗飽和角度考慮一定裕量，選取N2為24匝。則匝數(shù)N1為 （2-4）選取N1為34匝。（4）線徑和導線股數(shù)為減小發(fā)熱，導線的線徑應留足裕量，即預設的電流最大有效值應留有余地，取通過繞組N2的電流最大有效值為70A，則每一匝的銅導體截面積為 （2-5）因開關頻率為10kHz，為減小集膚效應，繞組N2選擇直徑為0.69mm的銅導線并聯(lián)，每根導線的有效截面積為(0.69/2)2×2.14=0.3737mm2，每一匝并聯(lián)的導線股數(shù)為23.33/0.3737≈63。取通過繞組N1的電流最大有效值為50A，則每一匝的銅導體截面積為 （2-6）同樣，繞組N1選擇直徑為0.69mm的銅導線并聯(lián)，每一匝繞組并聯(lián)的導線股數(shù)為16.67/0.3737≈45。（5）窗口校驗考慮到導線絕緣厚度，取導體總截面積為銅導體的1.5倍，所占用的窗口面積為(23.33×24+16.67×34)×1.5=16.9cm2<45.34cm2，窗口系數(shù)為16.9/45.34=0.37，因此繞組可以在所選磁芯窗口中繞下。所設計的高頻隔離變壓器如圖2-2所示。圖2-2雙向全橋DC/DC用高頻變壓器2.3.2反激繞組設計（1）電感量由于充電模式比放電模式輸出電流小，繞組N3的電感量應按充電模式參數(shù)計算，按照文獻[47]所提出的電感量計算方法，設定電感電流最大紋波為△Imax=20%IL_max=20%×29=5.8A，則繞組N3的電感量Lf為 （2-7）取一定的裕量，Lf為1.4mH。（2）磁芯選型電感磁芯按照磁芯尺寸與功率處理能力的關系選擇[48]，本電路中依放電模式參數(shù)選型。為減小體積和匝數(shù)，同時方便繞線和設置氣隙，選用矩形鐵基非晶磁芯CFC-113050040040，兩個磁芯并繞，磁芯具體參數(shù)如表2-3所示。表2-3反激繞組磁芯參數(shù)有效截面積Ae/cm212.8窗口面積Aw/cm256.5面積乘積Ap/cm4723.2磁芯長度f/mm193磁芯寬度e/mm130磁芯高度d/mm40窗口長度c/mm113窗口寬度b/mm50取導線電流密度J=4A/mm2，窗口系數(shù)Ku=0.3，反激繞組N3側峰值電流估算為ILpk=1.1×IL_max=1.1×20000/0.85/300=86A，計算所需的磁芯面積乘積為 （2-8）磁芯實際的面積乘積2×723.2=1446.4cm4大于1438.1cm4。（3）匝數(shù)設放電工作時，磁感應強度最大脈動量△Bmax設為0.12T，則 （2-9）匝數(shù)N3取為28匝。 （2-10）所以匝數(shù)N4分別取20匝。（4）氣隙 （2-11）為方便測量，取為1.8mm，即矩形鐵芯的兩個氣隙每處長度0.9mm。（5）線徑流過繞組N3的電流最大有效值為20000/0.8/300=83A，則每一匝的銅導體截面積為 （2-12）因繞組N4只在啟動時工作，故取其電流最大有效值為50A，則每一匝的銅導體截面積為 （2-13）（6）窗口校驗考慮到導線絕緣厚度，取導體總截面積為銅導體的1.5倍，所占用的窗口面積為(20.75×28+12.5×20)×1.5=12.46cm2<56.5cm2，窗口系數(shù)為12.46/56.5=0.22，因此繞組在所選磁芯窗口中可以繞下。所設計的反激繞組如圖2-3所示。圖2-3雙向全橋DC/DC用反激繞組2.3.3濾波電容設計首先計算蓄電池側的濾波電容Cb為 （2-14）然后按文獻[17]給出的方法計算直流母線側濾波電容Cd為 （2-15）上述計算出的濾波電容值只與電容旁路電流交流分量產生的電壓脈動相關，實際上，產生紋波的主要原因還包括電容寄生參數(shù)ESR，因此實際使用的電容值往往遠大于上述計算值，因此式2-14和式2-15的計算結果雖具有指導作用，但實際意義不大。實際電路中，濾波電容采用電解電容串并聯(lián)形式，以提高電容高承擔高電壓的能力同時實現(xiàn)較高容值，并增加均壓電阻，防止電容動靜態(tài)分壓不均。以兩個EPCOS螺栓式2200uF/400V鋁電解電容串聯(lián)組成一組，Cb為這樣的兩組再并聯(lián)，其等效電容為2200uF/800V，Cd為這樣的三組再并聯(lián)，其等效電容為3300uF/800V。2.3.4功率器件選型按放電模式的參數(shù)選取功率器件。對于靠近蓄電池一端的Q1～Q4，其承受的電實際電壓為nrUDC=1.4×400=560V，實際電流最大值為ILpk=1.1×IL_max=86A，所以Q1～Q4選擇300A/1700V的IGBT模塊。對于靠近直流母線一端的Q5～Q8，其承受的電實際電壓為UDC，實際電流最大值為nrILpk=1.4×86=120A，所以Q5～Q8選擇450A/1200V的IGBT模塊。圖2-4為采用本章所設計的電路拓撲和參數(shù)所搭建的雙向DC/DC變換器實驗平臺，圖2-5為組裝完成的雙向DC/DC變換器樣機。圖2-4雙向全橋DC/DC變換器實驗平臺圖2-5雙向全橋DC/DC變換器樣機2.4本章小結本章針對所給技術指標，設計出主電路全橋拓撲結構，并計算了主電路參數(shù)，包括變頻變壓器、反激繞組、濾波電容和功率器件。本章的計算只考慮了實現(xiàn)功能，并未著重考慮變換器的各部分損耗，因此必然會在實際運行中出現(xiàn)一定的損耗和效率問題。本章設計出的電路拓撲將作為后續(xù)損耗分析的研究內容和效率優(yōu)化的對象，計算出的電路參數(shù)將作為后續(xù)章節(jié)中損耗和效率優(yōu)化過程的入口參數(shù)。

第3章功率器件損耗分析及其輔助電路優(yōu)化功率器件的損耗由快恢二極管和IGBT兩部分組成，是構成DC/DC變換器總損耗的主要組成部分[49]，討論其損耗形成的機理并采用損耗優(yōu)化措施，可大大降低器件工作的電壓、電流應力，延長其工作壽命，降低散熱器溫度，提升整機效率。功率器件的損耗主要取決于兩個方面：器件本身特性和器件運行條件。采用開關速度快、恢復時間短、通態(tài)壓降低的器件，要比采用開關速度慢、恢復時間長、通態(tài)壓降高的器件具有更高的效率；電路中采用軟開關，比開關器件工作于硬開關具體更大的優(yōu)勢。本章將從改善功率器件開關環(huán)境的角度出發(fā)，討論快恢二極管和IGBT的損耗模型并分析其在實際電路中的損耗情況，探討減小功率器件損耗的措施及其輔助電路的設計及優(yōu)化方法，并通過實驗驗證其正確性。3.1快恢二極管損耗模型在典型的PWM開關電路中，快恢二極管組成的整流器占總損耗的比重很大，尤其是在非同步整流電路中，二極管整流器帶來的損耗占劇了全部功率器件損耗的約40～60%。雙極性的快恢復二極管由于具有較長的反向恢復時間和較大的反向恢復電流[49]，將對同一電路中IGBT的正常工作產生不良影響，因此本章首先討論快恢二極管的損耗模型。本文所研究的雙向DC/DC主電路中，整流二極管實為IGBT模塊內部的反并聯(lián)二極管，研究其損耗產生的機理、模型和計算方法，有助于根據(jù)實際情況采取合適的措施，從而抑制相應的損耗?？旎謴投O管的損耗主要由三部分構成：關斷損耗、通態(tài)損耗和開通損耗[49]。其中，開通損耗所占比例較小，在有的文獻中將其歸入通態(tài)損耗一并考慮，而關斷損耗和通態(tài)損耗孰輕熟重，取決于元件所處的環(huán)境，例如在低壓大電流下，通態(tài)損耗往往占主要比重，但若采用肖特基二極管（SBD）或同步整流，則使通態(tài)損耗大大減小，若開關頻率進一步提高，則開關損耗可能占主導地位。要解決損耗建模、分析與計算的問題，必須先分析快恢二極管的動態(tài)特性，即其開關過程的電壓、電流波形，如圖3-1。通過對實際電壓、電流的波形的近似處理，用折線和矩形逼近實際波形，可得出電壓電流的近似表達式，從而計算出二極管各部分損耗功率的大小。這種方法不完全從器件內部機理出發(fā)，而只討論電壓、電流典型波形，忽略了某些不易獲取和建模的參數(shù)，如雜散電感、寄生電容等，卻揭示了影響損耗的主要因素，因此在工程上是較為準確并可以接受的。圖3-1快恢二極管開關動態(tài)過程波形（1）關斷損耗快恢二極的反向恢復時間用trr表示，但并非整個關斷過程都會產生損耗，關斷損耗主要集中于二極管電壓反向過零至反向恢復電流降為零的時間段內，如圖3-1中陰影部分?？紤]到二極管電壓反向過零后負增加很快，同時反向恢復電流波形常用等腰三角形來近似表示，因此可知二極管動態(tài)關斷過程的近似波形可簡化如圖3-2。圖3-2快恢二極管關斷過程簡化波形以電壓過零時刻為時間起點，電壓、電流波形的表達式為 （3-1） （3-2）由電壓、電流瞬時值表達式可得出瞬時功率表達式，求其在一個周期內的平均值即為二極管平均關斷損耗功率 （3-3）上述表達式的物理意義可理解為一個開關周期中的能量乘以開關頻率，即為單位時間的能量損耗；也可理解為瞬時損耗功率對單位開關周期求平均，即電壓電流乘積的積分再除以開關周期，所得結果相同。 （3-4）由式3-4可知，在電路其它參數(shù)確定的情況下，二極管關斷損耗主要取決于反向恢復時間trr和反向峰值電流IRM，實際中應當選擇trr和IRM值較小的二極管，也可增加緩沖電路，抑制反向電流變化率，從而減小IRM和PD(OFF)。（2）通態(tài)損耗二極管的通態(tài)損耗由正向導通壓降和正向通態(tài)電流的積乘確定，但通常的計算中，用于計算損耗功率的正向壓降是如圖3-3中的UF，因為UF是數(shù)據(jù)手冊中常給出的數(shù)據(jù)。實際上的二極管正向通態(tài)壓降uF與UF并不相等，這樣計算出的損耗大小也并不準確。考慮到實際壓降uF不易測量，可將功率損耗分為兩部分計算：如圖3-3中二極管正向特性曲線上的黑點表示二極管所處的工作狀態(tài)，通態(tài)損耗應為瞬時電壓電流乘積iFuF，即為圖中兩個矩形①和②的面積之和，利用數(shù)據(jù)手冊上的斜率電阻rD，將快恢二極管通態(tài)損耗表示為式3-5。圖3-3快恢二極管正向靜態(tài)輸出特性 （3-5）由式3-5可知，要減小通態(tài)損耗，不僅要選用低導通電阻的二極管，同時還要考慮開啟電壓。（3）開通損耗開通損耗產生的主要原因是在開通初期，二極管正向壓降有較高的浮動，如圖3-1所示，所持續(xù)的時間為正向開通時間tfr。產生較高初始導通壓降的原因有二：其一，在導通初期電流較小時，電導調制不明顯，二極管的通態(tài)電阻主要是中央?yún)^(qū)的歐姆電阻，其值較大且為固定，因此電流從零增加使正向壓降增加較快，隨著電流逐漸升高，載流子濃度增大，電導調制效應開始顯現(xiàn)，通態(tài)壓降才逐漸降低；其二，導通初期快速上升的電流變化率在器件寄生電感上產生額外的正向壓降。將快恢復二極管開通過程用下面的折線的組成表示為圖3-4所示。圖3-4快恢二極管開通過程簡化波形以正向恢復時間tfr的起點初始時刻，圖3-4電壓電流表達式為 （3-6） （3-7）所以，按照上述關斷損耗的計算思路，可將開通損耗表示為 （3-8）由式3-8可知，影響二極管開通損耗的主要是開能時間tfr和UFM，因此設計電路時應當盡量減少開通過程中電壓的波動和開通持續(xù)的時間。3.2IGBT損耗模型IGBT是適用于高壓大功率的全控型開關器件，由于是MOS與GTR的復合形式，具有電導調制特性，與高壓MOS相比，降低了通態(tài)壓降，減小了通態(tài)損耗，但由于載流子復合消散過程而使開關速度慢于MOS，因此產生了較高的開關損耗，制約其開關頻率的進一步提高。IGBT所處的工作環(huán)境分為理想阻性環(huán)境和實際感性環(huán)境：理想的阻性環(huán)境是指IGBT開關過程中不受周圍器件、導線以及自身的寄生參數(shù)的影響，測試電路的負載也選用純阻性，這種環(huán)境下，IGBT開關過程中有明顯的電壓電流交疊區(qū)域的產生，分析較為方便直觀，如圖3-5；感性環(huán)境是指IGBT開關過程受周圍器件、導線以及自身的寄生參數(shù)的影響，尤其是寄生電感的影響，測試電路的負載選用感性負載，這種開關環(huán)境下的開關電壓電流波形與阻性環(huán)境有較大區(qū)別，如圖3-6。由于實際開關環(huán)境幾乎均為感性，所以后續(xù)分析將以感性開關環(huán)境的分析為主。圖3-5阻性環(huán)境下IGBT開關過程動態(tài)簡化波形圖3-6感性環(huán)境下IGBT開關過程動態(tài)簡化波形IGBT的損耗分為四部分：開通損耗，關斷損耗，通態(tài)損耗，驅動損耗[50]。前三種是IGBT的主要損耗，也是影響電路效率的主要因素，開通損耗和關斷損耗共稱為開關損耗，在高電壓、高開關頻率下，開關損耗占主要成分，在低壓大電流下，通態(tài)損耗占主導地位。（1）開通損耗IGBT的開通過程受開關環(huán)境影響很大，比二極管開關要復雜很多。經計算和對比波形，可得出開通損耗主要由三部分組成，這三者不一定同時具備，但均有助于分析開通損耗產生的機理，現(xiàn)一一討論：a）忽略其它器件對IGBT工作的影響，電流iC上升和電壓uCE下降的交疊部分產生的損耗，用PQ(ON)1表示。這部分損耗主要取決于器件所處的開關環(huán)境，在感性開關環(huán)境中，由于電感緩流作用，往往很小可忽略，但在純阻性開關環(huán)境不可忽略；b）電感工作于CCM時，IGBT開通對應快恢二極管的關斷，IGBT的開通過渡過程中，快恢二極管也同時完成了反向恢復，其反向恢復電流會流過IGBT，或經過變壓器耦合的反饋電流流過IGBT，產生了IGBT開通的一部分損耗，用PQ(ON)2表示，這個值近似等于快恢復二極管的關斷損耗；c）IGBT并聯(lián)電容CCE（包括寄生電容和吸收電容之和）在開通前存儲有電能，開通時會在IGBT內部產生容性開通損耗，用PQ(ON)3表示，當開關管關聯(lián)緩沖電容時，或其寄生電容較大時，這部分損耗應當引起重視。IGBT的開通損耗可表示為三者之和，即 （3-9）現(xiàn)分別討論兩種不同性質開關環(huán)境下的開通損耗計算方法，從而確定其主要影響因素。1）純阻性開關環(huán)境純阻性開關環(huán)境下，開通損耗包含了前文中所講的三個部分，若忽略IGBT的正向導通壓降，分析圖3-5中電壓、電流波形，可得出開通過程中，以電壓下降時刻為時間起點，在tr時間內，電壓、電流的瞬時值表達式為 （3-10） （3-11）各部分開通損耗計算如下： （3-12） （3-13） （3-14）總的開通損耗表達式為 （3-15）2）感性開關環(huán)境uCEuCE（200V/格）iC（10A/格）uCEiCt（5us/格）圖3-7IGBT開通過程實際波形圖3-7為雙向全橋DC/DC變換器測實的IGBT開通過程波形，與圖3-6的理論分析相吻合。感性開關環(huán)境下的開通過程，流過IGBT的電流因電感的作用上升緩慢，使得電壓、電流在暫態(tài)過渡過程中重疊面積很小，極大地減小了PQ(on)1，相比關斷損耗和通態(tài)損耗，其值很小可忽略，而其它部分的損耗表達式同阻性環(huán)境，因此總的損耗可表示為 （3-16）由式3-16可知，實際中大多數(shù)情況下IGBT開通損耗是受快恢二極管和并聯(lián)電容的影響，因此為減小開通損耗，除選用反向恢復特性良好的二極管外，還需注意減小并聯(lián)電容的放電電流，RCD緩沖電路的R不能選太小。（2）關斷損耗傳統(tǒng)上認為，IGBT關斷損耗是IGBT總損耗的最大組成部分，因為雙極性的特點，IGBT關斷時伴隨有載流子（少子）的緩慢復合，因此電流在關斷過程的后半段時期內下降緩慢，形成了電流拖尾現(xiàn)象。事實上，IGBT自1986年投入市場以來到90年代前期，基于外延工藝的PT型IGBT被廣泛采用，這種IGBT用重摻雜P+襯底，具有較高的注入效率而產生過剩載流子，因而會出現(xiàn)電流拖尾現(xiàn)象。而從90年代后期至今，基于擴散工藝的NPT型IGBT，由于自身較PT-IGBT有更多的優(yōu)點而被廣泛采用，逐步取代PT-IGBT而成為市場主導，其最主要的優(yōu)點之一就是：不產生過剩載流子，無電流拖尾現(xiàn)象。圖3-8為雙向全橋DC/DC變換器測實的IGBT關斷過程電壓、電流波形，可見，電流線性下降為零，無尾流，對IGBT關斷過程的建模無需按電流分段描述，使建模變得更加簡便。uCEuCE（200V/格）iC（10A/格）uCEiCt(2.5us/格)圖3-8IGBT關斷過程實際波形由圖3-5和圖3-6可見，在不同開關環(huán)境下的關斷過程中，IGBT的電流、電壓波形截然不同，因此同樣需要分情況考討論：1）純阻性開關環(huán)境在純阻性開關環(huán)境下，IGBT關斷時間tf內電流從IC線性下降至0，電壓從接近于0的水平（忽略正向通態(tài)壓降）線性上升至UCE，由前文中的思路，以關斷起始時刻為時間起點，很容易得出電壓、電流瞬時表達式及關斷損耗的表達式為： （3-17） （3-18） （3-19）從圖3-5中可看出，在理想的開關環(huán)境中，IGBT的關斷過程沒有電壓尖峰和振蕩的現(xiàn)象出現(xiàn)，這對于用數(shù)學表達式逼近其波形并近似計算是有利的，但實際情況下，IGBT關斷伴隨有雜散電感上產生的電壓尖峰和振蕩，比理想情況要復雜的多，因此感性開關環(huán)境下關斷損耗的計算才是研究的重點。2）感性開關環(huán)境關斷過程中IGBT電流線性下降，在雜散電感上產生壓降，使電流在整個下降過程中，IGBT兩端電壓被抬高至UCEP，如圖3-6所示，在電流下降為零后，uCE才落回到穩(wěn)態(tài)值UCE，由于電感、電容的存在，此過程中電壓會產生頻率很高的振蕩。因此，電壓、電流瞬時表達式及關斷損耗可近似表示為 （3-20） （3-21） （3-22）由式3-22可知，在電路參數(shù)確定的情況下，關斷損耗主要決定于電流下降時間和電壓尖峰，因此要選取tf較小的IGBT，并在布線與安裝器件時注意減小可能產生的雜散電感，以減小UCEP。（3）通態(tài)損耗IGBT的平均通態(tài)損耗功率即為通態(tài)壓降與平均電流的乘積在一個周期內的平均值，若已知IGBT通態(tài)電阻，可由電流有效值計算通態(tài)損耗。 （3-23）通常為減小通態(tài)損耗，提高效率，選取數(shù)據(jù)手冊上通態(tài)壓降較小，即導通電阻較小的IGBT，特別是在低壓大電流場合。（4）驅動損耗由于IGBT是電壓型驅動器件，驅動損耗與前三種損耗相比數(shù)值較小，常常可以忽略。然而，隨著開關頻率的提高，器件電壓、電流等級的增大，驅動所需功率隨之增加，驅動功率可能成為不可忽略的一部分。平均驅動功率表達式為： （3-24）其中，QG為門極電荷，即為IGBT開通或關斷過程中，驅動脈沖電流對開通/關斷時間的定積分，△UGE為驅動柵壓的正負擺幅，即正負柵壓絕對值之和。在IGBT驅動過程中，驅動電路所提供的功率一部分直接消耗在柵極電阻和驅動電路內部發(fā)熱上，另一部分暫時儲存在IGBT輸入電容上電能量，而這一部分能量最終還是會轉化為熱能耗散在柵極電阻。因此總體來說，驅動損耗絕大部分是消耗在驅動電路內部和柵極電阻上。值得注意的是，這里計算出的功率為驅動電流的平均功率，并非瞬時功率。3.3功率器件損耗分析在明確了IGBT和快恢二極管各部分損耗產生機理、特性及計算方法后，可以將前述分析方法應用于實際的雙向全橋DC/DC變換器，通過實驗判斷各部分的損耗情況，可總結出實際電路在進一步提高效率和開關頻率方面所面臨的問題，便于找出優(yōu)化損耗和效率的方法。采用如圖2-1所示的電路進行實驗，其參數(shù)指標如表2-1，本電路可以實現(xiàn)正常功能（充/放電切換，定電壓/電流工作），但由于未加任何緩沖電路和采用任何軟開關措施，沒有合理改善功率開關器件的工作環(huán)境，電路在長時間運行時面臨著發(fā)熱、效率和EMI等不容忽視的問題。表3-1為恒壓充電模式下，不同輸入輸出電壓時，變換器在不同輸出功率下穩(wěn)定工作2小時后的整機效率、各散熱器溫度和IGBT電壓尖峰數(shù)值；表3-2為放電模式不同輸入電壓下，以380V恒壓輸出，變換器在不同輸出功率下穩(wěn)定工作2小時后的各項參數(shù)。表3-1充電模式實驗數(shù)據(jù)輸入電壓/V360380400輸出電壓/V430360300輸出功率/kW271027102710整機效率/%92.3695.4495.7791.6894.7795.4291.2093.7093.65IGBT散熱器溫度/℃33.139.645.534.640.346.335.841.847.6二極管散熱器溫度/℃27.833.438.228.834.939.429.535.640.9IGBT尖峰電壓/V364369373383391398408415423表3-1放電模式實驗數(shù)據(jù)輸入電壓/V300360430輸出電壓/V380380380輸出功率/kW714207142071420整機效率/%89.6288.6987.4389.8989.9189.1890.4890.5890.20IGBT散熱器溫度/℃43.151.559.241.949.357.239.447.855.2二極管散熱器溫度/℃38.642.646.336.740.744.534.138.542.1IGBT尖峰電壓/V8951150132081092012507558701100圖3-9為充電、放電模式下，Q1～Q4組成的全橋上下兩端電壓upn和Q8兩端電壓的波形uQ8（uD8）。t（25us/格）upn（5t（25us/格）upn（500V/格）uQ8upnuQ8（500V/格）upn（500V/格）t（25us/格）upnuD8uQ8（500V/格）（a）充電模式（b）放電模式圖3-9充、放電模式下功率器件電壓尖峰實測波形分析上述實驗數(shù)據(jù)和波形，可得出如下結論：1）在放電方向工作時，變壓器原邊的四個開關管Q1～Q4發(fā)熱量較大，關斷時電壓尖峰過高，功率器件產生的大量損耗使散熱器溫度超過環(huán)境溫度30度以上，嚴重地影響了電路性能的提高和器件的使用壽命；2）無論是在充電模式還是在放電模式下，Q1～Q4兩端都有較高的電壓尖峰，而Q8由于電容Cd的鉗位而尖峰較小，由上述損耗模型可知，較高的電壓關斷尖峰會加劇IGBT或二極管的關斷損耗，因此抑制電壓尖峰有利于減小開關損耗。由于充、放電模式下電路拓撲的對偶性，用于減小放電模式IGBT電壓尖峰的措施同樣會抑制充電模式二極管電壓的尖峰；3）無論在充電還是放電，IGBT都是比二極管更加嚴重的發(fā)熱源；4）在滿載放電方向工作情況下，整機平均效率只維持在87%～90%附近的較低水平；滿載充電方向工作效率也并不理想，仍有較大的上調空間；5）由于電壓尖峰得不到抑制，電路母線電壓本來就較高，造成的很高強度的EMI，影響周邊設備和自身的正常工作。下面將分別針對充電和放電模式，分析不同的電路改進措施，旨在從不同角度、用不同方法改善功率器件、尤其是IGBT的開關環(huán)境和動態(tài)開關軌跡。3.4充電模式功率器件損耗及效率優(yōu)化策略圖2-1所示的雙向全橋DC/DC變換器的變壓器匝數(shù)決定了正常工作的占空比變化范圍，IGBT和二極管的電壓和電流應力，從而影響功率器件的損耗和選型。變壓器匝比nr首先由充電模式的參數(shù)確定，然后代入放電模式的電壓傳遞特性公式中校驗最大占空比，反復調整nr可以同時滿足充、放電輸入輸出電壓范圍的匹配，同時使放電模式的最大占空比不超過所設定的最大值75%。因此，本節(jié)將先從充電模式入手，在首先確定nr的基礎上，討論IGBT損耗的優(yōu)化策略。本文研究的雙向全橋DC/DC變換器充電額定功率10kW，放電額定功率20kW，器件的容量必然按照放電模式來選擇，因而在充電模式工作的DC/DC變換器損耗和發(fā)熱并不特別嚴重，效率比滿負荷放電工作時要高，然而，充電模式下效率遠沒有達到理想指標，而且變換器效率和發(fā)熱情況仍然有很大的提升空間，有必要針對充電模式的電路拓撲特點，采用合適的措施減小功率器件的損耗。在圖2-1電路的基礎上，可考慮兩種措施以優(yōu)化損耗：1）在硬開關電路上加緩沖電路，緩沖可采用有損耗形式，也可采用無損耗形式。緩沖電路可以改變功率器件的動態(tài)開關軌跡，將開關管上的損耗轉移到緩沖電路中并在電阻上消耗，或者暫時存儲在儲能元件中，隨后回饋給電源或釋放給負載。工程上常用RC或RCD組成的吸收電路并聯(lián)在開關器件兩端。2）因充電模式的電路實為最常見的電壓源輸入隔離型全橋DC/DC變換器，可在電路中增加少量輔助電路，并采用PWM移相控制，在變壓器原邊實現(xiàn)ZVS或ZCS，改善開關環(huán)境，可減小功率器件的開關損耗，并且不會在輔助電路上產生熱能耗散，大大提升效率并減小EMI強度。3.4.1硬開關加緩沖電路電路在硬開關充電工作情況下，IGBT控制極時序為：Q5～Q8占空比相同且不超過50%，Q5、Q8同相位，Q6、Q7同相位，Q5、Q8與Q6、Q7這兩對斜對管相位相差180度，即半個周期?？紤]到全橋變換器的電壓較高，功率較大，可在Q5～Q8橋側采用RCD緩沖電路，分為充放電型RCD緩沖電路和放電阻止型RCD緩沖電路兩種分別討論[51]。充電模式下Q1～Q4關斷，D1～D4充當整流二極管，二極管在關斷時電流迅速下降，寄生電感上產生很大電壓，同時伴隨著寄生電感和電容的諧振，往往會產生二極管反向關斷過電壓。由于繞組N3電感的恒流作用，使寄生電感電容的諧振能量較強，二極管反向關斷過電壓較高而不易抑制，產生較大的損耗，可在二極管D1～D4各自分別并聯(lián)RC吸收電路。（1）IGBT充放電型RCD緩沖電路圖3-10充電模式下加充放電型RCD緩沖電路的雙向全橋DC/DC電路充放電型RCD緩沖電路如圖3-10中陰影部分所示，每個橋臂使用一組緩沖電路，這種結構廣泛應用在全橋、半橋電路中。緩沖電路工作原理為：IGBT在關斷期間電流轉移至緩沖電路，由于二極管和電阻并聯(lián)，電阻在此期間被短路，相當于電容直接并在IGBT兩端，電容的緩壓作用使IGBT兩端關斷電壓上升時刻推遲，并且減小du/dt，使IGBT電流下降過程中，其兩端電壓上升很小，減小了關斷損耗，同時抑制了關斷過電壓峰值；關斷過程結束后，緩沖電容兩端電壓被充至直流母線UDCbus甚至更高，IGBT在開通時，儲存在電容上的這部分能量通過導通的IGBT和電阻構成的放電回路釋放，以熱能的形式消耗在電阻和IGBT上。圖3-11為充電工作，輸入360V，輸出430V時，增加充放電型RCD緩沖電路前后的整機效率和IGBT散熱器溫度的對比。前后前后前后前后 （a）整機效率 （b）IGBT散熱器溫度圖3-11充電模式下增加充放電型RCD緩沖電路前后實驗數(shù)據(jù)分析實驗數(shù)據(jù)可知，充放電型RCD緩沖電路在抑制開關損耗方有一定的效果，并且抑制了IGBT兩端電壓尖峰，使其損耗減小，溫升降低，但隨著功率的增大，這種效果逐漸減弱；充放電型RCD緩沖電路對充電模式下的效率影響不明顯，甚至會隨功率的提升，效率與未加緩沖時相比不升高反而降低。若在大功率時進一步加大電容，雖然會抑制IGBT溫升和電壓尖峰，但整機效率會進一步降低。綜上分析，充放電型RCD緩沖電路具有如下特點：IGBT在一旦關斷，緩沖電路立刻投入運行，緩沖電容的緩壓作用在整個關斷時間內一直保持并抑制關斷損耗；緩沖電容在充電過程中，充電電流不流過電阻，相比相同參數(shù)的RC緩沖，電阻功率更小，因此可進一步增大電容，增強電壓吸收效果；由于電容儲能在IGBT開通過程中釋放，增加了IGBT容性開通損耗PQ(ON)3；緩沖電路將IGBT關斷損耗轉移至緩沖電阻和IGBT通態(tài)電阻上，雖然減小了IGBT電壓應力，降低了IGBT溫升，但整機效率提升不明顯，甚至可能使效率降低。（2）IGBT放電阻止型RCD緩沖電路圖3-12充電模式下加放電阻止型RCD緩沖電路的雙向全橋DC/DC電路放電阻止型RCD緩沖電路如圖3-12中陰影部分所示，同上一種緩沖電路相比略有改進，這種結構可用在大功率的全橋、半橋電路當中。該緩沖電路的工作原理：在穩(wěn)態(tài)時緩沖電容兩端電壓等于母線電壓UDCbus，因此IGBT關斷時緩沖電路并非立刻投入工作，當關斷電壓超過UDCbus時，緩沖電容開始對IGBT兩端鉗位，抑制關斷電壓進一步上升；當關斷過程結束后，儲存在緩沖電容的能量就立刻開始通過電阻向直流母線釋放，其兩端電壓只下降到UDCbus為止，因此該電路被稱為放電阻止型緩沖電路。圖3-13為充電工作，輸入360V，輸出430V時，增加放電阻止型RCD緩沖電路前后的整機效率和IGBT散熱器溫度的對比。前后前后前后前后 （a）整機效率 （b）IGBT散熱器溫度圖3-13充電模式下增加放電阻止型RCD緩沖電路前后實驗數(shù)據(jù)由實驗數(shù)據(jù)可知，放電阻止型RCD緩沖電路對IGBT損耗、溫升和整機的效率都影響不大。結合該緩沖電路的特點和工作原理，分析可得放電阻止型RCD緩沖電路與充放電型RCD緩沖電路有三點區(qū)別：其一，本電路無法有效抑制IGBT關斷期的電壓上升率，關斷期間負載動態(tài)軌跡與無緩沖時相差不大；其二，儲存在電容中的能量釋放時間不同，放電阻止型RCD緩沖電路在關斷期結束后立刻放電，不對IGBT造成額外的容性開通損耗；其三，電容放電只放到電壓等于直流母線，而不會放至電壓為零，因此放電持續(xù)時間短，在電阻上產生能耗更小，可進一步增加電容值，減小關斷電壓超調值。（3）二極管RC吸收電路圖3-14充電模式下二極管加RC緩沖電路的雙向全橋DC/DC電路RC緩沖是二極管吸收電路中使用最廣泛的電路，如圖3-14陰影部分所示。RC吸收電路的工作原理：二極管關斷時，其端電壓過零反向后，RC電路即刻投入工作，電容的緩壓作用抑制關斷期的du/dt，并推遲了電壓上升至最高點的時刻，減小了圖3-1中陰影部分的面積，從而減小了二極管關斷損耗，抑制二極管關斷電壓超調，降低了EMI強度；Q5～Q8關斷期間儲存在電容上的能量通過電阻釋放給負載，隨后四支二極管續(xù)流。圖3-15為充電模式，輸入360V，輸出430V時，二極管增加RC緩沖電路前后的整機效率和二極管散熱器溫度的對比。前后前后前后前后 （a）整機效率 （b）二極管散熱器溫度圖3-15充電模式下增加二極管RC緩沖電路前后實驗數(shù)據(jù)分析上述實驗數(shù)據(jù)可知，二極管兩端并聯(lián)RC吸收電路，從減小二極管關斷損耗的方面來看，效果明顯，同時抑制了電壓尖峰；吸收電路儲能的釋放回路不經過開通的二極管，不會像IGBT充放型RCD緩沖電路一樣增大開通電流，增加開通損耗；但是，整機效率并沒有得以大幅提升，與原來相比反而有下降的趨勢。對比以上各緩沖電路的工作原理和實驗數(shù)據(jù)，可得出以下結論：1）本章研究的重點是減小功率器件的損耗，從這個角度考慮，盡管IGBT充放電型RCD緩沖電路增加了一部分開通損耗，但相比于放電阻止型RCD緩沖電路具有更大的優(yōu)勢；2）放電阻止型緩沖電路在抑制關斷過電壓方面的優(yōu)勢無法彌補它在減小關斷損耗方面的不足，況且，關斷過電壓越低未必對應于關斷損耗越小，只要電壓上升時間獲得足夠的延遲，在較高的關斷超調電壓下仍然有較小的關斷損耗，因此若采用有損緩沖抑制IGBT開關損耗，則充放電型RCD緩沖電路是優(yōu)選；3）相比于未加任何緩沖前的電路，增加二極管RC吸收電路對其關斷損耗有較大改善；二極管緩沖電路還有一種形式，即為串聯(lián)小電感，再增加阻性放能電阻，但這種電路在DC/DC工作于放電模式時，會造成Q1～Q4關斷過電壓更為嚴重，故RC吸收電路是二極管有損緩沖電路的優(yōu)選。3.4.2移相全橋軟開關及輔助電路參數(shù)優(yōu)化若使Q5～Q6的PWM驅動信號采用移相控制，即同一半橋上下橋臂驅動信號相位互補，占空比保持50%恒定（不計死區(qū)），通過調節(jié)兩個半橋的驅動相位差來調節(jié)輸出電壓，這樣做的好處是使Q5～Q6實現(xiàn)軟開關。目前關于移相全橋軟開關已有大量的文獻，本文采用文獻[15]提出電路結構，利用有源鉗位支路實現(xiàn)ZVZCS，如圖3-16，具體的工作原理將不再贅述。本節(jié)著重討論幾個主要模態(tài)的等效電路，從而得出軟開關實現(xiàn)的條件，進而提出一種用于雙向全橋DC/DC變換器軟開關輔助電路參數(shù)優(yōu)化方法。圖3-16增加有源鉗位支路的雙向全橋DC/DC電路采用如圖3-16所示的有源鉗位DC/DC變換器利用副邊的一個鉗位電容Cc和一個有源開關（Qc+Dc）組成簡單的輔助網(wǎng)絡，無須其它能耗元件就可使原邊實現(xiàn)軟開關，同時將副邊二極管反峰電壓鉗位在較低水平，大大減小du/dt，效率較高，適用于大功率場合。圖3-16中變壓器原邊的Q5、Q7設為超前橋臂，Q6、Q8設為滯后橋臂。（1）移相全橋軟開關工作原理圖3-16中移相全橋ZVZCS軟開實現(xiàn)原理簡述如下：在滯后橋臂剛開通后，經一段很短的時間，變壓器漏感和鉗位電容發(fā)生諧振，鉗位電容充電后保持其充電電壓不再參與電路工作，一直到相應超前橋臂關斷；超前橋臂關斷瞬間由于并聯(lián)電容的緩壓作用，關斷期間電壓緩升，近似得出ZVOFF；由于副邊整流后電壓受電容Cc鉗位，使其能夠折合到原邊，在原邊漏感上產生壓差，形成一個與原邊電流方向相反的阻斷電壓源，強迫原邊電流下降，在其下降至0之前，即將開通的超前橋臂并聯(lián)電容上電荷被完全抽盡，反并聯(lián)二極管導通，使該超前橋臂實現(xiàn)ZVON；鉗位電容繼續(xù)迫使變壓器原邊電流復位歸零，在滯后橋臂開通和關斷之前，電流已經復位為零，因此實現(xiàn)滯后橋臂的ZCON和ZCOFF。值得注意的是，通常移相全橋只關注原邊開關管的軟開關實現(xiàn)，但本電路的副邊鉗位電路使整流二極管在反向恢復時，由于變壓器漏感和鉗位電容的諧振，反向電壓緩升，不再出現(xiàn)較大的電壓超調和振蕩，圖3-2中陰影部分面積減小，二極管損耗大大降低。由于在此過程中，鉗位電容的能量全部用來復位原邊電流與釋放給負載，沒有有損元件參與，可大幅度提升整機效率。（2）關鍵模態(tài)等效電路模型重點討論兩個主要模態(tài)MODE1和MODE2（以Q5關斷，Q7開通為例），這兩種模態(tài)附近時刻的主要電路波形如圖3-17：圖3-17ZVZCS電路主要模態(tài)波形MODE1t0——t1，Q5在t0時刻關斷，鉗位開關Qc同時開通，鉗位電容Cc開始通過電感繞組N3向負載放電，橋臂C5、C7開始充放電，uab減小，鉗位電容電壓uCc折射到原邊的電壓與uab相減，其差值加在原邊漏感上，形成電流阻斷源，原邊電流開始減小，在t1時刻，C7中電荷被抽盡，即uab下降至零。此模態(tài)的等效電路如圖3-18。圖3-18模態(tài)1等效電路由等效電路的KCL和KVL關系，可列出下面的方程組 （3-25）這里的Io指充電模式的輸出電流，方程組的初始條件為ip(t0)=nrIo，uCc(t0)=2nrUDC，其中uCc(t0)可由變壓器漏感Llk和Cc諧振過程列式求出。解得 （3-26） （3-27）其中，，，為變壓器漏感。由uab(t)的表達式容易解得本模態(tài)持續(xù)的時間為 （3-28）MODE2t1——t2，t1時刻uab下降至零后，D7自然導通，uCc折射到原邊成為電流阻斷源，迫使原變電流迅速下降，t2時刻ip復位為零，iCc上升到最大值，并且假設此時鉗位電容并未放電完畢。此模態(tài)的等效電路如圖3-19。圖3-19模態(tài)2等效電路由等效電路的KCL和KVL關系，可列出下面的方程組 （3-29）初始條件為MODE1結束時的狀態(tài)，設其為，解方程得 （3-30） （3-31）其中，，由ip(t)的表達式容易解得本模態(tài)持續(xù)的時間為（3-32）（3）ZVZCS軟開關實現(xiàn)條件圖3-16所示的電路中，超前橋臂Q5、Q7實現(xiàn)ZVS，滯后橋臂Q6、Q8實現(xiàn)ZCS，二者軟開關實現(xiàn)條件并不相同，需分別討論。超前橋臂Q5、Q7實現(xiàn)ZVS的條件有兩個：1）將要開通的開關管必須在其反并聯(lián)二極管導通后才給入導通信號，即在上下管死區(qū)時間內，緩沖電容Q5和Q7必須充放電完畢，uab降為零。從超前橋臂的開關管關斷到同側另一管并聯(lián)電容放電完畢的時間，也就是MODE1經歷的時間，設超前橋臂Q5、Q7死區(qū)時間為td57，因此有 （3-33）因uCc為變量不易確定，可將條件再縮小，得到使式3-33成立的充分條件為 （3-34）2）在超前橋臂的死區(qū)時間內，反并聯(lián)二極管中電流不能為零，即變壓器原邊電流不能為零。因為原邊如果電流減為零，放電完畢的緩沖電容會再次充電，相應關管開通會產生容性損耗，使零電壓開通的條件無法實現(xiàn)，因此有 （3-35）滯后橋臂Q6、Q8實現(xiàn)ZCS的條件只有一個：在滯后橋臂的開關管關斷之前，原邊電流必須復位為零[52]，因此有 （3-36）其中，D為半周期內變壓器原邊電壓的占空比。結合式3-33將上式的條件縮小可得 （3-37）同時將的表達式放大為 （3-38）將上面兩式綜合可得充分條件 （3-39）化簡可得到ZCS條件成立的充分條件 （3-40）可認為 （3-41）綜上所述，只要滿足式（3-34）、（3-35）、（3-40），就可滿足ZVZCS的條件。（4）ZVZCS軟開關參數(shù)迭代優(yōu)化策略在明確充電模式軟