第14講-其他常用微波電路

第11章其他常用微波電路

11.1隔離器與環(huán)形器

11.3倍頻器和分頻器

11.4開關(guān)與相移器11.1隔離器與環(huán)形器

隔離器又稱單向器,它是一種允許電磁波單向傳輸?shù)膬啥丝谄骷?其示意圖如圖所示。從端口①向端口②傳輸?shù)恼螂姶挪ㄋp很小,而從端口②向端口①傳輸?shù)姆聪虿▌t有很大的衰減。

在微波系統(tǒng)中,經(jīng)常把隔離器接在信號(hào)發(fā)生器與負(fù)載網(wǎng)絡(luò)之間,以改善源與負(fù)載的匹配。這樣可以使得來(lái)自負(fù)載的反射功率不能返回發(fā)生器輸入端,避免負(fù)載阻抗改變而引起的發(fā)生器輸出功率和工作頻率的改變。隔離器常用的環(huán)行器是三端口元件,信號(hào)傳輸可以是順時(shí)針?lè)较?也可是逆時(shí)針?lè)较颉－h(huán)行器可以用作隔離器,更多場(chǎng)合是與其他電子器件一起構(gòu)成微波電路。一般地,隔離器和環(huán)行器是在微波結(jié)構(gòu)中放入鐵氧體材料,外加恒定磁場(chǎng),在這個(gè)區(qū)域構(gòu)成各向異性介質(zhì)。電磁波在這種媒體中三個(gè)方向的傳輸常數(shù)是不同的,從而可實(shí)現(xiàn)單向傳輸。鐵氧體材料是一種電子陶瓷,材料配方和工藝多種多樣,隨鐵氧體的使用場(chǎng)合而定。隔離器和環(huán)行器的技術(shù)指標(biāo)是：工作頻帶、最大正向衰減量α+、最小反向衰減量α-、正反向駐波比、功率容量等。這些指標(biāo)的定義在前述各種電路中都遇到過(guò),在此不再贅述。好的指標(biāo)是正向衰減盡可能?。?.5dB以下）,反向衰減盡可能大(25dB以上),駐波比盡可能?。?.2以下）,頻帶和功率容量滿足整機(jī)要求。11.1.1隔離器的技術(shù)指標(biāo)11.1.2隔離器的原理1.諧振式隔離器1)波導(dǎo)結(jié)構(gòu)

波導(dǎo)型諧振式隔離器的基本原理是鐵磁諧振效應(yīng)。在鐵磁諧振頻率附近（ω=ω0）,橫向磁化的鐵氧體強(qiáng)烈地吸收右旋圓極化波的能量,而使右旋波受到很大的衰減,左旋波損耗很小。如圖所示,鐵氧體片在矩形波導(dǎo)內(nèi)的位置應(yīng)該是電磁波磁場(chǎng)為圓極化的地方,矩形波導(dǎo)中ＴＥ10模的磁場(chǎng)分布,沿正z方向?yàn)閳D（b）,沿負(fù)z方向?yàn)閳D（c）。理想情況下,正向無(wú)衰減,反向無(wú)傳輸。適當(dāng)選取鐵氧體膜片的位置就可以實(shí)現(xiàn)單向傳輸特性。諧振式隔離器的優(yōu)點(diǎn)是制造簡(jiǎn)單，結(jié)構(gòu)緊湊。相對(duì)來(lái)說(shuō),功率容量比較大。缺點(diǎn)是需要較大的偏置磁場(chǎng),如圖（a）中的H0。在低功率系統(tǒng)中,一般采用工作磁場(chǎng)較低的場(chǎng)移式隔離器。

2)微帶型微帶結(jié)構(gòu)在微波電路中用途很廣。下圖是微帶型鐵氧體諧振式隔離器。由于諧振原理,這種隔離器的頻帶比較窄,一般不超過(guò)中心頻率的10％。

橫向偏置的鐵氧體條置于微帶線旁,電磁波磁場(chǎng)圓極化方向與鐵氧體內(nèi)感應(yīng)電流引起的磁場(chǎng)一致,電磁波交給鐵氧體能量,鐵氧體發(fā)熱。如果改變偏置磁場(chǎng)方向,電磁波就不損耗能量。在6.0GHz上,反向衰減大于30dB,正向衰減小于1dB。1)波導(dǎo)結(jié)構(gòu)

如圖所示,矩形波導(dǎo)中TE10模磁場(chǎng)為圓極化,在x1處放置一塊鐵氧體片,并加有垂直于波導(dǎo)寬壁的橫向恒定磁場(chǎng)H0（負(fù)y方向）,在鐵氧體片面向?qū)挶谥芯€的一側(cè)再附加一片薄的吸收片。2.場(chǎng)移式隔離器波導(dǎo)場(chǎng)移式隔離器(a)結(jié)構(gòu)示意圖；

(b)電場(chǎng)分布

場(chǎng)移式隔離器的工作原理與諧振式的不同,區(qū)別在于它不是工作在ω=ω0的諧振區(qū),而是工作在ω0/ω＜1的低場(chǎng)區(qū),即外加磁場(chǎng)H0小于諧振時(shí)的磁場(chǎng)。鐵氧體顯示出“抗磁”性質(zhì),對(duì)微波磁場(chǎng)起排斥作用。所以,對(duì)右旋波來(lái)說(shuō),鐵氧體內(nèi)部的電磁場(chǎng)強(qiáng)很弱,電磁能量主要在鐵氧體外邊的波導(dǎo)管內(nèi)傳輸,電場(chǎng)分量Ey在鐵氧體內(nèi)側(cè)與空氣的交界面上為最小值,而對(duì)于左旋波,由于鐵氧體的介電常數(shù)較大,電磁場(chǎng)集中于鐵氧體片內(nèi)部及其附近傳輸,在鐵氧體內(nèi)側(cè)與空氣的交界面上,電場(chǎng)強(qiáng)度Ey有最大值,這種場(chǎng)分布的差異稱為場(chǎng)移效應(yīng),如圖(b)所示。如果在鐵氧體內(nèi)側(cè)與空氣的交界面上涂一層能吸收電磁能量的電阻層,并選擇合適的電阻率．就可以使得沿負(fù)z方向傳輸?shù)碾姶挪?在x1處為左旋波)能量受到很大的衰減,而沿正z方向傳輸?shù)牟?右旋波)能順利地通過(guò),從而形成了單向傳輸?shù)奶匦浴?)微帶型

如圖所示的鐵氧體表面的微帶線在偏置磁場(chǎng)作用下,電磁場(chǎng)會(huì)偏離中心向一邊移動(dòng),在微帶線旁放置一塊吸波材料,就會(huì)吸收電磁波的能量。如果將偏置磁場(chǎng)改變方向或電磁波從另一方向來(lái),則不會(huì)有影響?，F(xiàn)有場(chǎng)移式隔離器指標(biāo)為6.0～12GHz,反向衰減20dB,正向衰減1.5dB,比諧振式隔離器頻帶寬。微帶場(chǎng)移式隔離器

與諧振式隔離器相比較,場(chǎng)移式隔離器的優(yōu)點(diǎn)是所需偏置磁場(chǎng)H0的值較低,減輕了磁鐵的重量,有利于做出更高頻率的隔離器。缺點(diǎn)是損耗發(fā)生在很薄的吸收片中,散熱受到限制,能承受的功率有限。波導(dǎo)型法拉第旋轉(zhuǎn)式隔離器如圖所示。圖中1和6是矩形波導(dǎo),它們的橫截面互成45°的角。7和8是吸收薄片,也互成45°的夾角。2和5是矩形波導(dǎo)ＴＥ10模到圓波導(dǎo)TE11模的轉(zhuǎn)換器。4是產(chǎn)生縱向磁場(chǎng)的螺線線圈。3是兩端做成錐形的鐵氧體圓桿。選擇鐵氧體的長(zhǎng)度l和縱向恒磁場(chǎng)H0的大小，使得經(jīng)過(guò)圓波導(dǎo)后電磁波的極化面有45°的旋轉(zhuǎn)。3.法拉第旋轉(zhuǎn)式隔離器若電磁波由矩形波導(dǎo)1輸入,經(jīng)過(guò)45°旋轉(zhuǎn)之后,電場(chǎng)極化方向正好與矩形波導(dǎo)6中的TE10模電場(chǎng)方向一致,電力線垂直于吸收片7和8,電磁波無(wú)衰減地通過(guò),即正向傳輸?shù)碾姶挪ㄋp很小；而反向傳輸?shù)碾姶挪ń?jīng)鐵氧體3后,極化方向又旋轉(zhuǎn)45°,而且旋轉(zhuǎn)方向與正向電磁波的相同,于是電力線與吸收片7平行,因此電磁波將受到很大的衰減,且此時(shí)電場(chǎng)的極化方向與波導(dǎo)1中TE１０模的電場(chǎng)極化方向垂直,不能由矩形波導(dǎo)1輸出,經(jīng)反射再通過(guò)鐵氧體3后,其電場(chǎng)平行于吸收片8,又被吸收,其殘存的能量再被反射,則可由波導(dǎo)1輸出,這就是經(jīng)過(guò)強(qiáng)烈衰減后的反射波。一般其正向衰減小于

1dB,而反向衰減較大,可做到20～30dB。

環(huán)行器是一個(gè)多端口器件,其中電磁波的傳輸只能沿單方向環(huán)行,例如在右圖中,信號(hào)只能沿①→②→③→④→①方向傳輸,反方向是隔離的。11.1.3環(huán)行器在近代雷達(dá)和微波多路通信系統(tǒng)中都要用單方向環(huán)行特性的器件。例如,在收發(fā)設(shè)備共用一副天線的雷達(dá)系統(tǒng)中常采用環(huán)行器作雙工器。在微波多路通信系統(tǒng)中,用環(huán)行器可以把不同頻率的信號(hào)分隔開,如右圖所示,不同頻率的信號(hào)由環(huán)行器Ⅰ的①臂進(jìn)入②臂,接在②臂上的帶通濾波器F1只允許頻率為f1±Δf的信號(hào)通過(guò),其余頻率的信號(hào)全部被反射進(jìn)入③臂,濾波器F2通過(guò)了頻率為f2±Δf的信號(hào)并反射其余頻率的信號(hào)。這些信號(hào)通過(guò)④臂進(jìn)入環(huán)行器Ⅱ的①臂……于是可以依次將不同頻率的信號(hào)分隔開。用環(huán)行器分隔出不同頻率信號(hào)

環(huán)行器的原理依然是磁場(chǎng)偏置鐵氧體材料各向異性特性。微波結(jié)構(gòu)有微帶式、波導(dǎo)式、帶狀線和同軸式,其中以微帶三端環(huán)行器用的最多,微帶環(huán)行器結(jié)構(gòu)如圖所示,用鐵氧體材料作介質(zhì),上置導(dǎo)帶結(jié)構(gòu),加恒定磁場(chǎng)Hdc,就具有環(huán)行特性。如果改變偏置磁場(chǎng)的方向,環(huán)行方向就會(huì)改變。下面給出常用結(jié)構(gòu)和用途示例。鐵氧體環(huán)行器（a）三端環(huán)行器示意圖;（b）波導(dǎo)結(jié)構(gòu);（c）微帶結(jié)構(gòu)鐵氧體環(huán)行器應(yīng)用（a）用作隔離器;（b）用作雙工器;（c）用作移相器;（d）用于注入鎖定放大器11.3倍頻器和分頻器11.3.1倍頻器倍頻器輸入信號(hào)為f0,輸出信號(hào)為nf0,使用的器件是變?nèi)荻O管。微波電路包括輸入端低通濾波器和匹配電路,輸出端帶通濾波器和匹配電路,如圖所示。倍頻器基本結(jié)構(gòu)射頻/微波倍頻器分成兩類：低次倍頻器和高次倍頻器。

低次倍頻器的單級(jí)倍數(shù)n不超過(guò)5。使用的器件為變?nèi)荻O管,倍頻次數(shù)增加后,倍頻效率和輸出功率將迅速降低(二倍頻效率為50％以上,三倍頻效率為40％以上)。如需高次倍頻時(shí),必須做成多級(jí)倍頻鏈,使其中每一單級(jí)仍為低次倍頻。高次倍頻器的單級(jí)倍頻次數(shù)可達(dá)10～20以上,倍頻使用的器件是階躍恢復(fù)二極管(電荷儲(chǔ)存二極管)。在高次倍頻時(shí),倍頻效率約為1/n。因?yàn)楸额l次數(shù)高,可由幾十兆赫茲的石英晶體振蕩器一次倍頻至微波,得到很穩(wěn)定的頻率輸出。這種倍頻器輸出功率比較小,通常在幾瓦以下,但利用階躍管進(jìn)行低次倍頻時(shí),輸出功率在L波段也可達(dá)15W以上。1.變?nèi)荻O管變?nèi)荻O管的特點(diǎn)是非線性電抗元件,損耗小、噪聲低,可用于諧波倍頻、壓控調(diào)諧、參量放大、混頻或檢波。目前使用最多的只是倍頻和調(diào)諧。圖（b）所示肖特基勢(shì)壘二極管的反向結(jié)電容隨電壓的變化就是變?nèi)莨芴匦?變?nèi)莨艿碾娙菖c反向電壓的關(guān)系為式中,Cj0是零偏壓時(shí)結(jié)電容,φ為結(jié)勢(shì)壘電勢(shì),m為等級(jí)因子。圖11-26（d）所列的不同半導(dǎo)體材料都可用作變?nèi)莨?只是三個(gè)參量不同。不同用途的變?nèi)莨?m值不同。m=1/3時(shí)為線性變?nèi)莨?實(shí)現(xiàn)低次倍頻或調(diào)諧。m=1/2時(shí)為階躍回復(fù)二極管,實(shí)現(xiàn)高次倍頻或低次倍頻。大多數(shù)情況下,變?nèi)莨艿膍=1/2～1/3。變?nèi)莨艿牡刃щ娐窞橐粋€(gè)電阻與可變電容的串聯(lián),如圖11-30所示,最大工作頻率與串聯(lián)電阻有關(guān),電阻越小越好。下圖給出變?nèi)莨艿碾娙萸€和泵源（大功率交流信號(hào)）作用下變?nèi)莨艿慕Y(jié)電容曲線,非線性效果較明顯。泵源作用下的結(jié)電容2.門—羅關(guān)系

在輸入信號(hào)激勵(lì)下,變?nèi)莨苌洗嬖谠S多頻率成分,除輸入和輸出有用信號(hào)外,其余頻率稱為空閑頻率。這些空閑頻率對(duì)于器件的工作是必不可少的。為了保證倍頻器工作,必須使一些空閑頻率諧波有電流。這個(gè)回路通常是短路諧振器,在所關(guān)心的頻率上電流最大。門-羅（Manley-Rowe）關(guān)系描述理想電抗元件上的諧波成分及其占有的功率。這種關(guān)系便于直觀理解倍頻器、變頻器、分頻器和參放的工作原理。用兩個(gè)信號(hào)fp和fs來(lái)激勵(lì)變?nèi)莨?則有倍頻器m=0,輸入為fp,輸出為nfp,P1+Pn=0,理論效率為100％。參量放大器和變頻器m=1,泵源fp的功率比信號(hào)fs的功率大的多,忽略信號(hào)功率,且只取和頻fp+fs,則轉(zhuǎn)換增益為門雷-羅威關(guān)系式--------理想非線性電抗上的能量-頻率分配關(guān)系～～應(yīng)用----和頻上變頻～～應(yīng)用----差頻上變頻～～3.倍頻器設(shè)計(jì)變?nèi)荻O管倍頻器的常用電路如下圖所示,圖(a)為電流激勵(lì),圖(b)為電壓激勵(lì)。在電流激勵(lì)形式中,濾波器F1對(duì)輸入頻率為短路,對(duì)其他頻率為開路,濾波器FN則對(duì)輸出頻率為短路,對(duì)其他頻率為開路；在電壓激勵(lì)中,F1對(duì)輸入頻率、FN對(duì)輸出頻率為開路,對(duì)其他頻率為短路。變?nèi)荻O管倍頻器的電路原理圖電流激勵(lì)的倍頻器電路,變?nèi)莨芤欢丝山拥囟谏?故作功率容量較大的低次倍頻時(shí),宜于采用電流激勵(lì)。用階躍管作高次倍頻時(shí),因其處理的功率較小,一般采用電壓激勵(lì)形式。構(gòu)成倍頻器時(shí),應(yīng)注意以下幾個(gè)問(wèn)題：

(1)變?nèi)莨艿墓ぷ鳡顟B(tài)要合理選擇,以得到較高的倍頻效率和輸出較大的功率。由于變?nèi)莨鼙额l是利用其電容的非線性變化來(lái)得到輸入信號(hào)的諧波的,如果使微波信號(hào)在一個(gè)周期的部分時(shí)間中進(jìn)入正向狀態(tài),甚至超過(guò)PN結(jié)的接觸電位,則倍頻效率可大大提高,因?yàn)橛煞聪驙顟B(tài)較小的結(jié)電容至正向狀態(tài)較大的擴(kuò)散電容,電容量有一個(gè)較陡峭的變化,有利于提高變?nèi)莨艿谋额l能力。但是,過(guò)激勵(lì)太過(guò)分時(shí),PN結(jié)的結(jié)電阻產(chǎn)生的損耗也會(huì)降低倍頻效率,故對(duì)一定的微波輸入功率需調(diào)節(jié)變?nèi)莨艿钠珘菏蛊涔ぷ饔谧罴褷顟B(tài)。

(2)變?nèi)莨軆蓚?cè)的輸入/輸出回路分別與基波信號(hào)源和諧波輸出負(fù)載連接。為了提高倍頻效率,減少不必要的損耗,盡量消除不同頻率之間的相互干擾,要求輸入/輸出電路之間的相互影響盡量小。特別是倍頻器的輸入信號(hào)不允許泄漏到輸出負(fù)載,而其倍頻輸出信號(hào)也不允許反過(guò)來(lái)向輸入信號(hào)源泄漏。為此,在輸入信號(hào)源之后及輸出負(fù)載之前分別接有濾波器F1及FN。此外,在濾波器F1、FＮ和變?nèi)莨苤g,還應(yīng)加接調(diào)諧電抗L1和LN。因?yàn)檩斎腚娐泛洼敵鲭娐方釉谝黄?彼此總有影響,為使輸出電路對(duì)輸入電路呈現(xiàn)的輸入電抗符合輸入電路的需要,故在輸入電路中加接調(diào)節(jié)電抗L1加以控制。同理,在輸出電路中加接LＮ是為了調(diào)節(jié)輸入回路影響到輸出電路的等效電抗。

(3)為了在輸入頻率和輸出頻率上得到最大功率傳輸,以實(shí)現(xiàn)較大的倍頻功率輸出,要求對(duì)兩個(gè)不同頻率都分別做到匹配,即輸入電路在輸入頻率上匹配,輸出電路在輸出頻率上匹配。

(4)當(dāng)倍頻次數(shù)N＞2時(shí),為了進(jìn)一步提高倍頻效率,除調(diào)諧于輸入頻率和輸出頻率的電路以外,最好附加一個(gè)到幾個(gè)調(diào)諧于其他諧波頻率的電路,但這些頻率皆低于輸出頻率,稱為空閑電路。由于空閑電路的作用,把一個(gè)或幾個(gè)諧波信號(hào)的能量利用起來(lái),再加到變?nèi)莨苓@個(gè)非線性元件上,經(jīng)過(guò)倍頻或混頻的作用,使輸出頻率的信號(hào)的能量加大,這樣就把空閑頻率的能量加以利用而增大了輸出。

(5)變?nèi)莨艿姆庋b參量Ls、Cb對(duì)電路的影響也不小,在進(jìn)行電路設(shè)計(jì)時(shí),應(yīng)將它們包含進(jìn)去。4.階躍管高次倍頻器階躍恢復(fù)二極管(簡(jiǎn)稱階躍管,又稱電荷儲(chǔ)存二極管)是利用電荷儲(chǔ)存作用而產(chǎn)生高效率倍頻的特殊變?nèi)莨?。m=1/9~1/16,C≈Cj0,在大功率激勵(lì)下,相當(dāng)于一個(gè)電抗開關(guān)。工作頻率范圍可從幾十MHz至幾十GHz。這種倍頻器結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單,效率高,性能穩(wěn)定,作為小功率微波信號(hào)源是比較合適的,并且可以一次直接從幾十MHz的石英晶體振蕩器倍頻到微波頻率,得到很高的頻率穩(wěn)定度。階躍管還可用于梳狀頻譜發(fā)生器或作為頻率標(biāo)記。因?yàn)橛呻A躍管倍頻產(chǎn)生的一系列譜線相隔均勻(均等于基波頻率),可用來(lái)校正接收機(jī)的頻率,也可作為鎖相系統(tǒng)中的參考信號(hào)。階躍二極管也可用來(lái)產(chǎn)生寬度極窄的脈沖(脈沖寬度可窄到幾十微微秒),在毫微秒脈沖示波器、取樣示波器等脈沖技術(shù)領(lǐng)域得到應(yīng)用。階躍恢復(fù)管的電流波形激勵(lì)電壓波形；(b)檢波管或高速開關(guān)管電流波形；(c)階躍管的電流波形(b)為一般PN結(jié)二極管的電流波形,依循正向?qū)?、反向截止的?guī)律；(c)為階躍管的電流波形,其特點(diǎn)是電壓進(jìn)入反向時(shí),電流并不立即截止,而是有很大的反向電流繼續(xù)流通,直到時(shí)刻ta,才以很陡峭的速度趨于截止?fàn)顟B(tài)。產(chǎn)生這種特性是和階躍管本身特點(diǎn)有關(guān)的。最簡(jiǎn)單的階躍恢復(fù)二極管是一個(gè)PN結(jié),但與檢波管或高速開關(guān)管不同。正弦波電壓對(duì)它們進(jìn)行激勵(lì)時(shí),得到的電流波形不同,如圖(b)、(c)所示。階躍恢復(fù)二極管倍頻器構(gòu)成框圖及其各級(jí)產(chǎn)生的波形階躍恢復(fù)二極管倍頻器的構(gòu)成框圖及其各級(jí)產(chǎn)生的波形如圖所示。頻率為f0的輸入信號(hào)把能量送到階躍管的脈沖發(fā)生器電路。該電路將每一輸入周期的能量變換為一個(gè)狹窄的大幅度的脈沖。此脈沖能量激發(fā)線性諧振電路。該電路把脈沖再變換為輸出頻率fN=Nf0的衰減振蕩波形。最后,此衰減振蕩經(jīng)帶通濾波器濾去不必要的諧波，即可在負(fù)載上得到基本上純的輸出頻率等幅波。5.倍頻器電路

低次倍頻n=2～4,已有商業(yè)化集成產(chǎn)品選擇,尺寸很小,使用方便。下面給出幾種微波倍頻器的電路結(jié)構(gòu),供參考。下圖是微帶線六倍頻器,1、2、3為輸入端匹配和低通,4為變?nèi)莨?5、6、7、8為輸出端匹配帶通,9、10為直流偏置。倍頻次數(shù)和電路拓?fù)潢P(guān)系不大,只是圖中輸出帶通濾波器7的中心頻率不同。工作頻率變化,電路拓?fù)湟膊蛔?只調(diào)整輸入和輸出回路即可。微帶線六倍頻器11.3.2分頻器

分頻器主要用于鎖相環(huán)和頻率合成器中。下圖是基本頻率變換關(guān)系,輸入為f0,輸出為f0/N,設(shè)法實(shí)現(xiàn)圖中的頻率變換關(guān)系是設(shè)計(jì)分頻器的基本思路。

分頻器功能完成這個(gè)功能的常用方法是反饋混頻法或使用再生分頻器,電路結(jié)構(gòu)如圖所示,分頻器的分頻比取決于兩個(gè)帶通濾波器的選擇性?；祛l器RF端功率大,LO端功率小,相當(dāng)于接收機(jī)的本振與信號(hào)對(duì)調(diào),輸出頻率與分頻比的關(guān)系為頻率再生式分頻器研究背景D波段寬帶三倍頻器研究*毫米波是指波長(zhǎng)大于1mm小于10mm范圍內(nèi)的電磁波,與波長(zhǎng)相對(duì)應(yīng)的頻率范圍為30-300GHz(一)波長(zhǎng)短。毫米波的波長(zhǎng)比微波短,對(duì)大氣中的塵埃具有更強(qiáng)的穿透性。同時(shí)毫米波天線與相同口徑的微波天線相比,波束更窄,副瓣更低,進(jìn)而在分辨率和和精度上也具有明顯的優(yōu)勢(shì),也是由于波長(zhǎng)更短的原因,毫米波設(shè)備往往比微波頻段的設(shè)備在體積上也要更小得多;光波波長(zhǎng)雖然比毫米波很短,但元器件的加工卻相對(duì)較難。(二)大氣對(duì)毫米波傳播特性的影響。由于大氣中氧分子和水蒸氣的諧振使得頻率為22GHz、60GHz、120GHz和183GHz的毫米波在大氣傳播時(shí)衰減較大,而在35GHz、94GHz、140GHz和220GHz頻率處出現(xiàn)衰減相對(duì)較小的大氣窗口。這些大氣窗口具有較寬的帶寬,也是當(dāng)今主要研究的頻譜區(qū)域。(三)毫米波頻帶很寬,擁有270GHz的絕對(duì)帶寬,在幾個(gè)大氣窗口處都具有較寬的頻帶。*以下內(nèi)容引自電子科技大學(xué)余卓哲碩士學(xué)位論文<D波段寬帶三倍頻器研究>,2012正是由于上述諸多特點(diǎn)使得毫米波有著廣泛的應(yīng)用前景。但是,毫米波系統(tǒng)的價(jià)格較高,其應(yīng)用更多的集中在軍事領(lǐng)域中,包括雷達(dá)、通信以及電子對(duì)抗等方面。(一)雷達(dá)領(lǐng)域——由于毫米波具有全天候工作的特點(diǎn),可以持續(xù)獲得敵方信息,同時(shí)毫米波設(shè)備自身具有體積小的特點(diǎn),因而被廣泛的應(yīng)用于軍用雷達(dá)系統(tǒng)中。其在民用雷達(dá)上的應(yīng)用更多的是汽車防撞雷達(dá)和氣象雷達(dá)。(二)電子對(duì)抗——主要利用毫米波對(duì)通信、雷達(dá)以及精確制導(dǎo)等系統(tǒng)等進(jìn)行有效的干擾。(三)通信——毫米波具有波束窄,抗干擾能力強(qiáng)的特點(diǎn),因此也廣泛應(yīng)用于通信領(lǐng)域,如保密通信、星際通信、衛(wèi)星通信等。要實(shí)現(xiàn)上述各種應(yīng)用,首先要解決的問(wèn)題就是毫米波源的獲得三種獲得毫米波源的常用方式(一)毫米波固態(tài)振蕩器——這實(shí)際上是利用元器件的非線性特性將直流能量轉(zhuǎn)換成毫米波能量的一種轉(zhuǎn)換器件。采用這種方法獲得的毫米波源無(wú)論是相位噪聲還是頻率穩(wěn)定度都不佳,特別是在毫米波頻段高端更為明顯。(二)鎖相——實(shí)際上它是一種能夠通過(guò)跟蹤一個(gè)信號(hào)的相位實(shí)現(xiàn)頻率鎖定的環(huán)路系統(tǒng)。通過(guò)此方式獲得毫米波源具有頻率穩(wěn)定度高的優(yōu)點(diǎn),但不易滿足低相位噪聲的要求。(三)毫米波倍頻器——這實(shí)際上是將功率較大、頻率穩(wěn)定度高的微波或毫米波信號(hào)通過(guò)非線性元器件獲取其諧波信號(hào)的非線性器件。通過(guò)此方法獲得的毫米波源通常具有頻率穩(wěn)定度高,相位噪聲低的優(yōu)點(diǎn)。倍頻器的發(fā)展動(dòng)態(tài)近年來(lái),毫米波固態(tài)倍頻技術(shù)得到了不斷地發(fā)展,其研究頻率越來(lái)越高。隨著半導(dǎo)體技術(shù)的發(fā)展,作為倍頻器核心的非線性器件也不斷更新,繼早期的非線性電阻二極管、變?nèi)莨芎?金屬半導(dǎo)體型場(chǎng)效應(yīng)管(MESFET)、高電子遷移率晶體管(HEMT)、異質(zhì)結(jié)雙極晶體管(HBT)等新型的非線性器件也相繼出現(xiàn),為倍頻技術(shù)的進(jìn)一步發(fā)展鋪平了道路。當(dāng)今毫米波系統(tǒng)朝著小型化的方向不斷發(fā)展,而毫米波倍頻器作為毫米波系統(tǒng)的核心,需要滿足的要求也越來(lái)越高。其中,如何簡(jiǎn)化電路、實(shí)現(xiàn)小型化以及提高倍頻效率無(wú)疑成為了當(dāng)今毫米波倍頻技術(shù)的研究熱點(diǎn)從國(guó)內(nèi)外倍頻器的發(fā)展動(dòng)態(tài)不難看出,我國(guó)對(duì)倍頻器的研究方面與國(guó)外還存在著不小的差距:(一)國(guó)外倍頻技術(shù)已經(jīng)十分成熟,其研究主要集中在亞毫米波,太赫茲頻段,并且已經(jīng)出現(xiàn)了MMIC太赫茲倍頻源的相關(guān)報(bào)道;(二)國(guó)內(nèi)對(duì)倍頻器的研究相對(duì)較為落后,但是通過(guò)近20年的努力,陸續(xù)出現(xiàn)了Ka波段、U波段、W波段倍頻器。目前國(guó)內(nèi)正處于毫米波高端以及太赫茲倍頻技術(shù)的實(shí)驗(yàn)研究階段,大多數(shù)關(guān)于這方面的報(bào)道都是基于仿真結(jié)果。對(duì)于D波段倍頻技術(shù)的研究也非常少,而且?guī)捄苷?同時(shí)考慮到D波段具有很寬的頻帶(110~170GHz),包含有豐富的頻譜資源,且140GHz處于大氣窗口,因此具有很大的研究?jī)r(jià)值。本文就是以此為背景展開D波段寬帶倍頻技術(shù)的相關(guān)研究。輸入頻率:36.6-56.7GHz輸出頻率:110-170GHz輸入功率:大于17dBm輸出功率:大于-10dBm倍頻損耗:小于27dB研究目標(biāo)獲得低相噪、較高輸出功率的D波段(110-170GHz)寬帶三倍頻器。技術(shù)指標(biāo)倍頻器實(shí)現(xiàn)方案輸出頻帶為110GHz-170GHz,相對(duì)帶寬大于1/3,為了防止一些基波的二次諧波或四次諧波落到輸出頻帶內(nèi),因此釆用反向并聯(lián)二極管對(duì)的形式。在具體的仿真設(shè)計(jì)中,主要利用HFSS和ADS進(jìn)行設(shè)計(jì)。其中所有無(wú)源電路仿真都是通過(guò)HFSS完成,包括輸入、輸出過(guò)渡和低通濾波器。然后再由ADS仿真得到肖特基勢(shì)壘二極管的阻抗,并在最后將所有無(wú)源電路帶入HFSS仿真軟件中,并以lumpedRLC邊界條件代替相應(yīng)的二極管阻抗來(lái)進(jìn)行倍頻器整體匹配電路的仿真設(shè)計(jì)。經(jīng)過(guò)仿真設(shè)計(jì)后,利用CAD繪制加工電路,并最終加工出D波段寬帶三倍頻器。首先將功放產(chǎn)生的基波信號(hào)功率通過(guò)波導(dǎo)-懸置微帶的過(guò)渡結(jié)構(gòu)低損耗地耦合到便于集成的懸置微帶線上,經(jīng)過(guò)通基波阻三次諧波的低通濾波器以及后面的輸入匹配電路后饋入到二極管對(duì),經(jīng)過(guò)二極管對(duì)的非線性作用后,將產(chǎn)生的三次諧波(110-170GHz)功率依次經(jīng)過(guò)輸出匹配和輸出過(guò)渡從波導(dǎo)輸出。其中,反向并聯(lián)結(jié)構(gòu)能抑制偶次諧波,只產(chǎn)生奇次諧波,而且由于輸出波導(dǎo)的高通作用對(duì)基波具有抑制作用,所以輸出端只有三次、五次和更高的奇次諧波,而且隨著次數(shù)的增加,高次諧波的功率是越來(lái)越小的。同時(shí)考慮到本課題所要求的頻帶很寬,且所在頻率處于毫米波的高端,要設(shè)計(jì)出在整個(gè)D波段通帶內(nèi)插損較低,且對(duì)其它奇次諧波具有高抑制度的帶通濾波器有很大的難度。經(jīng)過(guò)綜合考慮,最終在倍頻器實(shí)現(xiàn)方案的輸出端舍棄了帶通濾波器。D波段寬帶三倍頻器整體電路結(jié)構(gòu)

D波段寬帶三倍頻器實(shí)現(xiàn)方案圖二極管簡(jiǎn)介在原則上所有具有非線性特性的元器件都可用于倍頻器設(shè)計(jì),但是通過(guò)對(duì)當(dāng)前研究條件和課題要求的考慮,最終本課題是基于二極管的非線性實(shí)現(xiàn)倍頻的。所以,合理的選擇二極管是首先要解決的問(wèn)題,這也是進(jìn)行倍頻器后續(xù)設(shè)計(jì)工作的前提。二極管的非線性特性通常有電抗性和電阻性兩種,前者的優(yōu)勢(shì)在于倍頻效率較高,但也有頻帶較窄的缺點(diǎn);而后者的優(yōu)勢(shì)則更多的體現(xiàn)在寬帶倍頻上,但效率較難提高。結(jié)合本課題的要求,對(duì)國(guó)內(nèi)可購(gòu)得的二極管進(jìn)行比較,最終選擇了UMS公司的DBS105A這款肖特基勢(shì)壘二極管。DBS105A是由兩個(gè)二極管串聯(lián)而成。

D波段寬帶三倍頻器輸入輸出過(guò)渡設(shè)計(jì)本課題所研究的頻率范圍處于毫米波的高端,因此在選擇傳輸線時(shí)應(yīng)選擇損耗相對(duì)較小的。因此選用懸置微帶線作為倍頻器的主傳輸線,并選擇價(jià)格相對(duì)低廉的RT/duroid5880作為介質(zhì)基片,并將基片厚度確定為0.127mm。通常在實(shí)驗(yàn)室中測(cè)試的毫米波信號(hào)源都是通過(guò)矩形波導(dǎo)饋入的。所以在倍頻器的輸入輸出端就需要波導(dǎo)到懸置微帶的轉(zhuǎn)換。左圖展示出了懸置微帶線的結(jié)構(gòu)及其電場(chǎng)分布。它與微帶線的區(qū)別在于其介質(zhì)基片懸置于空氣中,這也使得懸置微帶線中的電磁場(chǎng)在介質(zhì)基片中的分布相對(duì)減小了,而更多的分布在空氣中。所以懸置微帶線的有效介電常數(shù)比相同介質(zhì)基片的微帶線更小,可近似等于1,并且其介質(zhì)損耗相對(duì)于微帶線也大大減小了,Q相應(yīng)增加了,同時(shí)色散效應(yīng)可以忽略不計(jì)。正是鑒于上述的諸多優(yōu)點(diǎn),因此最終選用懸置微帶線作為本課題的傳輸線。波導(dǎo)-懸置微帶輸入探針過(guò)渡模型以回波損耗大為目標(biāo)進(jìn)行仿真優(yōu)化,最后得到如圖所示的仿真結(jié)果?？梢?通過(guò)仿真得到在本課題所需要的基波(37-57GHz)頻率范圍內(nèi),回波損耗均優(yōu)于20dB,并且在絕大部分頻率范圍內(nèi)優(yōu)于24dB,插損小于0.05dB,實(shí)現(xiàn)了低損耗的過(guò)渡,滿足課題需要。波導(dǎo)-懸置微帶輸入探針過(guò)渡仿真結(jié)果D波段懸置微帶-波導(dǎo)E面輸出探針過(guò)渡同樣以回波損耗大為目標(biāo)進(jìn)行優(yōu)化仿真,得到如圖所示仿真結(jié)果?？梢?回波損耗在整個(gè)D波段優(yōu)于20dB,并且絕大部分達(dá)到了25dB以上,插損小于0.05dB,仿真結(jié)果是非常理想的。D波段懸置微帶-波導(dǎo)探針過(guò)渡仿真結(jié)果低通濾波器設(shè)計(jì)輸入端五階低通濾波器HFSS模型輸入端五階低通濾波器仿真結(jié)果仿真時(shí)以倍頻器基波頻率范圍的回波損耗大和三次諧波頻率范圍內(nèi)的抑制度高為目標(biāo)進(jìn)行優(yōu)化,圖為最終得到的仿真結(jié)果?？梢钥闯?在本課題的基波頻率范圍內(nèi)(37~57GHz),回波損耗優(yōu)于25dB,插損小于0.ldB,而對(duì)三次諧波(110-170GHz)的抑制度達(dá)到了15dB。需要說(shuō)明的是,如果采用七階高低阻抗線的結(jié)構(gòu)形式,對(duì)D波段的抑制度能達(dá)到20dB,但此時(shí)濾波器的長(zhǎng)度會(huì)相應(yīng)的增加,插損也會(huì)相應(yīng)的增加。綜合考慮,15dB的抑制度已經(jīng)滿足了本課題的要求,因此本文就采用該五階低通濾波結(jié)構(gòu)。D波段寬帶三倍頻器整體匹配電路設(shè)計(jì)倍頻器匹配電路的設(shè)`計(jì)在整個(gè)倍頻器的設(shè)計(jì)中也是非常重要的,輸入匹配可以使輸入功率更多的被二極管利用,輸出匹配則可避免二極管產(chǎn)生三次諧波來(lái)回反射致使最終的輸出功率減小。因此需要對(duì)倍頻器的輸入輸出進(jìn)行有效的阻抗匹配。二極管基波阻抗提取模型二極管三次諧波阻抗提取模型將前面確定好的輸入輸出過(guò)渡以及低通濾波器模型在仿真軟件HFSS中聯(lián)合建模,在二極管對(duì)的兩端分別加入兩段懸置微帶作為輸入輸出匹配枝節(jié),并以lumpedRLC代替上節(jié)中提取出的二極管在基波和三次諧波頻率下的阻抗值。最終建立好完整的D波段寬帶三倍頻器的整體匹配電路仿真模型。D波段寬帶三倍頻器匹配電路仿真模型為了保證D波段信號(hào)以主模傳輸,防止腔體模式的出現(xiàn),前面在設(shè)計(jì)濾波器、輸入匹配電路和輸出匹配電路時(shí)對(duì)腔體寬度進(jìn)行了嚴(yán)格的控制,其腔體寬度分別為0.8mm和0.5mm。而芯片DBS105a長(zhǎng)度為0.53mm。因此,在粘接二極管處的腔體壁挖了兩個(gè)槽,使芯片的一端粘接在懸置微帶的中心條帶上,另一端粘接在槽內(nèi)的金屬條帶上,并通過(guò)壓基片保證二極管接地。仿真優(yōu)化時(shí),輸入匹配以基波頻率下輸入端口的回波損耗大為目標(biāo),而輸出匹配則以三次諧波下輸出端口的回波損耗大為目標(biāo)來(lái)調(diào)節(jié)輸入輸出匹配枝節(jié)。由于輸入輸出匹配是相互影響的,因此兩者的仿真需要同時(shí)進(jìn)行。

D波段寬帶三倍頻器輸入匹配仿真結(jié)果輸出匹配仿真結(jié)果整個(gè)基波頻率范圍內(nèi)(37-57GHz),回波損耗優(yōu)于5dB,優(yōu)于10dB的帶寬達(dá)到了15GHz;而在整個(gè)110~170GHz的輸出頻率范圍內(nèi),絕大部分的回波損耗優(yōu)于5dB,帶寬已經(jīng)足夠?qū)捔?總體來(lái)說(shuō)滿足了本課題的要求。D波段寬帶三倍頻器實(shí)驗(yàn)研究

D波段寬帶三倍頻器基片版圖3D波段寬帶三倍頻器實(shí)物

D波段寬帶三倍頻器輸出功率測(cè)試框圖D波段寬帶三倍頻器輸出功率測(cè)試平臺(tái)倍頻損耗無(wú)疑是倍頻器的主要技術(shù)指標(biāo),也是本課題較為關(guān)心的。

D波段寬帶三倍頻器輸出功率和變頻損耗考慮到本課題只是利用反向并聯(lián)二極管對(duì)的電路結(jié)構(gòu)來(lái)完成偶次諧波的抑制,因此有必要對(duì)倍頻器的二次諧波功率進(jìn)行測(cè)試。由于倍頻器輸出波導(dǎo)的寬邊長(zhǎng)度為1.651mm,主模對(duì)應(yīng)的截止頻率為90GHz,同時(shí)由于實(shí)驗(yàn)條件的限制,最高只能測(cè)到110GHz時(shí)的頻譜圖,因此在對(duì)倍頻器的二次諧波進(jìn)行測(cè)試時(shí),主要測(cè)試了輸入頻率在45-55GHz范圍內(nèi)對(duì)應(yīng)的二次諧波功率。從三次諧波功率的測(cè)試結(jié)果可見輸入基波的頻率在38-46GHz范圍內(nèi)得到的三次諧波功率相對(duì)較大,倍頻損耗也相對(duì)較低,同時(shí)將42GHz的輸入功率通過(guò)衰減器調(diào)節(jié)到37GHz對(duì)應(yīng)的輸入功率大小,發(fā)現(xiàn)三次諧波功率顯著下降,為0.14mW,因此推斷在36.6-37GHz的頻率范圍內(nèi)輸出的三次諧波功率較小是由于輸入功率不足,沒(méi)能推動(dòng)二極管正常工作造成的;而在48-54GHz的頻率范圍內(nèi)三次諧波功率也較小;從55GHz開始輸出的諧波功率又開始上升,再結(jié)合二次諧波功率的測(cè)試結(jié)果進(jìn)行分析,這很有可能是由于二次諧波落入到倍頻器的輸出頻帶內(nèi)造成的?？傮w來(lái)說(shuō),該倍頻器的效果不是很理想。主要原因有以下三個(gè)方面:(1)二極管資料上給的SPICE參數(shù)不全,而本課題的頻率范圍較高,其中一些參數(shù)也會(huì)有所變化,從而在提取二極管阻抗時(shí)存在偏差,進(jìn)而導(dǎo)致了輸入輸出匹配電路的設(shè)計(jì)出現(xiàn)了偏差。解決辦法,進(jìn)一步完善二極管的阻抗提取模型以獲得更加準(zhǔn)確的二極管阻抗值,從而更加準(zhǔn)確的完成輸入輸出匹配電路的設(shè)計(jì)。(2)由于頻率高,無(wú)論是微帶線還是腔體在加工的誤差范圍內(nèi)均會(huì)對(duì)結(jié)果產(chǎn)生較大的影響,同時(shí)在裝配時(shí)引入的誤差也會(huì)惡化最終的測(cè)試結(jié)果。解決辦法,對(duì)加工存在的誤差進(jìn)行容差分析,對(duì)比較敏感的電路尺寸誤差嚴(yán)格控制。(3)部分基波頻點(diǎn)的輸入功率不足,沒(méi)能有效推動(dòng)二極管正常工作也使得結(jié)果不理想。解決辦法,在現(xiàn)有的功放腔體基礎(chǔ)上對(duì)內(nèi)部電路進(jìn)行適當(dāng)?shù)男薷囊愿纳撇糠诸l點(diǎn)的輸出功率。余卓哲論文引用結(jié)束11.4開關(guān)與相移器11.4.1開關(guān)

構(gòu)成開關(guān)的器件有鐵氧體、PIN管、FET或BJT。鐵氧體和PIN是經(jīng)典的開關(guān)器件,下表給出了兩種器件的性能比較,鐵氧體的特點(diǎn)是功率大、插損小,PIN的特點(diǎn)是快速,成本低。FET或BJT有增益,已經(jīng)成為中、小功率開關(guān)的主要器件。各種器件的開關(guān)都有自己的使用場(chǎng)合。開關(guān)在射頻/微波系統(tǒng)中有著廣泛的用途,如時(shí)分多工器、時(shí)分通道選擇、脈沖調(diào)制、收發(fā)開關(guān)、

波束調(diào)整等。開關(guān)的指標(biāo)比較簡(jiǎn)單,接通損耗盡可能小,關(guān)斷損耗盡可能大,頻帶和功率滿足系統(tǒng)要求。

1.開關(guān)的基本原理1)開關(guān)器件原理鐵氧體開關(guān)的原理是改變偏置磁場(chǎng)方向,實(shí)現(xiàn)導(dǎo)磁率的改變,改變了信號(hào)的傳輸常數(shù),以達(dá)到開關(guān)目的。PIN管在正反向低頻信號(hào)作用下,對(duì)微波信號(hào)有開關(guān)作用。正向偏置時(shí)對(duì)微波信號(hào)的衰減很?。?.5dB）,反向偏置時(shí)對(duì)微波信號(hào)的衰減很大（25dB）。

BJT和FET開關(guān)的原理與低頻三極管開關(guān)的原理相同,基極（柵極）的控制信號(hào)決定集電極（漏極）和發(fā)射極（源極）的通斷。放大器有增益,反向隔離大,特別適合于MMIC開關(guān)。

MEMS微機(jī)械電路是近年發(fā)展起來(lái)的一種新型器件,在濾波器中有簡(jiǎn)單介紹,也可以用作開關(guān)器件。2)微波開關(guān)電路

開關(guān)器件與微波傳輸線的結(jié)合就構(gòu)成微波開關(guān)組件。各種開關(guān)器件與微波電路的連接形式的等效電路相同。單刀雙擲（SPDT）開關(guān)(a)

并聯(lián)型;

(b)串聯(lián)型

左圖是SPDT的兩種形式。每個(gè)電路中的兩個(gè)PIN管的偏置始終是相反的。圖（a）中,若VD1通VD2斷,VD1經(jīng)過(guò)四分之一波長(zhǎng),在輸入節(jié)點(diǎn)等效為開路,VD2無(wú)影響,輸入信號(hào)進(jìn)入2,反之,開關(guān)撥向1。圖(b)中,若VD1通VD2斷,輸入信號(hào)進(jìn)入1,反之,開關(guān)撥向2。下圖是幾種常用開關(guān)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。這些電路的微波設(shè)計(jì)要考慮開關(guān)的寄生參數(shù)設(shè)計(jì)匹配網(wǎng)絡(luò),還要考慮器件的安裝尺寸。串并聯(lián)復(fù)合開關(guān)（a）SPST;（b）SP3T多擲開關(guān)(a)雙刀雙擲（DPDT）開關(guān);多擲開關(guān)

(b)單刀四擲（SP4T）開關(guān);多擲開關(guān)（c）單刀六擲（SP6T）開關(guān)大功率寬帶開關(guān)2.開關(guān)驅(qū)動(dòng)任何一種開關(guān)都有相應(yīng)的驅(qū)動(dòng)電路。驅(qū)動(dòng)電路實(shí)際上是一個(gè)脈沖放大器,把控制信號(hào)(通常為TTL電平)放大后輸出足夠大的電流或足夠高的電壓。圖是一種典型的PIN驅(qū)動(dòng)電路,圖（a）是電路基本結(jié)構(gòu),圖（b）是一個(gè)具體電路,與圖(a)電路相比增加了加速元件。PIN管正向偏壓為＋5V,反向越大越好(如－25V變?yōu)椋?0V),可改善開關(guān)速度和通斷比。實(shí)際中可以將PIN管反向加入電路,利用正高壓－5V以降低對(duì)電源的要求。PIN管驅(qū)動(dòng)電路一種單端匹配式單刀單擲功率開關(guān)的設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)*在目前常見的PIN開關(guān)芯片中，大多數(shù)為反射式結(jié)構(gòu)，匹配式結(jié)構(gòu)較為少見。反射式結(jié)構(gòu)開關(guān)因器件在關(guān)斷狀態(tài)時(shí)具有較大的回波損耗，易引起系統(tǒng)不穩(wěn)定，因而在一些特定的結(jié)構(gòu)中不被采用；而雙端口匹配式結(jié)構(gòu)開關(guān)因匹配網(wǎng)絡(luò)的原因，又會(huì)增加一些不必要的插入損耗，引起器件電性能惡化。綜合考慮這兩種情況，可采用單端匹配式結(jié)構(gòu)以解決此問(wèn)題，使用時(shí)將匹配端口接在對(duì)反射敏感的一端，既可使系統(tǒng)降低不穩(wěn)定的風(fēng)險(xiǎn)，又避免了復(fù)雜結(jié)構(gòu)引入的指標(biāo)惡化。設(shè)計(jì)背景*以下內(nèi)容引自電子科技大學(xué)賈玉偉工程碩士論文<PIN功率開關(guān)的研制>2011設(shè)計(jì)指標(biāo)工作頻率：8～10GHz插入損耗：≤0.6dB隔離度：≥50dB1dB壓縮點(diǎn)輸入功率：≥30dBm輸入/輸出駐波比：≤1.5開關(guān)類型：SPST端口類型：?jiǎn)味似ヅ涫絇IN開關(guān)的端口匹配設(shè)計(jì)并聯(lián)結(jié)構(gòu)開關(guān)結(jié)構(gòu)示意圖當(dāng)開關(guān)管開通時(shí)，并聯(lián)二極管正向管子電阻很小，近似為對(duì)地短路；因而與負(fù)載50歐姆系統(tǒng)也不能匹配。這也就表現(xiàn)為當(dāng)器件工作在關(guān)斷狀態(tài)時(shí)，駐波比會(huì)很大。開關(guān)關(guān)斷時(shí)，二極管D1導(dǎo)通，對(duì)微波信號(hào)形成低阻，L1對(duì)微波信號(hào)形成高阻，從信號(hào)端口視入的阻抗主要為匹配電阻R1和二極管D1的串聯(lián)阻抗，為使此端口在關(guān)斷狀態(tài)下與系統(tǒng)相匹配，選擇R1的初始值為系統(tǒng)特性阻抗50Ω，通過(guò)計(jì)算和仿真以確定電阻值，因二極管D1存在串聯(lián)阻抗，R1的實(shí)際阻值小于系統(tǒng)特性阻抗值。采用這一電路結(jié)構(gòu)，可解決開關(guān)在關(guān)斷狀態(tài)下二極管與系統(tǒng)難匹配的問(wèn)題。并聯(lián)結(jié)構(gòu)開關(guān)匹配電路對(duì)于串聯(lián)式開關(guān)，也有類似的結(jié)構(gòu)如圖所示。其中R1、D1組成端口匹配網(wǎng)絡(luò)，當(dāng)D1關(guān)斷時(shí)，端口的視入阻抗為R1和D1的并聯(lián)等效值，合理選擇R1的值，即可實(shí)現(xiàn)關(guān)斷狀態(tài)下管子和端口的匹配。串聯(lián)結(jié)構(gòu)開關(guān)匹配電路偏置網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)偏置網(wǎng)絡(luò)1偏置網(wǎng)絡(luò)2用的是電感、電阻和電容的組合，電感起高頻扼流的作用，電阻控制電路的分壓，調(diào)整直流回路的電流，電容起到濾波保護(hù)的作用。采用的是四分之一波長(zhǎng)線、扇形短路線、電阻和電容的組合，合適尺寸的扇形線對(duì)于微波信號(hào)呈現(xiàn)短路特性，經(jīng)過(guò)四分之一波長(zhǎng)變換線后則對(duì)微波信號(hào)呈現(xiàn)高阻特性，從而實(shí)現(xiàn)了高頻扼流的作用，代替了偏置網(wǎng)絡(luò)1中的電感，電阻、電容的作用與偏置網(wǎng)絡(luò)1中的相同。在微波頻段，如果是單片集成電路設(shè)計(jì)，電感易于實(shí)現(xiàn)，而四分之一波長(zhǎng)線和扇形線則會(huì)占用很大的芯片面積，這種情況下，多選擇偏置網(wǎng)絡(luò)1；如果是在分立結(jié)構(gòu)的電路中，高品質(zhì)，寄生參數(shù)低的電感則不易實(shí)現(xiàn)，而四分之一波長(zhǎng)線和扇形線因其成本低和寄生小的特點(diǎn)而顯現(xiàn)出優(yōu)勢(shì)，在這種情況下，多選用偏置網(wǎng)絡(luò)2。模型版的建立依據(jù)工藝規(guī)則，設(shè)計(jì)了相同I層厚度，不同尺寸結(jié)面積的PIN二極管模型版，如圖所示。其中的PIN二極管既有串聯(lián)結(jié)構(gòu)又有并聯(lián)結(jié)構(gòu)，圖中從左到右的管子結(jié)面積逐漸增大。PIN二極管模型版在電路仿真設(shè)計(jì)之前先對(duì)該模型版進(jìn)行了流片，并利用微波探針臺(tái)進(jìn)行了在片測(cè)試，串聯(lián)結(jié)構(gòu)PIN二極管開通和關(guān)斷時(shí)的插入損耗分別示于下圖串聯(lián)結(jié)構(gòu)PIN二極管開通狀態(tài)插入損耗串聯(lián)結(jié)構(gòu)PIN二極管關(guān)斷狀態(tài)插入損耗對(duì)于串聯(lián)結(jié)構(gòu)PIN二極管，隨著結(jié)面積的增大，插入損耗逐漸減小，同時(shí)隔離度也逐漸減小；并聯(lián)結(jié)構(gòu)PIN二極管與串聯(lián)結(jié)構(gòu)PIN二極管特性相反，即隨著結(jié)面積的增大，插入損耗逐漸增大，同時(shí)隔離度也逐漸增大。電路結(jié)構(gòu)的選擇采用并聯(lián)結(jié)構(gòu)開關(guān)可以使PIN管N極直接接地，有利于器件散熱，在處理微波功率正向信號(hào)所產(chǎn)生的熱方面，相比于串聯(lián)結(jié)構(gòu)具有明顯的優(yōu)勢(shì)，同時(shí)為提高器件的隔離度能力，需要在通路中多級(jí)級(jí)聯(lián)PIN二極管，而并聯(lián)結(jié)構(gòu)的偏置電路設(shè)計(jì)比串聯(lián)結(jié)構(gòu)的偏置設(shè)計(jì)要簡(jiǎn)化的多，故電路采用四級(jí)PIN二極管并聯(lián)的結(jié)構(gòu)，結(jié)合上兩節(jié)所介紹的端口匹配設(shè)計(jì)和偏置網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)，選定了電路的初步結(jié)構(gòu)。單端匹配式開關(guān)的電路拓?fù)潆娙軨1和C2起隔直作用，電容C3起濾波作用。R1為匹配電阻，電阻R2起偏置分壓作用。電感L1、L2起微波扼流作用。微帶傳輸線起到傳輸信號(hào)和阻抗匹配的作用。偏置電路由L2、R2和C3共同組成，L2為扼流電感，對(duì)于微波信號(hào)為高阻器件，抑制微波信號(hào)泄露，而對(duì)直流為低阻器件，R2為偏置分壓電阻，因?qū)嶋H使用中系統(tǒng)提供電壓多為+5V和-5V，與二極管正向?qū)妷合啾扔幸欢▔翰?，為方便系統(tǒng)應(yīng)用，并將總電流控制在20mA左右，通過(guò)歐姆定律R=U/I計(jì)算出分壓電阻R2阻值，但在實(shí)際設(shè)計(jì)中應(yīng)考慮電感等效電阻和帶線等效電阻等，通過(guò)仿真與計(jì)算進(jìn)行適當(dāng)調(diào)整，C3為濾波電容，從此端口泄露的微波信號(hào)通過(guò)此電容旁路到地，可避免對(duì)電源產(chǎn)生干擾?？谄ヅ渚W(wǎng)絡(luò)由D1、R1和L1共同組成電路的功率容量分析因PIN二極管D1為電路承受微波功率的第一級(jí)，因而，電路的功率容量主要取決于PIN二極管D1的功率處理能力。PIN管正向等效電阻Rf近似為2Ω，管子的最大耗散功率近似為1.5W，假定管子工作在50Ω系統(tǒng)中，則器件正向的功率容量可計(jì)算得出：PamF=[50+(2×2)]2/(4×50×2)=7.29W由半導(dǎo)體特性圖示儀測(cè)得管子的反向擊穿電壓近似為-35V。計(jì)算在-5V偏置條件下的反向功率容量為：PamR=[-35-(-5)]2/(2×50)=9W兩者相比較取功率較小者，則該電路在-5V的偏置條件下最大可承受7.29W的功率。電路的仿真設(shè)計(jì)確定了電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)后，利用電磁仿真軟件ADS進(jìn)行了仿真設(shè)計(jì)。其中，PIN二極管采用的是PIN二極管在片測(cè)試得到的S參數(shù)，利用ADS的S2P文件帶入到仿真電路中，仿真時(shí)同時(shí)考慮了鍵合絲，接地孔等寄生參數(shù)的影響。在ADS的仿真原理圖中，設(shè)置了仿真變量、襯底參數(shù)、優(yōu)化類型、優(yōu)化數(shù)量、優(yōu)化目標(biāo)，并且為原理圖中的元件定義了參數(shù)，設(shè)置了優(yōu)化范圍。通過(guò)ADS軟件對(duì)原理圖的參數(shù)優(yōu)化，可以了解到原理圖中各參數(shù)的最佳取值范圍，以及初步的芯片布局，在兼顧芯片的電性能和芯片面積的情況下，對(duì)芯片版圖布局有了初步的考慮，再以此版圖布局為基礎(chǔ)，進(jìn)一步完善了原理圖的仿真，將微帶線的拐彎、分支等細(xì)節(jié)都考慮進(jìn)來(lái)。端口匹配網(wǎng)絡(luò)的電路仿真原理圖偏置網(wǎng)絡(luò)的電路仿真原理圖偏置網(wǎng)絡(luò)的仿真結(jié)果偏置網(wǎng)絡(luò)串入通路中是一個(gè)高通濾波網(wǎng)絡(luò)，在所設(shè)計(jì)的頻段只引入很小的損耗電路的版圖設(shè)計(jì)設(shè)計(jì)結(jié)果利用ADS軟件對(duì)電路版圖進(jìn)行了電磁場(chǎng)仿真，將如圖所示的電路版圖中去掉二極管原件，并在相應(yīng)位置設(shè)置仿真端口，依據(jù)材料參數(shù)和