基于瞬時(shí)無功功率理論的諧波電流并行檢測(cè)算法

基于瞬時(shí)無功功率理論的諧波電流并行檢測(cè)算法

為了更準(zhǔn)確、快速檢測(cè)中國(guó)的高科技研究和開發(fā)項(xiàng)目（2008aa052421），提出了幾種檢測(cè)方法。自適應(yīng)諧波電流檢測(cè)方法具有自適應(yīng)跟蹤檢測(cè)能力,但存在動(dòng)態(tài)響應(yīng)慢等缺點(diǎn)?；谏窠?jīng)網(wǎng)絡(luò)的諧波檢測(cè)方法和基于小波分析的諧波檢測(cè)方法是目前發(fā)展較快并具有潛力的新型諧波檢測(cè)方法,已在有源電力濾波器中獲得了成功應(yīng)用,但大部分還處于實(shí)驗(yàn)研究階段?；谒矔r(shí)無功功率理論的諧波電流檢測(cè)方法具有硬件結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、實(shí)時(shí)性好、延時(shí)小和既能治理諧波又能補(bǔ)償無功功率的特點(diǎn)。但是傳統(tǒng)的ip-iq法,僅檢測(cè)基波分量,諧波分量通過電流的減法運(yùn)算獲得,可能導(dǎo)致高次諧波檢測(cè)精度較差,使得有源濾波器的高次諧波電流補(bǔ)償效果不佳,甚至造成高次諧波的放大。本文采用基于推廣ip-iq法的諧波并行檢測(cè)算法,分別檢測(cè)各次高次諧波電流,并在變換矩陣C-1中加入預(yù)測(cè)補(bǔ)償角,由此產(chǎn)生指令電流信號(hào),可以有效濾除電網(wǎng)電流中的諧波,同時(shí)避免高次諧波檢測(cè)誤差造成的高次諧波放大現(xiàn)象,并通過仿真實(shí)例與實(shí)驗(yàn)進(jìn)行了對(duì)比驗(yàn)證。1轉(zhuǎn)換電路基波分量的檢測(cè)瞬時(shí)無功功率理論首先在有源電力濾波器諧波檢測(cè)方面獲得了成功的應(yīng)用。在三相電路諧波檢測(cè)中,首先把檢測(cè)到的三相信號(hào)變換到互相垂直的α-β坐標(biāo)系中,得到互相垂直的兩相信號(hào)式中ia、ib、ic——分別為三相電路各相瞬時(shí)電流;iα、iβ——分別為轉(zhuǎn)換后α-β坐標(biāo)系中的瞬時(shí)電流。按ip、iq運(yùn)算方式可得轉(zhuǎn)換系數(shù)C=C32Cωt,且當(dāng)電網(wǎng)電壓對(duì)稱無畸變時(shí)有式中n=3k+1時(shí)取上面的符號(hào),n=3k-1時(shí)取下面的符號(hào),k為零和正整數(shù)。ip、iq經(jīng)低通濾波器(LPF)濾波后得式中ipf、iqf——分別為瞬時(shí)有功電流和瞬時(shí)無功電流的基波分量;I1——基波電流的有效值。將式(4)求逆變化可得式中C-1——C的逆矩陣;iaf、ibf、icf——分別為被檢測(cè)電流ia、ib、ic的基波分量。將檢測(cè)到的三相電流信號(hào)減去基波電流信號(hào)便得諧波電流信號(hào)。2中性點(diǎn)兩相諧波通道的計(jì)算基于傳統(tǒng)瞬時(shí)無功功率理論的諧波電流檢測(cè)算法,除了之前分析所述及的缺陷外,并且該算法中的控制器存在延遲時(shí)間,它會(huì)引起諧波檢測(cè)誤差,使得補(bǔ)償效果變差。因此,本文提出了基于推廣ip-iq法的諧波并行檢測(cè)算法,為了敘述方便,以5、7、11次諧波為例,來說明基于推廣ip-iq法的諧波并行檢測(cè)算法,該算法的原理如圖1所示。算法步驟如下。(1)通過PLL電路獲得A相電網(wǎng)電壓ea的相位ωt,產(chǎn)生對(duì)應(yīng)的正弦信號(hào)和余弦信號(hào),得到變換矩陣C5、C7、C11(2)根據(jù)預(yù)測(cè)延遲時(shí)間ΔT計(jì)算各次諧波通道的預(yù)測(cè)補(bǔ)償角Δθ5、Δθ7、Δθ11,得到變換矩陣C5Δθ、C7Δθ、C11Δθ其中Δθ5=5ωΔt,Δθ7=7ωΔT,Δθ11=11ωΔT(3)將三相電流ia、ib、ic經(jīng)3/2變換,得到靜止α-β兩相坐標(biāo)系的電流。(4)將兩相電流iα、iβ經(jīng)Clark變換,得到各次諧波的有功分量ip5、ip7、ip11和無功分量iq5、iq7、iq11。(5)將有功分量ip5、ip7、ip11和無功分量iq5、iq7、iq11經(jīng)LPF得到其直流分量,再經(jīng)變換矩陣C5Δθ、C7Δθ、C11Δθ得到靜止α-β兩相坐標(biāo)系下的各次諧波電流iα5、iβ5、iα7、iβ7、iα11、iβ11。(6)將靜止α-β兩相坐標(biāo)系下的各次諧波電流相加,得到α-β坐標(biāo)系下的指令電流iαC、iβC。(7)如果系統(tǒng)有需要,可以將α-β坐標(biāo)系下的指令電流iαC、iβC經(jīng)2/3變換,最終得到三相指令電流iaC、ibC、icC。上述方法能夠并行地檢測(cè)各次諧波電流,提高諧波電流的檢測(cè)精度,這是有源電力濾波器能夠正常工作的關(guān)鍵因素。3兩種檢測(cè)算法比較為了驗(yàn)證基于推廣ip-iq法的諧波并行檢測(cè)算法的有效性,本文應(yīng)用Matlab仿真軟件,對(duì)算法進(jìn)行了仿真驗(yàn)證。仿真參數(shù)如下,電源電壓為如式(8)所示在Matlab仿真中,分別采用傳統(tǒng)的ip-iq法和基于推廣ip-iq法的諧波并行檢測(cè)算法對(duì)負(fù)載電流的諧波分量進(jìn)行了檢測(cè),將理論計(jì)算得到的參考諧波電流與兩種算法的檢測(cè)結(jié)果分別相減,就可以比較出兩種檢測(cè)算法的檢測(cè)誤差。圖2示出了兩種檢測(cè)方法在整段仿真時(shí)間內(nèi)的檢測(cè)誤差。圖3和圖4分別示出了兩種檢測(cè)算法的穩(wěn)態(tài)檢測(cè)精度和動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度的仿真波形圖。由圖2可以看出,在整段仿真時(shí)間內(nèi),基于推廣ip-iq法的諧波并行檢測(cè)算法的檢測(cè)精度均明顯優(yōu)于傳統(tǒng)的ip-iq法。由圖3可以看出,在5、7、11次諧波的峰值分別為200A、143A、91A的條件下,采用傳統(tǒng)的ip-iq法的平均檢測(cè)誤差約為20A,為采用基于推廣ip-iq法的諧波并行檢測(cè)算法諧波檢測(cè)的平均誤差不到10A,可見基于推廣ip-iq法的諧波并行檢測(cè)算法的穩(wěn)態(tài)檢測(cè)精度明顯優(yōu)于傳統(tǒng)的ip-iq法。由圖4可以看出,當(dāng)檢測(cè)電流在0.3s處突然增大1倍時(shí),采用傳統(tǒng)的ip-iq法大約需要4個(gè)工頻周期(80ms)的延遲后才能正確檢測(cè)諧波電流,而采用基于推廣ip-iq法的諧波并行檢測(cè)算法時(shí),僅需2個(gè)工頻周期(40ms),動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度明顯比傳統(tǒng)的ip-iq法的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度快。4基于實(shí)驗(yàn)結(jié)果的分析本文設(shè)計(jì)了一臺(tái)并聯(lián)電抗式混合有源電力濾波裝置(PITHAPF),電網(wǎng)相電壓為220V,三相四線制,基波頻率為50Hz,負(fù)載采用三個(gè)單相整流橋帶阻感性負(fù)載,其中電阻為5Ω,電感為10mH。該裝置的電路結(jié)構(gòu)原理如圖5所示。為了驗(yàn)證本文所提出基于推廣ip-iq法諧波電流并行檢測(cè)算法的可行性,對(duì)如圖5所示的實(shí)驗(yàn)裝置采用了基于推廣ip-iq法諧波電流并行檢測(cè)算法來檢測(cè)諧波算法,所得實(shí)驗(yàn)結(jié)果如下。圖6和圖7分別是補(bǔ)償前和補(bǔ)償后的電網(wǎng)側(cè)電壓波形、電流波形和網(wǎng)側(cè)電流總畸變率。從圖6可以清晰的看出,由于非線性負(fù)載的存在,網(wǎng)側(cè)電流存在波形畸變并且電流總畸變率比較大達(dá)到了25.0%,其中存在5、7、11和13次諧波;利用本文提出的基于推廣ip-iq法諧波電流并行檢測(cè)算法來檢測(cè)諧波電流,從圖7可以看出電網(wǎng)電流波形在補(bǔ)償后已經(jīng)為正弦波形,并電流總畸變率明顯下降至4.3%,其中5、7、11和13次諧波幾乎不存在。經(jīng)過對(duì)比可以看出,本文提出的基于推廣ip-iq法諧波電流并行檢測(cè)算法檢測(cè)精度高,穩(wěn)態(tài)誤差小,具有很好的應(yīng)用價(jià)值。5諧波并行精準(zhǔn)法本文以瞬時(shí)無功功率理論為基礎(chǔ),提出了基于推廣ip-iq法諧波電流并行檢測(cè)算法。該算法首先通過鎖相環(huán)電路獲得電網(wǎng)電壓相位并得到并行檢測(cè)的各次諧波的變換矩陣;其次根據(jù)預(yù)測(cè)延遲時(shí)間計(jì)算各次諧波通道的預(yù)測(cè)補(bǔ)償角;最后根據(jù)瞬時(shí)無功功率理論并行檢測(cè)諧波電