半橋諧振變換器設(shè)計(jì)與仿真

半橋諧振變換器設(shè)計(jì)與仿真第一頁(yè)，共三十九頁(yè)，2022年，8月28日1諧振變換器技術(shù)2LLC變換器的工作原理3Saber仿真結(jié)果分析第二頁(yè)，共三十九頁(yè)，2022年，8月28日1諧振變換器技術(shù)諧振變換器之所以得到重視和研究，是因?yàn)樵谥C振時(shí)電流或電壓周期性過零，利用這一點(diǎn)實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，可以降低開關(guān)損耗，提高功率變換器的效率。諧振功率變化器有以下三種：SRC（SeriesResonanceCircuit）、PRC（ParallelResonanceCircuit）、SPRC（Series-ParallelResonanceCircuit，又稱LLC）。第三頁(yè)，共三十九頁(yè)，2022年，8月28日1.1SRC（串聯(lián)諧振電路）電路中電感與電容串聯(lián)，形成一個(gè)串聯(lián)諧振腔。這個(gè)諧振腔的阻抗與負(fù)載串聯(lián)，則由于其串聯(lián)分壓作用，增益總是小于1。諧振腔的阻抗與頻率有關(guān)，在其諧振頻率fr下阻抗最小，此時(shí)的增益也最大。第四頁(yè)，共三十九頁(yè)，2022年，8月28日SRC的直流特性曲線根據(jù)電路的直流特性可知：①fs>fr時(shí),開關(guān)管Q-->ZVS；②輕載時(shí)，fs要變化很大才能保證輸出電壓不變;③Vin增大時(shí),fs增大使輸出電壓保持不變。此時(shí)諧振腔的阻抗也增大，則諧振腔內(nèi)有很高的能量在循環(huán)，而并沒有把這些能量供給負(fù)載，并且使半導(dǎo)體器件的應(yīng)力增大。因此，串聯(lián)諧振變換器存在一些不利因素：輕載調(diào)整率高、高的諧振能量、高輸入電壓時(shí)較大的關(guān)斷電流。第五頁(yè)，共三十九頁(yè)，2022年，8月28日1.2PRC（并聯(lián)諧振電路）第六頁(yè)，共三十九頁(yè)，2022年，8月28日PRC的直流特性曲線根據(jù)其直流特性可知：①fs>fr時(shí)，實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)；②輕載時(shí)，fs并不要變化很大來維持輸出電壓不變；③Vin增大時(shí)，fs增大來維持輸出電壓不變。此時(shí)諧振腔內(nèi)循環(huán)的能量依然很大，即使是在輕載的條件下，由于負(fù)載與電容并聯(lián)，仍然有一個(gè)比較小的串聯(lián)阻抗。與SRC相比，PRC優(yōu)點(diǎn)：在輕載時(shí)，頻率變化不大即可保證輸出電壓不變。PRC的缺點(diǎn)：高的諧振能量、高輸入電壓時(shí)關(guān)斷電流較大會(huì)引起較大的關(guān)斷損耗。第七頁(yè)，共三十九頁(yè)，2022年，8月28日1.3SPRC（串并聯(lián)諧振電路）串并聯(lián)諧振電路有兩種形式。LCC形式第八頁(yè)，共三十九頁(yè)，2022年，8月28日對(duì)于LCC電路，存在兩個(gè)諧振頻率：

顯然，fr2<fr1。由直流特性曲線可知：①當(dāng)fr2<fs<fr1時(shí)，MOSFET工作在ZCS區(qū)域，對(duì)于MOSFET而言，ZVS模式下開關(guān)損耗較ZCS模式要小；②為了滿足ZVS，fs>fr1，這樣低頻諧振點(diǎn)沒有利用。從這個(gè)方案可以看出，可以利用雙諧振網(wǎng)絡(luò)來實(shí)現(xiàn)ZVS，如果將LCC的直流特性左右翻轉(zhuǎn)，那么低頻諧振點(diǎn)就可以利用上。因此，出現(xiàn)了特性較好的諧振變換器LLC結(jié)構(gòu)。第九頁(yè)，共三十九頁(yè)，2022年，8月28日LLC形式第十頁(yè)，共三十九頁(yè)，2022年，8月28日對(duì)于LLC電路，存在兩個(gè)諧振頻率：顯然，fr1>fr2。由直流特性曲線可知：①當(dāng)fs>fr2時(shí)，MOSFET工作在ZVS區(qū)域，對(duì)于MOSFET而言，ZVS模式下開關(guān)損耗較ZCS模式要小；②在輕載時(shí)，LLC諧振變換器的開關(guān)頻率變化很小，即使在空載時(shí)它也具備零電壓開關(guān)能力。Back第十一頁(yè)，共三十九頁(yè)，2022年，8月28日2LLC變換器的工作原理2.1LLC變換器的模態(tài)分析根據(jù)LLC諧振變換器的直流增益特性可以將其分為三個(gè)工作區(qū)域。通常將LLC諧振變換器設(shè)計(jì)工作在區(qū)域1和2，工作區(qū)域3是ZCS工作區(qū)。對(duì)于MOSFET而言，ZVS模式的開關(guān)損耗比ZCS模式的開關(guān)損耗要小。第十二頁(yè)，共三十九頁(yè)，2022年，8月28日2.1.1工作區(qū)域2(fr2<f<fr1)模態(tài)1①M(fèi)1:(t0<t<t1)t0時(shí)刻，Q2恰好關(guān)斷，諧振電流Ir<0，IDR1=0。Ir流經(jīng)D1，使VQ1=0,為Q1ZVS開通創(chuàng)造條件。在這個(gè)過程中，PWM信號(hào)加在Q1上使其ZVS開通。(Ir從左向右為正）第十三頁(yè)，共三十九頁(yè)，2022年，8月28日工作區(qū)域2——模態(tài)1①M(fèi)1:(t0<t<t1)這時(shí)Vin加在諧振腔上，Ir增大到0，在這個(gè)過程中，由電磁感應(yīng)定律知，同名端為“+”，副邊DR1導(dǎo)通，此時(shí)副邊電壓即為輸出電壓。反推過去，原邊電壓即為恒定值（np*Vo/ns），則Lm處于恒壓儲(chǔ)能狀態(tài)，其電流線性上升。第十四頁(yè)，共三十九頁(yè)，2022年，8月28日工作區(qū)域2——模態(tài)2②M2:(t1<t<t2)t0~t1時(shí)段，Q1已經(jīng)ON。諧振電流Ir從0開始以近似正弦規(guī)律增大，副邊DR1依然導(dǎo)通，副邊電壓即為輸出電壓，那么原邊電壓是恒定值（np*Vo/ns），那么電流Ilm線性上升。第十五頁(yè)，共三十九頁(yè)，2022年，8月28日工作區(qū)域2——模態(tài)2②M2:(t1<t<t2)此時(shí)工作在串聯(lián)諧振狀態(tài)，即Lr與Cr串聯(lián)諧振，Lm上電壓由于被箝位而只作為負(fù)載不參與諧振。在這個(gè)時(shí)段里,有Ir=Ilm+Inp。在t2時(shí)刻，Ir=Ilm。第十六頁(yè)，共三十九頁(yè)，2022年，8月28日工作區(qū)域2——模態(tài)3③M3:(t2<t<t3)t2時(shí)刻，Inp=0,則副邊電流也為0，即DR1ZCS關(guān)斷，不存在反向恢復(fù)的問題。在這個(gè)時(shí)段，Q1依然導(dǎo)通。這時(shí)（Lr+Lm)與Cr形成串聯(lián)諧振，由于時(shí)間較短，而且（Lm+Lr）也很大，認(rèn)為電流保持不變，Ir=Ilm。在t3時(shí)刻，Q1關(guān)斷，電流Ir（大于0）為ZVS開通Q2創(chuàng)造條件。第十七頁(yè)，共三十九頁(yè)，2022年，8月28日工作區(qū)域2——模態(tài)3從這個(gè)模態(tài)可知，MOSFET的關(guān)斷電流即為激磁電流，通過變壓器的合理設(shè)計(jì)，使激磁電流比負(fù)載電流小的多，那么可以降低開關(guān)損耗。同時(shí)可知，ZVS開通是由于激磁電流所得，此時(shí)原副邊斷開，與負(fù)載電流無關(guān)，那么即使在零電流負(fù)載的條件下也能實(shí)現(xiàn)ZVS開通。第十八頁(yè)，共三十九頁(yè)，2022年，8月28日工作區(qū)域2——模態(tài)4在下半個(gè)周期，其模態(tài)與上半個(gè)周期一樣。(1)在t3時(shí)，Q1關(guān)斷了，激磁電流流經(jīng)D2->Cr->Lr->Lm形成回路，電流在減小;(2)由電磁感應(yīng)定律知，同名端為“-”，副邊DR2導(dǎo)通，此時(shí)副邊電壓為-Vo，原邊電壓為-(np*Vo/ns）;(3)電感Lm上的電流線性下降到0之前，將Q2開通，即實(shí)現(xiàn)了ZVS開通。而Ir的電流已正弦規(guī)律下降（這時(shí)是Lr與Cr諧振）。(4)然后同樣的，達(dá)到，進(jìn)入Lr+Lm與Cr諧振階段，直到Q2關(guān)斷，那么將進(jìn)入下一個(gè)周期。第十九頁(yè)，共三十九頁(yè)，2022年，8月28日2.1.2工作區(qū)域1（f>fr1）模態(tài)12.1.2工作區(qū)域1（f>fr1）①M(fèi)1(t0<t<t1)t0時(shí)刻，Q2恰好關(guān)斷，此時(shí)Lr的電流Ir<0（從左向右記為正）。Ir流經(jīng)D1，為Q1ZVS開通創(chuàng)造條件，并且Ir以正弦規(guī)律減小到0。第二十頁(yè)，共三十九頁(yè)，2022年，8月28日2.1.2工作區(qū)域1（f>fr1）模態(tài)12.1.2工作區(qū)域1（f>fr1）①M(fèi)1(t0<t<t1)由電磁感應(yīng)定律知，副邊DR1導(dǎo)通，副邊電壓即為輸出電壓Vo，則原邊電壓即為（np*Vo/np)，Lm上電壓為定值，Ilm線性上升到0，此時(shí)Lr與Cr諧振。在這段時(shí)間里Q1開通。第二十一頁(yè)，共三十九頁(yè)，2022年，8月28日工作區(qū)域1——模態(tài)2②M2（t1<t<t2)Q1已經(jīng)ON，Ir依然以正弦規(guī)律增大，Ilm依然線性上升,在t2時(shí)刻，Q1關(guān)斷，但I(xiàn)r>Ilm，在Q1關(guān)斷時(shí)，副邊二極管依然導(dǎo)通,Ins依然有電流，同時(shí)Ir的存在，為Q2的ZVS開通創(chuàng)造了條件。第二十二頁(yè)，共三十九頁(yè)，2022年，8月28日工作區(qū)域1——模態(tài)3下半個(gè)周期與上半個(gè)周期類似。(1)在t2時(shí)刻，Q1關(guān)斷，Ir電流流經(jīng)D2，在這個(gè)過程中Q2開通，實(shí)現(xiàn)了ZVS開通，并且強(qiáng)制Ir>Ilm;(2)Ilm電流開始減小，由電磁感應(yīng)定律知，同名端為“-”，副邊DR2導(dǎo)通，原邊Lm電壓恒定，其電流線性減小，直至Q2關(guān)斷。第二十三頁(yè)，共三十九頁(yè)，2022年，8月28日工作區(qū)域1——總結(jié)總之，當(dāng)f>fr1時(shí)，依然有ZVS開通的特點(diǎn)，但是整個(gè)工作過程中，激磁電感Lm沒有參與過諧振，都是Lr與Cr的串聯(lián)諧振，所以認(rèn)為這種工作模式與串聯(lián)諧振類似，具備了串聯(lián)諧振的優(yōu)缺點(diǎn)。MOSFET關(guān)斷電流為Ir的電流，較大，這樣開關(guān)損耗也大；并且，副邊整流二極管沒有ZCS關(guān)斷，存在反向恢復(fù)問題，同時(shí)存在損耗。比工作區(qū)域2的效率要低。第二十四頁(yè)，共三十九頁(yè)，2022年，8月28日2.1.3工作區(qū)域3（f<fr2)區(qū)域3是MOSFET的ZCS工作區(qū)，因?yàn)樵趂<fr2時(shí)，諧振腔阻抗呈容性，電壓滯后于電流。在諧振變換器中，一般不設(shè)計(jì)在這個(gè)區(qū)域，所以這里將不詳細(xì)講解。第二十五頁(yè)，共三十九頁(yè)，2022年，8月28日2.2LLC變換器的直流特性分析2.2.1LLC變換器直流增益特性LLC的諧振網(wǎng)絡(luò)可以等效如下圖。圖中Req為折算到原邊的負(fù)載，其值為：該網(wǎng)絡(luò)的品質(zhì)因數(shù)為：第二十六頁(yè)，共三十九頁(yè)，2022年，8月28日首先計(jì)算該網(wǎng)絡(luò)的傳遞函數(shù)：其中，且第二十七頁(yè)，共三十九頁(yè)，2022年，8月28日進(jìn)行歸一化計(jì)算：令k=Lr/Lm,fn=f/fr，帶入G(jw)化簡(jiǎn)得：因此LLC諧振變換器的輸入輸出直流特性記為:第二十八頁(yè)，共三十九頁(yè)，2022年，8月28日其增益特像曲線為：從增益特性曲線上可以看出：①當(dāng)開關(guān)頻率f在fr右邊時(shí)，工作在ZVS狀態(tài)；②當(dāng)輸入電壓降低，可以降低開關(guān)頻率使其增益增大；③當(dāng)負(fù)載加重時(shí)，諧振頻率會(huì)升高。第二十九頁(yè)，共三十九頁(yè)，2022年，8月28日2.2.2k=Lr/Lm對(duì)直流增益特性的影響不同k值下的直流增益曲線如下圖，圖中，橫坐標(biāo)為fn，縱坐標(biāo)為增益M。在輸入輸出功率一定的變換器下，匝比n固定，在某一個(gè)Q下，直流增益曲線隨k的變化情況：①當(dāng)k增大時(shí)，其最大增益值在減小，那么在低輸入電壓下可能達(dá)不到要求的輸出電壓；第三十頁(yè)，共三十九頁(yè)，2022年，8月28日2.2.2k=Lr/Lm對(duì)直流增益特性的影響不同k值下的直流增益曲線如下圖，圖中，橫坐標(biāo)為fn，縱坐標(biāo)為增益M。②檔k增大時(shí)，在一定的電壓范圍內(nèi)為了達(dá)到要求的輸出電壓，LLC變換器的工作頻率范圍加寬，這對(duì)磁性元件的工作不利；k=1k=2第三十一頁(yè)，共三十九頁(yè)，2022年，8月28日2.2.2k=Lr/Lm對(duì)直流增益特性的影響不同k值下的直流增益曲線如下圖，圖中，橫坐標(biāo)為fn，縱坐標(biāo)為增益M。③當(dāng)k減小，即Lm的值減小時(shí)，由于輸出電壓一定，那么在電感Lm上的電壓是一個(gè)定值，由Lm(di/dt)=u得，電流的峰值變大。而原邊開關(guān)管關(guān)斷時(shí)的電流即為激磁電流，那么會(huì)使關(guān)斷損耗較大；但是峰值電流過小，可能會(huì)影響零電壓的開通。因此，在選擇k值時(shí)應(yīng)折中考慮。第三十二頁(yè)，共三十九頁(yè)，2022年，8月28日2.1.3Q對(duì)直流增益特性的影響不同Q值下的直流增益曲線如下圖，圖中，橫坐標(biāo)為fn，縱坐標(biāo)為增益M。對(duì)于給定的諧振變換器，在n和k選定后，當(dāng)Q值越大，其工作頻率的變化范圍就越窄（在fr2<f<fr1的工作模式下），這樣有助于磁性元件的工作。BackQ=10Q=2第三十三頁(yè)，共三十九頁(yè)，2022年，8月28日3Saber仿真結(jié)果分析3.1電路參數(shù)根據(jù)LLC諧振變換器的工作原理的分析，我們?cè)趯?shí)際應(yīng)用中通常使其工作在區(qū)域2（fr1<f<fr2）。用Saber仿真時(shí)電路的參數(shù)如下： 輸入電壓Vin=400V； 輸出電壓Vo=24V； 輸出功率Po=300W； Lr=68uH； Cr=46nF； Lm=408uH； 匝比n=8.3； Cf=600uF； 負(fù)載電阻R=2Ω； 開關(guān)頻率fs=90KHZ。第三十四頁(yè)，共三十九頁(yè)，2022年，8月28日3.2仿真波形3.2.1f=fr1的工作波形Q1驅(qū)動(dòng)電壓Q1電壓A點(diǎn)電壓波形Vcr的電壓輸出電壓Vo副邊二極管IDR1IrIlm

從圖上可以看出，Q1實(shí)現(xiàn)了臨界ZVS的開通，副邊整流二極管臨界ZCS關(guān)斷。第三十五頁(yè)，共三十九頁(yè)，2022年，8月28日3.2.2f>fr1的工作波形從圖上可以看出，Q1此時(shí)沒有實(shí)現(xiàn)ZVS的開通，在開通時(shí)，有200多伏的電壓，副邊整流二極管也不在是ZCS關(guān)斷。這樣損耗比較大。Q1驅(qū)動(dòng)電壓Q1電壓A點(diǎn)電壓波形Vcr的電壓輸出電壓Vo副邊二極管IDR1IrIlm第三十六頁(yè)，共三十九頁(yè)，2022年，8月28日3.2.3fr2<f<fr1的工作波形從圖上可以看出，Q1此時(shí)實(shí)現(xiàn)ZVS的開通，副邊整流二極管是ZCS關(guān)斷，而且此時(shí)的MOSFET的ZVS開通及整流二極管ZCS的關(guān)斷較為容易實(shí)現(xiàn)。Q1驅(qū)動(dòng)電壓Q1電壓A點(diǎn)電壓波形Vcr的電壓輸出電壓Vo副邊二極管IDR1Ir