串聯(lián)鋰離子電池的功率電能計(jì)量技術(shù)綜述

串聯(lián)鋰離子電池的功率電能計(jì)量技術(shù)綜述

1采樣側(cè)電路的線性度在測(cè)試電池時(shí)，電池制造商應(yīng)測(cè)量它們連接的模塊的總電壓、總電流、電池安全速度和負(fù)載，并將整個(gè)電池性能和使用情況作為評(píng)估電池整體性能和使用的基礎(chǔ)。作為電池充電設(shè)備，還應(yīng)測(cè)量充電電壓、充電壓、充電設(shè)備的重量、充電設(shè)備的安全級(jí)別和充電設(shè)備的輸出參數(shù)，以控制初期和主電源的傳輸。對(duì)于電池性能參數(shù)的檢測(cè),現(xiàn)有的研究都集中在單體電池特性上,如單體電池電壓、溫度、剩余SOC等,蓄電池的容量檢測(cè)與顯示;另一方面,盡管電池管理系統(tǒng)(BMS)得到廣泛應(yīng)用,成組電池中每個(gè)單體電池的特性得到了監(jiān)測(cè),但對(duì)于成組電池的整體測(cè)控存在諸多的問(wèn)題,例如總電壓、總電流測(cè)量范圍不寬、精度不高,測(cè)量不同步,造成測(cè)量數(shù)據(jù)不一致,從而根據(jù)電壓、電流計(jì)算功率和瓦時(shí)的數(shù)據(jù)無(wú)法真實(shí)反映電池組的實(shí)際狀態(tài)。而國(guó)外的研究熱點(diǎn)集中在對(duì)電池組狀態(tài)量的估測(cè)上,例如利用網(wǎng)絡(luò)阻抗觀測(cè)消除開(kāi)路電壓采樣噪聲提高了電池剩余容量的預(yù)測(cè)精度,文獻(xiàn)提出了一種矩陣開(kāi)關(guān)選擇電路實(shí)現(xiàn)了使用廉價(jià)器件高精度測(cè)量電池組電壓的目的,文獻(xiàn)純粹從理論角度推導(dǎo)了利用串聯(lián)電池組端電壓的測(cè)量辨識(shí)電池模型參數(shù)和預(yù)測(cè)電池剩余容量。綜上可知,無(wú)論是針對(duì)單體電池的檢測(cè)技術(shù)還是電池組的狀態(tài)預(yù)測(cè)技術(shù),都不能滿足成組動(dòng)力電池測(cè)試過(guò)程的指標(biāo)要求。現(xiàn)有測(cè)量電池功率/電能的技術(shù)有2類:一類是使用專門(mén)的計(jì)量芯片,比如CS5460等完成電壓、電流的采集,同時(shí)在芯片內(nèi)部完成安時(shí)和瓦時(shí)的計(jì)算;另一類是常規(guī)方案,使用2片ADC(analogtodigitalconverter)芯片完成電壓、電流的非同步/準(zhǔn)同步采集,通過(guò)單片機(jī)等低速處理器完成功率、安時(shí)和瓦時(shí)的計(jì)算。在電氣隔離上一般是總電壓通過(guò)電阻分壓進(jìn)入隔離運(yùn)放,再進(jìn)入ADC芯片,電流的隔離手段有2類,一類是使用霍爾傳感器,另一類是分流器采樣電壓進(jìn)入隔離運(yùn)放,再進(jìn)入ADC芯片?，F(xiàn)有技術(shù)方案缺點(diǎn)如下:1)專門(mén)計(jì)量芯片寄存器讀寫(xiě)操作的程序復(fù)雜;2)計(jì)量芯片的測(cè)量誤差難以滿足寬電壓、大電流全量程范圍內(nèi)的高精度要求;3)受轉(zhuǎn)換時(shí)間、計(jì)算時(shí)間等影響,計(jì)量芯片、單片機(jī)等低速處理器并不適合實(shí)時(shí)性要求高的控制場(chǎng)合;4)常規(guī)設(shè)計(jì)中2片ADC難以實(shí)現(xiàn)同步采樣,由此計(jì)算的功率、安時(shí)和瓦時(shí)不能反映電池組真實(shí)狀態(tài);5)常規(guī)設(shè)計(jì)中使用隔離運(yùn)放等中間環(huán)節(jié),破壞了既有ADC的線性度,影響了測(cè)量精度,而霍爾傳感器的靈敏度、精度以及線性度都不及分流器,使用霍爾傳感器雖然簡(jiǎn)約了隔離設(shè)計(jì),但犧牲了精度和靈敏度,同時(shí)也增大了成本。本系統(tǒng)設(shè)計(jì)的采樣電路具有良好的抑制電磁干擾的能力,實(shí)現(xiàn)了電壓、電流測(cè)量的穩(wěn)定性;通過(guò)簡(jiǎn)化系統(tǒng)的隔離設(shè)計(jì),提高了系統(tǒng)采樣側(cè)電路的線性度;采用并行控制實(shí)現(xiàn)了電壓、電流測(cè)量的同步性,確保了功率、瓦時(shí)計(jì)算的有效性。本系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)了0~1000V寬電壓范圍內(nèi)全量程誤差≤±0.2V,電流0~400A全量程范圍誤差≤±0.2A,電壓電流同步隔離采樣保證了計(jì)算的功率、安時(shí)和瓦時(shí)的有效性,真實(shí)地反映了電池組的當(dāng)前狀態(tài),在不校準(zhǔn)的情況下,電流>100A工況時(shí),安時(shí)精度≤0.2%,電壓>100V、電流>100A工況時(shí),瓦時(shí)精度≤0.4004%,功率的精度≤0.4004%。2測(cè)量電池電氣參數(shù)的原則2.1誤差的消除及測(cè)量精度的推導(dǎo)精度反映了儀器儀表測(cè)量誤差的大小,測(cè)量誤差指的是測(cè)量結(jié)果與被測(cè)量真值的差別。測(cè)量誤差分為系統(tǒng)誤差和隨機(jī)誤差兩大類,影響系統(tǒng)數(shù)據(jù)采樣精度的主要是隨機(jī)誤差。對(duì)于一個(gè)被測(cè)量x,如果有一組相互獨(dú)立的因素影響它的測(cè)量值,而這些因素對(duì)應(yīng)x的不確定分量為δx1,δx2,…,δxn,那么x的總誤差為:由式(1)知,當(dāng)影響因素越少且不確定分量值越小時(shí),精度越高。由于被測(cè)量與A/D轉(zhuǎn)換值往往呈線性關(guān)系,為了校準(zhǔn)的方便,高線性相關(guān)性的采樣電路采用“兩點(diǎn)法”就可以擬合曲線。因此,減少影響因素的另一個(gè)重要意義在于減少系統(tǒng)的線性誤差。因此在設(shè)計(jì)隔離采樣電路時(shí),為了減少影響因素,從被測(cè)信號(hào)到采樣信號(hào)之間的環(huán)節(jié)應(yīng)盡可能少,每個(gè)環(huán)節(jié)自身的線性誤差要盡可能得小;為了減小不確定分量,在每個(gè)電路環(huán)節(jié),應(yīng)盡可能采用高精度低溫漂等性質(zhì)的器件來(lái)實(shí)現(xiàn),同時(shí)要求模數(shù)轉(zhuǎn)換器具有較高的分辨率。文獻(xiàn)分析了電壓檢測(cè)誤差產(chǎn)生的環(huán)節(jié)及其措施,其基本思路可以用式(1)來(lái)概括,文獻(xiàn)通過(guò)規(guī)避放大器、ADC轉(zhuǎn)換器等中間環(huán)節(jié)提高了系統(tǒng)的測(cè)量精度和分辨率,從而證明式(1)推導(dǎo)結(jié)論的正確性。電壓、電流為系統(tǒng)測(cè)量的自變量,其誤差由式(1)確定,由電壓、電流計(jì)算出來(lái)的功率、安時(shí)和瓦時(shí)為因變量,它們的精度推導(dǎo)如下:(ξU為電壓精度,ξUmax為其最大值;ξI為電流精度,ξImax為其最大值)12功率精度實(shí)際功率P=UI2ppm用量不適宜于t在很小的一段時(shí)間ΔT內(nèi),電流值幾乎恒定,則:由于一般的有源晶振的精度都在幾十ppm(10-6)以內(nèi),因此可認(rèn)為ΔT*=ΔT,則:3測(cè)量精度檢驗(yàn)實(shí)際瓦時(shí)W=∫UIdt,測(cè)量瓦時(shí)W*=∫U*I*dt*在很小的一段時(shí)間ΔT內(nèi),電壓、電流值幾乎恒定,則:式(1)表明,影響因素少且其自身不確定分量小,則電壓、電流測(cè)量精度高;式(2)~(4)表明,功率、安時(shí)和瓦時(shí)的精度取決于電壓、電流的精度。因此,只要能夠?qū)崿F(xiàn)電壓、電流的同步高精度采樣,功率、安時(shí)和瓦時(shí)的計(jì)算才能有效,精度才能保證。2.2基于快速與混合的同步隔離采樣方案圖1所示為常規(guī)隔離采樣方案,包括二級(jí)隔離:模擬電路隔離和數(shù)字電路隔離。前端采樣信號(hào)經(jīng)過(guò)隔離運(yùn)放,再經(jīng)過(guò)調(diào)理電路,調(diào)理電路一般包括2個(gè)部分,采樣信號(hào)的處理和濾波,采樣信號(hào)的處理主要是信號(hào)放大使其和ADC測(cè)量范圍相匹配,對(duì)于單極性ADC還需要作極性翻轉(zhuǎn),最后進(jìn)入ADC模擬信號(hào)輸入端。模數(shù)轉(zhuǎn)換芯片和單片機(jī)通過(guò)數(shù)字隔離器通信,避免模擬采樣電路對(duì)控制電路造成干擾。由于單片機(jī)是低速處理器,在對(duì)電壓、電流信號(hào)分別進(jìn)行采樣時(shí)會(huì)存在時(shí)差,決定了它只能進(jìn)行非同步采樣。由上面的誤差分析知,常規(guī)方案隔離采樣環(huán)節(jié)眾多,造成采樣電路的精度下降,同時(shí)電壓、電流只能進(jìn)行非同步采樣。針對(duì)常規(guī)方案的缺點(diǎn),本文提出了一種基于隔離型Σ-Δ調(diào)制器和FPGA實(shí)現(xiàn)的高精度同步隔離采樣方案。如圖2所示,為了實(shí)現(xiàn)高精度同步隔離采樣的目的,系統(tǒng)將常規(guī)方案的二級(jí)隔離簡(jiǎn)化為一級(jí),采用mV級(jí)測(cè)量范圍、雙極性輸入的二階Σ-Δ調(diào)制器使調(diào)理電路只剩下濾波部分,采用并行結(jié)構(gòu)處理的FPGA實(shí)現(xiàn)了電壓、電流的同步采樣。電壓采樣電阻選用高精度低溫漂類型,電流采樣選用精度等級(jí)高的分流器,而電阻網(wǎng)絡(luò)和分流器輸入輸出電信號(hào)的線性相關(guān)系數(shù)近似為1。系統(tǒng)采用DSP作為主處理器,則是運(yùn)用DSP強(qiáng)大的數(shù)據(jù)處理能力,對(duì)采樣回來(lái)的電壓、電流轉(zhuǎn)換值進(jìn)行能量部分的計(jì)算,包括瞬時(shí)功率、安時(shí)和瓦時(shí)等。2.3瓦時(shí)段的確定圖3所示為安時(shí)、瓦時(shí)積分算法原理,FPGA對(duì)電壓、電流進(jìn)行同步采樣,經(jīng)過(guò)二階Σ-Δ調(diào)制器噪聲成形及sinc3數(shù)字抽取得到A/D轉(zhuǎn)換值,在很小的一段時(shí)間間隔ΔT內(nèi),對(duì)電壓、電流瞬時(shí)值進(jìn)行均值濾波得到其平均值。對(duì)電流平均值進(jìn)行時(shí)間積分,得到ΔQ,將時(shí)間t內(nèi)的ΔQ進(jìn)行累加即可得到安時(shí)值,將電壓平均值乘以ΔQ得到ΔW,將時(shí)間t內(nèi)的ΔW進(jìn)行累加即可得到瓦時(shí)值。值得注意的是,對(duì)于電壓、電流變化率迅速的超級(jí)電容的充放電測(cè)試,不能采用均值濾波,而是用瞬時(shí)值,同時(shí)縮小時(shí)間間隔ΔT。3dsp處理器圖4所示為系統(tǒng)總體設(shè)計(jì)框圖,系統(tǒng)采用DSP作為主控制器,FPGA為從控制器的雙核設(shè)計(jì)。DSP主要負(fù)責(zé)數(shù)據(jù)處理,FPGA主要負(fù)責(zé)采樣電路的控制和數(shù)字濾波算法,二者通過(guò)并口總線通信。首先,FPGA并行控制2片二階Σ-Δ調(diào)制器,使它們同時(shí)進(jìn)行總電壓、總電流的采樣,總電壓經(jīng)過(guò)差分電阻網(wǎng)絡(luò)進(jìn)入電壓通道,總電流經(jīng)過(guò)分流器產(chǎn)生的兩端電壓進(jìn)入電流通道。由于總電壓測(cè)量的范圍很寬(0~1000V),系統(tǒng)設(shè)計(jì)了兩檔差分電阻網(wǎng)絡(luò)對(duì)應(yīng)不同的電壓范圍,由繼電器開(kāi)關(guān)實(shí)現(xiàn)切檔。DSP處理器通過(guò)并口總線取得經(jīng)過(guò)FPGA濾波處理得到的電壓、電流的轉(zhuǎn)換值,進(jìn)行總電壓、總電流的實(shí)際值、瞬時(shí)功率、安時(shí)和瓦時(shí)的計(jì)算,并把安時(shí)和瓦時(shí)的累積值記錄在儲(chǔ)存單元(E2PROM)中,防止掉電丟失,系統(tǒng)每隔500ms將測(cè)量的結(jié)果發(fā)送到CAN總線上,提供給其他節(jié)點(diǎn)使用。從電磁兼容角度考慮,本系統(tǒng)采用的電氣隔離措施主要為控制地、CAN通信地、電壓采樣地、電流采樣地相互隔離,起到了安全、抗干擾性強(qiáng)的作用。3.1采樣電路的選擇在對(duì)串聯(lián)的成組動(dòng)力電池進(jìn)行電壓采樣的時(shí)候,電磁兼容主要考慮抗共模干擾和抗差模干擾。共模干擾的抑制可通過(guò)較高共模抑制比輸入電路實(shí)現(xiàn),差模干擾的抑制一般采用濾波或屏蔽的方式。本系統(tǒng)中被測(cè)信號(hào)為直流信號(hào),而差模干擾信號(hào)表現(xiàn)為高頻的諧波或尖峰等,因此可通過(guò)RC低通濾波及軟件均值濾波算法予以消除。采樣電路的誤差受共模干擾影響嚴(yán)重,高精度電壓檢測(cè)電路主要考慮共模干擾的抑制。成組動(dòng)力電池總電壓的采樣電路有2種方式:一種是單端輸入;另一種是差分輸入,如圖5所示。由于采樣電路的輸入端至電池組的正負(fù)極之間連接了一段較長(zhǎng)距離的傳輸線,使得被測(cè)信號(hào)的參考地(電池組的負(fù)極)和采樣地之間存在一定的電位差Ucm,形成了共模干擾。圖5(a)所示單端輸入電路和圖5(b)所示差分輸入電路抗共模干擾能力的強(qiáng)弱,只需比較它們共模抑制比的大小。系統(tǒng)對(duì)共模干擾的抑制效果可采用共模抑制比來(lái)衡量,其公式如下:如圖5(a)所示,單端輸入方式下,共模干擾全部轉(zhuǎn)化為差模干擾,則CMRR=0(dB),即無(wú)共模抑制能力;如圖5(b)所示,差分輸入方式下,輸入ADC通道兩端VIN+、VIN-的共模電壓如式(6)所示。差分輸入方式下采樣電路的構(gòu)成原則為“阻值相等,電路對(duì)稱”,確保電路中,n為一組電阻的個(gè)數(shù)。則上述輸入ADC的共模電壓:UVIN=0V,顯然,實(shí)際電路很難實(shí)現(xiàn)阻抗完全匹配,總是會(huì)存在一個(gè)很小的略大于0的共模電壓,在ADC輸入通道間轉(zhuǎn)化成一定大小的差模電壓Udm,當(dāng)兩組正負(fù)采樣電阻的阻抗越匹配時(shí),Ucm越小,由式(5)知共模抑制比越大。由上面的分析知,采用差分輸入方式的采樣電路具有較高的共模抑制比,能有效抑制共模電壓的干擾。因此,系統(tǒng)的總電壓采樣電路采用差分輸入方式。3.2ad口的電流采樣電路采用分流器進(jìn)行電流采樣時(shí),由于充電機(jī)輸出的電流或多或少含有開(kāi)關(guān)頻率及其附近的高次諧波,因此需要進(jìn)行濾波,圖6所示為設(shè)計(jì)的總電流采樣電路。分流器兩端的帶有諧波分量的電壓信號(hào)經(jīng)過(guò)LCL濾波器及差分方式的一階RC濾波器,可以消除大部分諧波,使得進(jìn)入ADC輸入通道的信號(hào)較干凈。其中,LCL濾波器中間的電容提供高頻噪聲通路,后面L接的電阻消耗殘留的噪聲,差分方式的一階RC低通濾波可以消除尖峰等高頻噪聲。實(shí)驗(yàn)證明,經(jīng)過(guò)濾波調(diào)理后的電流采樣信號(hào)轉(zhuǎn)換成的AD值很穩(wěn)定,不會(huì)出現(xiàn)較大范圍內(nèi)的波動(dòng)。3.3ad391景觀用改進(jìn)調(diào)制器Σ-Δ轉(zhuǎn)換技術(shù)主要包括過(guò)采樣、噪聲整形和數(shù)字濾波,其原理是:調(diào)制器以kfs的采樣速率對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行過(guò)采樣(k為過(guò)采樣倍數(shù),fs是奈奎斯特采樣速率),使整個(gè)量化噪聲位于直流與kfs/2之間,量化噪聲功率降為原來(lái)的1/k,然后采用增量調(diào)制的方法對(duì)信號(hào)進(jìn)行低位量化,轉(zhuǎn)換后的數(shù)字量輸出接低通數(shù)字濾波,可以濾除fs至kfs/2之間的無(wú)用信號(hào),濾除量化噪聲,從而提高了輸出信號(hào)信噪比,實(shí)現(xiàn)了高分辨率的效果。系統(tǒng)選用的隔離型二階Σ-Δ調(diào)制器為AD7401,是ADI公司采用iCoupler技術(shù)集成的帶有3.75kV隔離保護(hù)的16位模數(shù)轉(zhuǎn)換器,測(cè)量范圍為±330mV,典型INL值為±2LSB,工作頻率(調(diào)制時(shí)鐘)范圍為5~16MHz,符合系統(tǒng)的需求。采樣信號(hào)進(jìn)入調(diào)制器后轉(zhuǎn)換的結(jié)果為1比特流數(shù)據(jù),通過(guò)管腳輸入給FPGA內(nèi)部設(shè)計(jì)的sinc3濾波器處理。利用FPGA良好的時(shí)序處理能力及并行執(zhí)行結(jié)構(gòu),sinc3濾波可以分為2步:1)累加;2)差分。累加過(guò)程為:在調(diào)制時(shí)鐘mclk下降沿觸發(fā)下,二階Σ-Δ調(diào)制器輸出的比特流經(jīng)過(guò)三階累加到acc3+,如圖7(a)所示;差分過(guò)程為:在數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換時(shí)鐘word_clk下降沿的觸發(fā)下,acc3經(jīng)過(guò)三階差分的結(jié)果儲(chǔ)存至diff3,如圖7(b)所示。調(diào)制時(shí)鐘與數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換時(shí)鐘之間的關(guān)系為fword_clk=fmclk/M,M為數(shù)據(jù)抽取率。4測(cè)試測(cè)試4.1職高生測(cè)定過(guò)程不相關(guān)理想情況下,電壓、電流真實(shí)值與A/D轉(zhuǎn)換值之間呈線性關(guān)系。顯然,由于非線性因素的影響,例如溫度、器件自身線性誤差等,導(dǎo)致實(shí)際的電壓、電流測(cè)量值與A/D轉(zhuǎn)換值之間存在線性誤差。雖然可以通過(guò)多段擬合曲線的方法重新將線性度不好的曲線還原成連接的多段直線,但對(duì)于企業(yè)批量化生產(chǎn),如此耗時(shí)費(fèi)力的校準(zhǔn)過(guò)程是不可取的。因此,電壓、電流通道線性度越好,線性誤差越小,越有利于采用“兩點(diǎn)法”擬合曲線,從而簡(jiǎn)化了校準(zhǔn)過(guò)程。圖8所示為系統(tǒng)全量程范圍內(nèi)電壓通道線性度測(cè)試結(jié)果,圖8(a)為0~150V量程內(nèi)電壓實(shí)際值與A/D轉(zhuǎn)換值之間的擬合曲線,其線性相關(guān)系數(shù)在0.999999以上,圖8(b)為150~1000V量程內(nèi)電壓實(shí)際值與A/D轉(zhuǎn)換值之間的擬合曲線,其線性相關(guān)系數(shù)在0.9999999以上。圖9所示為系統(tǒng)全量程范圍內(nèi)電流通道線性度測(cè)試結(jié)果,圖9(a)為0~400A量程內(nèi)充電電流實(shí)際值與A/D轉(zhuǎn)換值之間的擬合曲線,其線性相關(guān)系數(shù)在0.999999以上,圖9(b)為0~400A量程內(nèi)放電電流實(shí)際值與A/D轉(zhuǎn)換值之間的擬合曲線,其線性相關(guān)系數(shù)在0.999999以上。上述結(jié)果表明,系統(tǒng)的電壓、電流通道的線性度很好,滿足“兩點(diǎn)法”擬合曲線的要求。4.2系統(tǒng)的穩(wěn)定性測(cè)試系統(tǒng)采用“兩點(diǎn)法”完成電壓、電流的校準(zhǔn)后,在全量程范圍內(nèi)對(duì)其精度進(jìn)行測(cè)試,圖10(a)所示為0~1000V電壓全量程范圍內(nèi)誤差分布,圖10(b)所示為0~400A放電電流、-400~0A充電電流全量程范圍內(nèi)(充電電流為負(fù)量程)誤差分布,結(jié)果表明,全量程范圍內(nèi),本系統(tǒng)測(cè)量的電壓誤差≤±0.2V,電流誤差≤±0.2A,則100V及以上電壓精度ξU≤0.2%,100A及以上電流精度ξI≤0.2%,由式(2)~(4)知,功率精度ξP≤0.4004%,安時(shí)精度ξQ≤0.2%,瓦時(shí)精度ξW≤0.4004%。表1所示為功率測(cè)試結(jié)果,在100W、1kW、10kW及100kW功率等級(jí)上的精度均符合理論值要求;圖11所示為系統(tǒng)進(jìn)行的1h充放電測(cè)試曲線,為了驗(yàn)證安時(shí)、瓦時(shí)精度的理論值,總電壓設(shè)為100V左右,電流設(shè)為100A左右,在實(shí)際測(cè)試過(guò)程中從開(kāi)始到結(jié)束每隔10min用高精度電壓表進(jìn)行一次總電壓、分流器電壓的測(cè)量,據(jù)此計(jì)算出實(shí)際安時(shí)值、瓦時(shí)值,同時(shí)將功率板通過(guò)can卡發(fā)送至上位