【無線射頻芯片】-大型多GHz時鐘樹中的相位偏差

1/1大型多GHz時鐘樹中的相位偏差簡介

大型時鐘樹使用多種類型的傳輸線，跨越多塊電路板和多條同軸電纜，通過多個時鐘器件路由時鐘信號的狀況并不少見。即使采納最佳實踐做法，這些介質中的任何一種都可能帶來大于10ps的相位偏差。然而，在一些應用中，需要全部時鐘信號實現(xiàn)小于1ps的偏差。其中一些應用包括相控陣、MIMO、雷達、電子戰(zhàn)(EW)、毫米波成像、微波成像、儀表和軟件定義無線電(SDR)。

本文指出了設計過程、制造過程和應用環(huán)境中可能導致1ps或以上相位偏差的幾個關切問題。對于這些關切問題，本文將供應一些建議、示例和閱歷法則，關心讀者直觀地了解相位偏差的根本緣由和幅度。

傳輸線的延遲等式

這里列出的等式用于估算單個時鐘路徑的傳播延遲(pd)和由于多個時鐘傳播途徑或環(huán)境條件變化導致的傳播延遲的變化值在大型時鐘樹應用中，時鐘走線之間的pd是總系統(tǒng)時鐘偏移的一部分。等式1和等式2供應了兩個主變量，它們用于掌握一條傳輸線的pd：傳輸線的物理長度(?)和有效介電常數(shù)(?eff)。對于等式1，vp表示傳輸線相速度，VF表示速度因子(%)，c表示光速(299,792,458m/s)。

等式3計算兩條傳輸線之間的增量傳播延遲(?pd)

傳輸線介電材料具有隨溫度而變化的特性。介電常數(shù)的溫度系數(shù)(TCDk)通常用相位變化(?ppm)與溫度的關系曲線表示，單位為百萬分之一(ppm)；其中?ppm值為目標溫度下的相位與基準溫度（通常為25C）下的相位的差值。已知溫度，?ppm和傳輸線長度時，等式4用于估算傳播延遲相對于基準溫度的變化。

同軸電纜介電材料具有因電纜彎曲而轉變的特性。電纜彎曲的半徑和角度打算了有效介電常數(shù)的變化。一般地，通過比較特定電纜彎曲的相位與直線電纜的相位，將其表示為相位的變化(?deg)。對于已知?deg、信號頻率(f)和電纜彎曲，等式5用于估算傳播延遲的變化。

延遲變化留意事項

傳輸線的選擇

建議：為了在多條走線之間獲得最佳延遲匹配效果，就要匹配走線長度和傳輸線類型。

閱歷法則：

兩條走線長度之間相差1mm，就相當于pd~6ps（兩個走線長度之間相差6mil就相當于pd~1ps）。

帶狀線比微帶線或導體背襯的共面波導(CB-CPW)慢約1ps/mm。

不同的傳輸線類型會產(chǎn)生不同的?eff和vp。使用等式2，這意味著物理長度相同的不同傳輸類型則有不同的pd。表1和圖1供應了三種常見傳輸線（CB-CPW、微帶線和帶狀線）的仿真結果，凸顯了?eff、vp和pd之間的差異。該仿真估算得到，對于10厘米的CB-CPW走線，pd比相同長度的帶狀線走線大100ps。仿真是用RogersCorporation的微波阻抗計算器(MicrowaveImpedanceCalculator)生成的。

表1.圖1中的Rogers4003C仿真結果

Rogers4003C的相對磁導率(?r)，也稱為介電常數(shù)(Dk)，為3.55。留意，在表1中，CB-CPW和微帶線的?eff較低，由于它們暴露在空氣之下，而空氣的?r=1。

要在同一層或者用同一種類型的傳輸線來對那些要求延時匹配的信號進行走線并不是總能實現(xiàn)的。表2供應了在為不同走線選擇傳輸線類型時需要考慮的一些通用因素。假如需要匹配不同傳輸線類型的pd，最好使用電路板仿真工具而不是手動計算和閱歷法則。

表2.廣義傳輸線的考慮因素

圖1.匹配傳輸線類型。

傳輸線過孔

建議:假如信號路徑有過孔，請記住在計算傳播延遲時，要考慮兩個目標信號層之間的過孔長度。

若只是粗略計算傳播延遲，假設連接兩個信號層的過孔長度在相位速度上與傳輸線相同。例如，連接62mil厚板的頂部和底部信號層的過孔將占額外的pd~10ps。

相鄰走線、差分信號和單端信號

建議:在走線之間保持最少一個線寬度，避開在?eff消失顯著變化。

閱歷法則：

100差分信號（奇模式）比50單端信號快。

密集的同相50單端信號（偶模式）比單個50單端信號慢。

密集相鄰走線的信號方向會轉變?eff，并且因而會轉變等長走線之間的延遲匹配。圖2和表3中供應了兩個邊緣耦合微帶線走線與單個微帶線走線的仿真狀況。該仿真估量，兩個10厘米邊緣耦合偶數(shù)模式走線的pd比等長獨立單個走線大16ps。

當嘗試將單端pd與差分pd匹配時，重要的是仿真兩條路徑的相位速度。在時鐘應用中，當嘗試發(fā)送與差分參考或時鐘信號時間對齊的CMOS同步或SYSREF懇求信號時，可能會消失這種狀況。增加差分信號路徑之間的間隔會在差分信號和單端信號之間產(chǎn)生更接近的相位速度匹配。然而，這是以差分信號的共模噪聲抑制為代價的，后者的作用是使時鐘抖動保持在最小限度。

同樣重要的是，我們需要指出，密集的同信任號（偶數(shù)模式）會增大?eff,從而導致pd變長。當單端信號的多個副本密集走線時，結果就會發(fā)生這種狀況。

表3.相鄰走線與隔離走線

圖2.相鄰走線與隔離走線。

延遲匹配與頻率的關系

建議:為了最大限度地削減頻率相關延遲匹配誤差，請選擇低Dk、低損耗因子(DF)的材料(Dk3.7,DF0.005)。DF也稱為損耗角正切(tan)（見等式6）。對于多GHz走線，請避開使用含鎳的電鍍技術。

通過抵消變化量，將不同頻率將信號之間的延時匹配到ps水平并非易事。圖3顯示隨著頻率的增加，介電常數(shù)通常會降低。基于上面的等式1和等式2，隨著頻率的增加，這種行為產(chǎn)生的pd會變小?；诘仁?和圖3中的Rogers材料，1在10厘米走線上，1GHz與20GHz正弦波之間的pd約為4ps。

圖3同時顯示，信號衰減隨著頻率的增加而增加，與基音相比，導致方波高階諧波衰減增大。這種濾波的程度會導致上升時間(R)和下降時間(F)的不同。上升時間和下降時間的變化會表現(xiàn)在波形上的變化影響后繼接受器件，從而體現(xiàn)在總的時延參數(shù)上，總延遲由走線的pd和信號的R/2或F/2構成。另外，不同頻