電網(wǎng)不平衡時(shí)的并網(wǎng)逆變器控制策略

電網(wǎng)不平衡時(shí)的并網(wǎng)逆變器控制策略

0電流無靜差分離器技術(shù)隨著能源系統(tǒng)中可能源能源的比例增加，關(guān)于連接電網(wǎng)的網(wǎng)絡(luò)等效變量的研究越來越深入。并網(wǎng)逆變器在運(yùn)行中必須確保設(shè)備本身的安全性,能向電網(wǎng)提供穩(wěn)定的功率。但在實(shí)際系統(tǒng)中,電網(wǎng)電壓不平衡的情況普遍存在,若設(shè)計(jì)控制系統(tǒng)時(shí)對此未作考慮,不平衡電壓將導(dǎo)致直流母線二倍頻波動(dòng),交流側(cè)電流的低次諧波幅值及相應(yīng)損耗增大,從而影響直流母線電容的使用壽命和電能質(zhì)量,嚴(yán)重時(shí)甚至可能燒毀設(shè)備。文獻(xiàn)在兩相靜止坐標(biāo)系中采用比例諧振控制器實(shí)現(xiàn)了電流的無靜差跟蹤,但比例諧振控制器的分析和設(shè)計(jì)比較復(fù)雜。文獻(xiàn)中提出了雙dq控制算法,但算法需要對電網(wǎng)電壓、反饋電流進(jìn)行正負(fù)序分離,而現(xiàn)行的分離方法主要利用濾波器或T/4延時(shí)算法,給控制系統(tǒng)帶來了不容忽視的延時(shí)和誤差。文獻(xiàn)通過直流側(cè)電壓直接控制三相電流空間矢量的幅值和相位實(shí)現(xiàn)了整流器的不平衡控制,但是由于采用了近似線性化處理,控制精度受到了影響。文獻(xiàn)在正序同步坐標(biāo)系下采用比例—積分(PI)調(diào)節(jié)器實(shí)現(xiàn)對電流正負(fù)序分量的控制,直流電壓諧波和交流電流畸變得到了一定程度地抑制,但PI控制器無法實(shí)現(xiàn)對2次負(fù)序電流的無靜差控制,無法完全消除直流側(cè)電壓的2次諧波。本文分析了并網(wǎng)逆變器的數(shù)學(xué)模型和功率交換模型,為了實(shí)現(xiàn)對功率模型的有效控制,提出一種基于電壓瞬時(shí)值的正、負(fù)分離方法,并對分離信號濾波,實(shí)現(xiàn)了延時(shí)小、精度高的特性。以抑制有功功率為控制目標(biāo),在正序和負(fù)序同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)下實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)電流的控制,達(dá)到消除直流側(cè)電壓的2次諧波和電網(wǎng)電流諧波的效果。1在不對稱的情況下，網(wǎng)絡(luò)補(bǔ)償模型1.1電壓定向的數(shù)值計(jì)算圖1為三相電壓型并網(wǎng)逆變器主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。圖中:ea,eb,ec為電網(wǎng)相電壓;ia,ib,ic為交流側(cè)相電流;va,vb,vc為逆變器輸出相電壓;udc為直流側(cè)電壓。電網(wǎng)電壓不平衡時(shí),電壓包括正序分量、負(fù)序分量和零序分量,對于三相無中線系統(tǒng),可以不考慮零序分量,此時(shí)在旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中,除了逆時(shí)針旋轉(zhuǎn)的正序分量外,還包括順時(shí)針旋轉(zhuǎn)的負(fù)序分量。設(shè)E,V,I分別為電網(wǎng)電壓、逆變器輸出電壓和交流側(cè)相電流的合成向量,可表示為:并網(wǎng)逆變器模型方程可表示為:當(dāng)電網(wǎng)不平衡時(shí),結(jié)合式(1)和式(2),在dq坐標(biāo)系下正、負(fù)序矢量方程可表示為:圖2為電網(wǎng)電壓定向圖。圖中:d+和q+分別為正序旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系dq軸;d-和q-分別為負(fù)序旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系dq軸;θ+為正序電壓的初始角;θ-為負(fù)序電壓的初始角。在三相電網(wǎng)不平衡時(shí),網(wǎng)側(cè)視在復(fù)功率S為:同時(shí),S可由有功功率和無功功率表示為:求解式(4)和式(5),得:式中:p0和q0分別為有功功率和無功功率的平均值;p1和p2分別為有功功率的2次余弦和正弦諧波峰值;q1和q2分別為無功功率的2次余弦和正弦諧波峰值;δ為正、負(fù)序電壓矢量間的相角差,一般可認(rèn)為δ=2ωt+ξ,由于電網(wǎng)電壓不平衡情況很多,因此正、負(fù)序的初始角取值不相等且不固定,其中ξ為正、負(fù)序初始角的差值。按照電網(wǎng)電壓定向的原則,如圖2所示,同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的d+軸與電網(wǎng)電壓正序矢量重合,同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的d-軸與電網(wǎng)電壓負(fù)序矢量重合,此時(shí):結(jié)合式(8),式(7)可化簡為:通過以上分析可知,當(dāng)電網(wǎng)電壓不平衡時(shí),若只考慮基波分量,則會(huì)出現(xiàn)2次諧波功率。以抑制有功功率的波動(dòng)為控制目標(biāo),有功功率功率波動(dòng)為0,選取式(9)中的以下4個(gè)方程作為約束方程。式中:*表示相應(yīng)量的給定值。由式(10)解得:此時(shí)無功功率波動(dòng)的峰值為:2正負(fù)序列分離方法2.1dq坐標(biāo)系下電壓正、負(fù)序量的解當(dāng)電網(wǎng)電壓不平衡時(shí),電網(wǎng)電壓瞬時(shí)值在αβ坐標(biāo)系下可表示為:式(13)兩邊微分可得:聯(lián)立式(13)和式(14)可解得正、負(fù)序分量為:因此,電壓正、負(fù)序相角的正余弦值為:在dq坐標(biāo)系下電壓正、負(fù)序量可由式(17)和式(18)求得:2.2采樣誤差的濾波由以上分析可知,通過采樣獲取當(dāng)前的電網(wǎng)電壓瞬時(shí)值以及其對應(yīng)的微分值,便可以分離出電壓正負(fù)序量,并獲得正負(fù)序相角的正余弦值。當(dāng)前的電網(wǎng)電壓瞬時(shí)值可由式(19)獲取,采樣三相電壓即可。微分值的獲取可以通過2次采樣差值求得,但這種差值運(yùn)算很容易受到采樣誤差的影響,為了消除這種影響,本文使用了以下算法進(jìn)行濾波。以負(fù)序電壓為例介紹。理論上,由于負(fù)序電壓的矢量軌跡為圓形,所以第n-1次分離出的負(fù)序電壓與第n次分離出的負(fù)序電壓存在以下關(guān)系:式中:Δθ為每次采樣周期下電壓矢量的前進(jìn)角,可表示為Δθ=-ωΔT,其中ΔT為采樣周期。利用第n次電壓與第n-1次電壓之間的關(guān)系,可采用下式進(jìn)行迭代修正:式中:eα-′(n)和eβ-′(n)為經(jīng)過修正后的當(dāng)前負(fù)序電壓值;eα-′(n-1)和eβ-′(n-1)為經(jīng)過修正后的上一次負(fù)序電壓值;kf為遺忘因子,其值越大,遺忘速度越慢。正序電壓的處理與負(fù)序電壓類似。圖3給出了電網(wǎng)電壓正、負(fù)序分離的結(jié)果,濾波前的電網(wǎng)電壓的信號噪聲較大,使得信號具有較大的隨機(jī)性。采用以上算法后,可以濾波得到較為光滑的正負(fù)序分量。3管理系統(tǒng)的設(shè)計(jì)3.1平均無功功率平均有功功率給定值與直流側(cè)電壓有關(guān),當(dāng)外環(huán)采用PI調(diào)節(jié)器時(shí),調(diào)節(jié)器輸出與直流側(cè)輸出電流相對應(yīng),因此,平均有功功率給定值可以表示為:式中:KvP和KvI分別為電壓調(diào)節(jié)器比例、積分增益。為了獲得單位功率因數(shù)并網(wǎng),一般令:由有功功率、無功功率給定值,經(jīng)式(11)可計(jì)算出正序電流給定值。3.2u2009dq下的電流調(diào)節(jié)器分離電流內(nèi)環(huán)調(diào)節(jié)器采用PI調(diào)節(jié)器,根據(jù)電流前饋解耦的控制規(guī)律,三相逆變器正、負(fù)序電流內(nèi)環(huán)前饋解耦控制算法為:式中:KiP和KiI分別為電流調(diào)節(jié)器比例、積分增益。綜上所述,得到控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖4所示。系統(tǒng)首先采集三相電網(wǎng)電壓和輸出并網(wǎng)電流,通過正負(fù)序分離和坐標(biāo)變換得到dq下的直流量。有功功率參考值通過式(22)獲得;最后,通過4個(gè)電流內(nèi)環(huán)PI調(diào)節(jié)器(式(24)和式(25))輸出逆變器的參考輸出電壓,并經(jīng)合成、限幅、調(diào)制后輸出。4電流環(huán)控制策略的并網(wǎng)實(shí)驗(yàn)為了驗(yàn)證所提出策略的有效性,本文分別對傳統(tǒng)雙閉環(huán)控制策略和所提出的策略在電網(wǎng)電壓不平衡時(shí)進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)對比研究。在實(shí)驗(yàn)室搭建了電壓型并網(wǎng)逆變器實(shí)驗(yàn)樣機(jī),如附錄A圖A1所示。主控芯片是DSP56F8345,信號由安捷倫DSO-X3014A示波器和恒河WT3000的功率分析儀獲得。采用3個(gè)調(diào)壓器獲得不對稱三相電網(wǎng)電壓。當(dāng)C相電壓跌落40%時(shí),對比了采用傳統(tǒng)的PI調(diào)節(jié)器控制的dq軸系下電壓外環(huán)、電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)控制策略和本文所提出的控制策略的并網(wǎng)實(shí)驗(yàn)。系統(tǒng)的主要參數(shù)如下:母線電壓為600V;開關(guān)頻率為6kHz;交流側(cè)濾波電感為5mH;直流側(cè)電容為1600μF;A相電壓為300cos(ωt)V;B相電壓為300cos(ωt-120°)V;C相電壓為180cos(ωt+120°)V。圖5分別為所提出控制策略在三相電壓對稱時(shí)和C相電壓跌落40%時(shí)的并網(wǎng)實(shí)驗(yàn)結(jié)果?？梢钥闯?輸出電流與電網(wǎng)電壓同頻同相,且三相電流正弦度較好,驗(yàn)證了該策略在電網(wǎng)對稱情況下和電網(wǎng)不平衡情況下都是可行的。圖6和圖7分別為2種控制策略下并網(wǎng)電流及A相電流頻譜?？梢?傳統(tǒng)控制策略下的電流畸變較大,3次、5次和7次諧波明顯,對電網(wǎng)污染很大;所提出控制策略下的電流接近正弦,并且諧波較少。由圖6(b)可以看出,所提出控制策略下C相電流幅值比AB兩相大,這使得三相有功功率分配較為平均,減小了有功功率的波動(dòng),但該策略加劇了輸入三相電流的不平衡,因此適用于電網(wǎng)容量大且有功功率恒定的場合。圖8是2種控制策略下的有功功率和無功功率對比。可以看出,傳統(tǒng)控制策略下有功功率波動(dòng)較大;所提控制策略的有功功率波動(dòng)很小,與控制目標(biāo)相符,但無功功率波動(dòng)比前者大。由于實(shí)驗(yàn)時(shí)電網(wǎng)電壓存在諧波以及控制誤差,在抑制有功功率二次波動(dòng)為目標(biāo)的控制策略下,如圖8(b)所示,有功功率仍存在較小的波動(dòng)。5電網(wǎng)電壓正負(fù)序分離本文首先對電網(wǎng)電壓不對稱條件下并網(wǎng)型逆變器的數(shù)學(xué)模型和功率模型進(jìn)行了描述,提出了瞬時(shí)正負(fù)序分離方法,并進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。在此分離方法基礎(chǔ)上進(jìn)行了電網(wǎng)不平衡下的并網(wǎng)實(shí)驗(yàn),實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明所提控制策略下系統(tǒng)輸出的有功功率穩(wěn)定,也有效抑制了交流側(cè)電流諧波,改善了系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)性能。本文分析以及公式推導(dǎo)只考慮了電網(wǎng)電壓的基波分量,此方法也可以推廣到更高頻次的正負(fù)序分離,如何使本文方法更具普適性,這將是后續(xù)理論與實(shí)驗(yàn)研究中重點(diǎn)加以解決的問題。式中:ω為電網(wǎng)電壓角頻率;E+dq和E-dq分別為正、負(fù)序電網(wǎng)電壓復(fù)矢量;V+