第三章 有源逆變電路

《電力電子技術》第三章有源逆變電路PowerElectronicsTechnology第一節(jié)有源逆變電路

變壓器漏感對整流電路的影響考慮包括變壓器漏感在內的交流側電感的影響，該漏感可用一個集中的電感LB表示以三相半波為例，然后將結論推廣VT1換相至VT2的過程：因a、b兩相均有漏感，故ia、ib均不能突變，于是VT1和VT2同時導通，相當于將a、b兩相短路，在兩相組成的回路中產生環(huán)流ik。ik=ib是逐漸增大的，而ia=Id-ik是逐漸減小的。當ik增大到等于Id時，ia=0，VT1關斷,換流過程結束。

考慮變壓器漏感時的三相半波可控整流電路及波形換相重疊角——換相過程持續(xù)的時間，用電角度g表示換相過程中，整流電壓ud為同時導通的兩個晶閘管所對應的兩個相電壓的平均值換相壓降——與不考慮漏感時相比，ud平均值降低的多少換相重疊角g的計算由上式得進而得出：當時,g隨其它參數變化的規(guī)律：（1）Id越大則g越大；（2）XB越大g越大；（3）當a≤90

時，

越小g越大。電路形式單相全波單相全控橋三相半波三相全控橋m脈波整流電路①②表2-2各種整流電路換相壓降和換相重疊角的計算變壓器漏抗對各種整流電路的影響注：①單相全控橋電路中，環(huán)流ik是從-Id變?yōu)镮d。本表所列通用公式不適用；

②三相橋等效為相電壓等于的6脈波整流電路，故其m=6，相電壓按代入。變壓器漏感對整流電路影響的一些結論（1）出現換相重疊角g

，整流輸出電壓平均值Ud降低。（2）

整流電路的工作狀態(tài)增多（3）

晶閘管的di/dt

減小，有利于晶閘管的安全開通。有時人為串入進線電抗器以抑制晶閘管的di/dt。（4）

換相時晶閘管電壓出現缺口，產生正的du/dt，可能使晶閘管誤導通，為此必須加吸收電路。（5）

換相使電網電壓出現缺口，成為干擾源。

許多電力電子裝置要消耗無功功率，會對公用電網帶來不利影響：電力電子裝置還會產生諧波，對公用電網產生危害，包括：許多國家都發(fā)布了限制電網諧波的國家標準，或由權威機構制定限制諧波的規(guī)定。國家標準（GB/T14549-93）《電能質量

公用電網諧波》從1994年3月1日起開始實施。整流電路的諧波和功率因數諧波和無功功率分析基礎1.諧波滿足狄里赫利條件，可分解為傅里葉級數基波（fundamental）——在傅里葉級數中，頻率與工頻相同的分量諧波——頻率為基波頻率大于1整數倍的分量諧波次數——諧波頻率和基波頻率的整數比n次諧波電流含有率以HRIn（HarmonicRatioforIn）表示電流諧波總畸變率THDi（TotalHarmonicdistortion）定義為Ih總諧波電流有效值2.功率因數正弦電路中的情況:電路的有功功率就是其平均功率：視在功率為電壓、電流有效值的乘積，即S=UI無功功率定義為：

Q=UI

sinj功率因數l定義為有功功率P和視在功率S的比值：此時無功功率Q與有功功率P、視在功率S之間有如下關系：功率因數是由電壓和電流的相位差j決定的：l=cos

j非正弦電路中的情況有功功率、視在功率、功率因數的定義均和正弦電路相同公用電網中，通常電壓的波形畸變很小，而電流波形的畸變可能很大。因此，不考慮電壓畸變，研究電壓波形為正弦波、電流波形為非正弦波的情況有很大的實際意義。設正弦波電壓有效值為U，畸變電流有效值為I，基波電流有效值及與電壓的相位差分別為I1和j1。這時有功功率為：P=UI1

cosj1功率因數為：非正弦電路的無功功率定義很多，但尚無被廣泛接受的科學而權威的定義一種簡單的定義是仿照式（

）給出的：

這樣定義的無功功率Q反映了能量的流動和交換，目前被較廣泛的接受，但該定義對無功功率的描述很粗糙。

基波因數——n=I1/I，即基波電流有效值和總電流有效值之比位移因數（基波功率因數）——cosj

1也可仿照式（Q=UI

sinj

）定義無功功率，采用符號Qf，忽略電壓中的諧波時有：Qf=UI1

sinj

1

在非正弦情況下，，因此引入畸變功率D，使得：

比較可得：

忽略電壓諧波時

這種情況下，Qf為由基波電流所產生的無功功率，D是諧波電流產生的無功功率。帶阻感負載時可控整流電路交流側諧波和功率因數分析1.單相橋式全控整流電路忽略換相過程和電流脈動，帶阻感負載，直流電感L為足夠大變壓器二次側電流諧波分析：n=1,3,5,…電流中僅含奇次諧波各次諧波有效值與諧波次數成反比，且與基波有效值的比值為諧波次數的倒數功率因數計算基波電流有效值為i2的有效值I=Id基波因數為電流基波與電壓的相位差就等于控制角

，故位移因數為所以，功率因數為2.三相橋式全控整流電路阻感負載，忽略換相過程和電流脈動，直流電感L為足夠大以

=30

為例，交流側電壓和電流波形如圖2-20中的ua和ia波形所示。此時，電流為正負半周各120

的方波，其有效值與直流電流的關系為變壓器二次側電流諧波分析：電流基波和各次諧波有效值分別為電流中僅含6k

1(k為正整數)次諧波各次諧波有效值與諧波次數成反比，且與基波有效值的比值為諧波次數的倒數功率因數計算基波因數為電流基波與電壓的相位差仍為

，故位移因數仍為功率因數為整流輸出電壓和電流的諧波分析整流電路的輸出電壓中主要成分為直流，同時包含各種頻率的諧波，這些諧波對于負載的工作是不利的

=0

時，m脈波整流電路的整流電壓和整流電流的諧波分析將縱坐標選在整流電壓的峰值處，則在-p/m~p/m區(qū)間，整流電壓的表達式為：式中，k=1，2，3…；且：對該整流輸出電壓進行傅里葉級數分解，得出：為了描述整流電壓ud0中所含諧波的總體情況，定義電壓紋波因數

為ud0中諧波分量有效值UR與整流電壓平均值Ud0之比：其中U為整流電壓有效值m23612∞gu（%）48.218.274.180.9940表2-3給出了不同脈波數m時的電壓紋波因數值負載電流的傅里葉級數可由整流電壓的傅里葉級數求得：當負載為R、L和反電動勢E串聯時，上式中：n次諧波電流的幅值dn為：n次諧波電流的滯后角為：

=0

時整流電壓、電流中的諧波有如下規(guī)律：（1）m脈波整流電壓ud0的諧波次數為mk（k=1，2，3...）

次，即m的倍數次；整流電流的諧波由整流電壓的諧波決定，也為mk次；（2）當m一定時，隨諧波次數增大，諧波幅值迅速減小，表明最低次（m次）諧波是最主要的，其它次數的諧波相對較少；當負載中有電感時，負載電流諧波幅值dn的減小更為迅速；（3）m增加時，最低次諧波次數增大，且幅值迅速減小，電壓紋波因數迅速下降。

不為0

時的情況：m波整流電壓諧波的一般表達式十分復雜，下面給出三相橋式整流電路的結果，說明諧波電壓與

角的關系以n為參變量，n次諧波幅值（取標幺值）對

的關系如右圖所示當

從0

~90

變化時，ud的諧波幅值隨

增大而增大

=90

時諧波幅值最大

從90

~180

之間電路工作于有源逆變工作狀態(tài)，ud的諧波幅值隨

增大而減小第一節(jié)有源逆變電路一、逆變的概念1.什么是逆變？為什么要逆變？逆變（invertion）—把直流電轉變成交流電，整流的逆過程例：電力機車下坡行駛,卷揚機下降過程等逆變電路—把直流電逆變成交流電的電路有源逆變電路——交流側和電網連結應用：直流可逆調速系統、交流繞線轉子異步電動機串級調速以及高壓直流輸電等對于可控整流電路，滿足一定條件就可工作于有源逆變。既工作在整流狀態(tài)又工作在逆變狀態(tài)，稱為變流電路無源逆變——變流電路的交流側不與電網聯接，而直接接到負載圖b

）回饋制動狀態(tài)，M作發(fā)電運轉，此時，EM>EG，電流反向，從M流向G故M輸出電功率，G則吸收電功率，M軸上輸入的機械能轉變?yōu)殡娔芊此徒oG圖c）兩電動勢順向串聯，向電阻R

供電，G和M均輸出功率，由于R

一般都很小，實際上形成短路，在工作中必須嚴防這類事故發(fā)生2.直流發(fā)電機—電動機系統電能的流轉圖a

）M電動運轉,EG>EM,電流Id從G流向M，M吸收電功率3.逆變產生的條件單相全波電路代替上述發(fā)電機M電動運行，全波電路工作在整流狀態(tài),

在0~/2

間，Ud為正值,并且Ud

>EM，才能輸出Id

交流電網輸出電功率電動機則輸入電功率M回饋制動，由于晶閘管的單向導電性，Id方向不變，欲改變電能的輸送方向，只能改變EM極性。為了防止兩電動勢順向串聯，Ud極性也必須反過來，即Ud應為負值，且|EM

|>|Ud|，才能把電能從直流側送到交流側,實現逆變電能的流向與整流時相反,M輸出電功率,電網吸收電功率Ud可通過改變

來進行調節(jié)，逆變狀態(tài)時Ud為負值，逆變時在

/2~

間半控橋或有續(xù)流二極管的電路，因其整流電壓ud不能出現負值，也不允許直流側出現負極性的電動勢，故不能實現有源逆變。欲實現有源逆變，只能采用全控電路。產生逆變的條件有二（1）有直流電動勢，其極性和晶閘管導通方向一致，其值大于變流器直流側平均電壓（2）晶閘管的控制角

>

/2，使Ud為負值三相橋整流電路的有源逆變工作狀態(tài)逆變和整流的區(qū)別：控制角

不同

0<

<

p

/2時，電路工作在整流狀態(tài)p

/2<

<

p時，電路工作在逆變狀態(tài)可沿用整流的辦法來處理逆變時有關波形與參數計算等問題把a>p/2時的控制角用p-a=b表示，b稱為逆變角而逆變角b和控制角a的計量方向相反，其大小自b=0的起始點向左方計量三相橋式電路工作于有源逆變狀態(tài)時波形如圖所示有源逆變狀態(tài)時各電量的計算：Ud=-2.34U2cosb=

-1.35U2Lcosb直流電壓:輸出直流電流:從交流電源送到直流側負載的有功功率為

Pd=RId2+EMId晶閘管的電流:有效值為:平均值:變壓器二次側線電流的有效值:逆變失敗與最小逆變角的限制（1）觸發(fā)電路工作不可靠，不能適時、準確地給各晶閘管分配脈沖，如脈沖丟失、脈沖延時等，致使晶閘管不能正常換相（2）晶閘管發(fā)生故障，該斷時不斷，或該通時不通（3）交流電源缺相或突然消失.（4）換相的裕量角不足,引起換相失敗逆變失敗（逆變顛覆）——逆變時，一旦換相失敗，外接直流電源就會通過晶閘管電路短路，或使變流器的輸出平均電壓和直流電動勢變成順向串聯，形成很大短路電流

1.逆變失敗的原因

換相重疊角的影響當b>g時，換相結束時，晶閘管能承受反壓而關斷。如果b<g時，該通的晶閘管（VT2）會關斷，而應關斷的晶閘管（VT1)不能關斷，最終導致逆變失敗。2.確定最小逆變角bmin的依據逆變時允許采用的最小逆變角b應等于bmin=d+g+q′為對重疊角的范圍有所了解，舉例如下：某裝置整流電壓為220V，整流電流800A，整流變壓器容量為240kV。A，短路電壓比Uk%為5%的三相線路，其的值約15

~20

。晶閘管的關斷時間tq折合的電角度，tq大的可達200~300ms，折算到電角度約4

~5

換相重疊角，隨直流平均電流和換相電抗的增加而增大安全裕量角。主要針對脈沖不對稱程度（一般可達5

）。值約取為10

最小角一般取30--35第二節(jié)相控電路的驅動控制相控電路：晶閘管可控整流電路，通過控制觸發(fā)角a的大小即控制觸發(fā)脈沖起始相位來控制輸出電壓大小采用晶閘管相控方式時的交流交流電力變換電路和交交變頻電路（第4章）相控電路的驅動控制為保證相控電路的正常工作，很重要的一點是應保證按觸發(fā)角a的大小在正確的時刻向電路中的晶閘管施加有效的觸發(fā)脈沖。對于相控電路這樣使用晶閘管的場合，也習慣稱為觸發(fā)控制，相應的電路習慣稱為觸發(fā)電路本節(jié)主要內容大、中功率的變流器對觸發(fā)電路的精度要求較高，對輸出的觸發(fā)功率要求較大，故廣泛應用的是晶體管觸發(fā)電路，其中以同步信號為鋸齒波的觸發(fā)電路應用最多在第一章已簡單介紹了觸發(fā)電路應滿足的要求、晶閘管觸發(fā)脈沖的放大等內容，較為孤立。本節(jié)主要介紹觸發(fā)脈沖與晶閘管所處電路相結合2.9.1同步信號為鋸齒波的觸發(fā)電路輸出可為雙窄脈沖（適用于有兩個晶閘管同時導通的電路），也可為單窄脈沖三個基本環(huán)節(jié)：脈沖的形成與放大、鋸齒波的形成和脈沖移相、同步環(huán)節(jié)。此外，還有強觸發(fā)和雙窄脈沖形成環(huán)節(jié)1．脈沖形成環(huán)節(jié)V4、V5——脈沖形成V7、V8——脈沖放大控制電壓uco加在V4基極上。uco對脈沖的控制作用及脈沖形成：

uco=0時，V4截止。V5飽和導通。V7、V8處于截止狀態(tài)，無脈沖輸出。電容C3充電，充滿后電容兩端電壓接近2E1(30V)Uco=0.7V時，V4導通，A點電位由+E1(+15V)

1.0V左右，V5基極電位

約-2E1(-30V)，V5立即截止。V5集電極電壓由-E1(-15V)

+2.1V，V7、V8導通，輸出觸發(fā)脈沖。電容C3放電和反向充電，使V5基極電位

，直到ub5>-E1(-15V)，V5又重新導通。使V7、V8截止，輸出脈沖終止。脈沖前沿由V4導通時刻確定，脈沖寬度與反向充電回路時間常數R11C3有關電路的觸發(fā)脈沖由脈沖變壓器TP二次側輸出，其一次繞組接在V5集電極電路中2.鋸齒波的形成和脈沖移相環(huán)節(jié)電路組成鋸齒波電壓形成的方案較多，如采用自舉式電路、恒流源電路等恒流源電路方案由V1、V2、V3和C2等元件組成V1、VS、RP2和R3為一恒流源電路

工作原理V2截止時，恒流源電流I1c對電容C2充電，調節(jié)RP2，即改變C2的恒定充電電流I1c，可見RP2是用來調節(jié)鋸齒波斜率的。V2導通時，因R4很小故C2迅速放電，ub3電位迅速降到零伏附近V2周期性地通斷，ub3便形成一鋸齒波，同樣ue3也是一個鋸齒波射極跟隨器V3的作用是減小控制回路電流對鋸齒波電壓ub3的影響V4基極電位由鋸齒波電壓、控制電壓uco、直流偏移電壓up三者作用的疊加所定如果uco=0，up為負值時，b4點的波形由uh+

確定當uco為正值時，b4點的波形由uh++

確定M點是V4由截止到導通的轉折點，也就是脈沖的前沿加up的目的是為了確定控制電壓uco=0時脈沖的初始相位

三相全控橋時的情況:接感性負載電流連續(xù)時，脈沖初始相位應定在

=90

；如果是可逆系統，需要在整流和逆變狀態(tài)下工作，要求脈沖的移相范圍理論上為180

（由于考慮

min和bmin，實際一般為120

），由于鋸齒波波形兩端的非線性，因而要求鋸齒波的寬度大于180

，例如240

，此時，令uco=0，調節(jié)up的大小使產生脈沖的M點移至鋸齒波240

的中央（120

處），相應于

=90

的位置。如uco為正值，M點就向前移，控制角

<90

，晶閘管電路處于整流工作狀態(tài)如uco為負值，M點就向后移，控制角

>90

，晶閘管電路處于逆變狀態(tài)。

同步——要求觸發(fā)脈沖的頻率與主電路電源的頻率相同且相位關系確定鋸齒波是由開關V2管來控制的V2開關的頻率就是鋸齒波的頻率——由同步變壓器所接的交流電壓決定V2由導通變截止期間產生鋸齒波——鋸齒波起點基本就是同步電壓由正變負的過零點V2截止狀態(tài)持續(xù)的時間就是鋸齒波的寬度——取決于充電時間常數R1C13同步環(huán)節(jié)

V5、V6構成“或”門當V5、V6都導通時，V7、V8都截止，沒有脈沖輸出只要V5、V6有一個截止，都會使V7、V8導通，有脈沖輸出第一個脈沖由本相觸發(fā)單元的uco對應的控制角

產生隔60

的第二個脈沖是由滯后60

相位的后一相觸發(fā)單元產生（通過V6）4.雙窄脈沖形成環(huán)節(jié)---內雙脈沖電路三相橋式全控整流電路的情況Unit-1X1Y1Unit-2X2Y2Unit-3X3Y3Unit-4X4Y4Unit-5X5Y5Unit-6X6Y6VT1VT2VT3VT4VT5VT6主脈沖輔脈沖集成觸發(fā)器可靠性高，技術性能好，體積小，功耗低，調試方便晶閘管觸發(fā)電路的集成化已逐漸普及，已逐步取代分立式電路目前國內常用的有KJ系列和KC系列，下面以KJ系列為例KJ004:與分立元件的鋸齒波移相觸發(fā)電路相似,分為同步、鋸齒波形成、移相、脈沖形成、脈沖分選及脈沖放大幾個環(huán)節(jié)完整的三相全控橋觸發(fā)電路KJ041內部是由12個二極管構成的6個或門一個KJ004輸出2個相位間隔180的脈沖模擬與數字觸發(fā)電路以上觸發(fā)電路為模擬的，優(yōu)點：結構簡單、可靠，缺點：易受電網電壓影響，觸發(fā)脈沖不對稱度較高，可達3

~4

，精度低數字觸發(fā)電路：脈沖對稱度很好，如基于8位單片機的數字觸發(fā)器精度可達0.7

~1.5

觸發(fā)電路的定相觸發(fā)電路的定相——觸發(fā)電路應保證每個晶閘管觸發(fā)脈沖與施加于晶閘管的交流電壓保持固定、正確的相位關系措施：同步變壓器原邊接入為主電路供電的電網，保證頻率一致觸發(fā)電路定相的關鍵是確定同步信號與晶閘管陽極電壓的關系

三相全控橋中同步電壓與主電路電壓關系示意圖Ua三相橋整流器，采用鋸齒波同步觸發(fā)電路時的情況同步信號負半周的起點對應于鋸齒波的起點，通常使鋸齒波的上升段為240

，上升段起始的30

和終了的30

線性度不好，舍去不用，使用中間的180

。使Ud=0的觸發(fā)角

為90

。當

<90

時為整流工作，

>90

時為逆變工作將

=90

確定為鋸齒波的中點，鋸齒波向前向后各有90

的移相范圍。于是

=90

與同步電壓的300

對應，也就是

=0

與同步電壓的210

對應。由上圖及關于三相橋的介紹可知，

=0

對應于ua的30

的位置，則同步信號的180

與ua的0

對應，說明VT1的同步電壓應滯后于ua

180

同步變壓器和整流變壓器的接法及矢量圖變壓器接法：主電路整流變壓器為D,y-11聯結，