第6章 PWM控制技術(shù)

1第6章PWM控制技術(shù)2引言PWM(PulseWidthModulation)控制技術(shù):即脈沖寬度調(diào)制技術(shù),通過對(duì)一系列脈沖的寬度進(jìn)行調(diào)制,來等效地獲得所需要波形(含形狀和幅值)3本章內(nèi)容PWM控制技術(shù)在逆變電路中應(yīng)用最廣,應(yīng)用的逆變電路絕大部分是PWM型,PWM控制技術(shù)正是有賴于在逆變電路中的應(yīng)用,才確定了它在電力電子技術(shù)中的重要地位,本章主要以逆變電路為控制對(duì)象來介紹PWM控制技術(shù)46.1PWM控制的基本原理理論基礎(chǔ)沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時(shí),其效果基本相同；沖量指窄脈沖的面積效果基本相同,是指環(huán)節(jié)的輸出響應(yīng)波形基本相同低頻段非常接近,僅在高頻段略有差異5一個(gè)實(shí)例:圖6-2a的電路電路輸入:u(t),窄脈沖,如圖6-1a,b,c,d所示電路輸出:i(t),圖6-2b6面積等效原理:用一系列等幅不等寬的脈沖來代替一個(gè)正弦半波。正弦半波N等分,可看成N個(gè)彼此相連的脈沖序列,寬度相等,但幅值不等；用矩形脈沖代替,等幅,不等寬,中點(diǎn)重合,面積(沖量)相等；寬度按正弦規(guī)律變化；7SPWM波形:脈沖寬度按正弦規(guī)律變化而和正弦波等效的PWM波形；要改變等效輸出正弦波幅值,按同一比例改變各脈沖寬度即可。86.2PWM逆變電路及其控制方法目前中小功率的逆變電路幾乎都采用PWM技術(shù)；逆變電路是PWM控制技術(shù)最為重要的應(yīng)用場(chǎng)合，本節(jié)內(nèi)容構(gòu)成了本章的主體；PWM逆變電路也可分為電壓型和電流型兩種,目前實(shí)用的PWM逆變電路幾乎都是電壓型電路。96.2.1計(jì)算法和調(diào)制法計(jì)算法根據(jù)正弦波頻率,幅值和半周期脈沖數(shù),準(zhǔn)確計(jì)算PWM波各脈沖寬度和間隔,據(jù)此控制逆變電路開關(guān)器件的通斷,就可得到所需PWM波形計(jì)算法繁瑣,當(dāng)輸出正弦波的頻率,幅值或相位變化時(shí),結(jié)果都要變化10調(diào)制法輸出波形作調(diào)制信號(hào),進(jìn)行調(diào)制得到期望的PWM波通常采用等腰三角波或鋸齒波作為載波:等腰三角波應(yīng)用最多,其任一點(diǎn)水平寬度和高度成線性關(guān)系且左右對(duì)稱11等腰三角（稱載波）與任一平緩變化的調(diào)制信號(hào)波（調(diào)制波）相交,在交點(diǎn)控制器件通斷,就得寬度正比于信號(hào)波幅值的脈沖,符合PWM的要求調(diào)制信號(hào)波為正弦波時(shí),得到的就是SPWM波;調(diào)制信號(hào)不是正弦波,而是其他所需波形時(shí),也能得到等效的PWM波12結(jié)合IGBT單相橋式電壓型逆變電路對(duì)調(diào)制法進(jìn)行說明.工作時(shí)V1和V2通斷互補(bǔ),V3和V4通斷也互補(bǔ)。以u(píng)o正半周為例：V1通,V2斷,V3和V4交替通斷。13因?yàn)樨?fù)載電流滯后,在電壓正半周,電流有一段區(qū)間為正,一段區(qū)間為負(fù)。負(fù)載電流為正的區(qū)間：V1和V4導(dǎo)通時(shí),uo等于Ud；V4關(guān)斷V3開通時(shí),負(fù)載電流通過V1和VD3續(xù)流,uo=014負(fù)載電流為負(fù)的區(qū)間,V1和V4導(dǎo)通,io為負(fù),實(shí)際上io從VD1和VD4流過,仍有uo=UdV4關(guān)斷V3開通后,io從V3和VD1續(xù)流,uo=0uo總可得到Ud和零兩種電平15同樣，uo負(fù)半周期間,讓V2保持通,V1保持?jǐn)?V3和V4交替通斷,uo可得-Ud和零兩種電平。不管Uo是正半周還是負(fù)半周，電流總有續(xù)流的回路，只需考慮電壓是否滿足調(diào)制要求。1617單極性PWM控制方式(單相橋逆變)在ur和uc的交點(diǎn)時(shí)刻控制IGBT通斷ur正半周,V1保持通,V2保持?jǐn)喈?dāng)ur>uc時(shí)使V4通,V3斷,uo=Ud當(dāng)ur<uc時(shí)使V4斷,V3通,uo=018ur負(fù)半周,V1保持?jǐn)?V2保持通當(dāng)ur<uc時(shí)使V3通,V4斷,uo=-Ud當(dāng)ur>uc時(shí)使V3斷,V4通,uo=0虛線uof表示uo的基波分量19單相橋逆變雙極性PWM控制方式在ur的周期內(nèi),三角波載波有正有負(fù),PWM波也有正負(fù)；在ur一周期內(nèi),輸出PWM波只有±Ud兩種電平，無0電平；仍在調(diào)制信號(hào)ur和載波信號(hào)uc的交點(diǎn)控制器件的通斷；ur正負(fù)半周,對(duì)各開關(guān)器件的控制規(guī)律相同：20當(dāng)ur>uc時(shí),給V1和V4導(dǎo)通信號(hào),給V2和V3關(guān)斷信號(hào)，如io>0,V1和V4通,如io<0,VD1和VD4

通,uo=Ud當(dāng)ur<uc時(shí),給V2和V3導(dǎo)通信號(hào),給V1和V4關(guān)斷信號(hào),如io<0,V2和V3通,如io>0,VD2和VD3通,uo=-Ud單相橋式電路既可采取單極性調(diào)制,也可采用雙極性調(diào)制21三相橋逆變雙極性PWM控制方式三相的PWM控制公用三角波載波uc三相的調(diào)制信號(hào)urU,urV和urW依次相差120°22U相的控制規(guī)律當(dāng)urU>uc時(shí),給V1導(dǎo)通信號(hào),給V4關(guān)斷信號(hào),uUN’=Ud/2當(dāng)urU<uc時(shí),給V4導(dǎo)通信號(hào),給V1關(guān)斷信號(hào),uUN’=-Ud/2當(dāng)給V1(V4)加導(dǎo)通信號(hào)時(shí),可能是V1(V4)導(dǎo)通,也可能是VD1(VD4)導(dǎo)通，uUN’,uVN’和uWN’的PWM波形只有±Ud/2兩種電平23UV線電壓uUV波形可由uUN’-uVN’得出,當(dāng)1和6通時(shí),uUV=Ud,當(dāng)3和4通時(shí),uUV=－Ud,當(dāng)1和3或4和6通時(shí),uUV=0輸出線電壓PWM波由±Ud和0三種電平構(gòu)成負(fù)載相電壓PWM波由(±2/3)Ud,(±1/3)Ud和0共5種電平組成24UUN=UUN’-(UUN’+UVN’+UWN’)/3SUSVSWUUN’UVN’UWN’UUN000-Ud/2-Ud/2-Ud/20100Ud/2-Ud/2-Ud/22/3Ud110Ud/2Ud/2-Ud/21/3Ud010-Ud/2Ud/2-Ud/2-1/3Ud001-Ud/2-Ud/2Ud/2-1/3Ud011-Ud/2Ud/2Ud/2-2/3Ud101Ud/2-Ud/2Ud/21/3Ud111Ud/2Ud/2Ud/20UVN0-1/3Ud1/3Ud2/3Ud-1/3Ud1/3Ud-2/3Ud0UVN0-1/3Ud-2/3Ud-1/3Ud2/3Ud1/3Ud1/3Ud025防直通死區(qū)時(shí)間同一相上下兩臂的驅(qū)動(dòng)信號(hào)互補(bǔ),為防止上下臂直通而造成短路,留一小段上下臂都施加關(guān)斷信號(hào)的死區(qū)時(shí)間死區(qū)時(shí)間的長(zhǎng)短主要由開關(guān)器件的關(guān)斷時(shí)間決定死區(qū)時(shí)間會(huì)給輸出的PWM波帶來影響,使其稍稍偏離正弦波26特定諧波消去法(一種計(jì)算法)這是計(jì)算法中一種較有代表性的方法,如圖6-9輸出電壓半周期內(nèi),器件通,斷各3次(不包括0和π),共6個(gè)開關(guān)時(shí)刻可控27為減少諧波并簡(jiǎn)化控制,要盡量使波形對(duì)稱首先,為消除偶次諧波,使波形正負(fù)兩半周期鏡對(duì)稱,即28其次,為消除諧波中余弦項(xiàng),應(yīng)使波形在正半周期內(nèi)前后1/4周期以π/2為軸線對(duì)稱

29同時(shí)滿足式(6-1),(6-2)的波形稱為四分之一周期對(duì)稱波形,用傅里葉級(jí)數(shù)表示為

式中,30如圖6-9,能獨(dú)立控制a1,a2和a3共3個(gè)時(shí)刻.該波形的an為

式中n=1,3,5,…確定a1的值,再令兩個(gè)不同的an=0,就可建三個(gè)方程,求得a1,a2和a331消去兩種特定頻率的諧波在三相對(duì)稱電路的線電壓中,相電壓所含的3次諧波相互抵消,可考慮消去5次和7次諧波,得如下聯(lián)立方程:

給定a1,解方程可得一組α1,α2,α3;a1改變時(shí),α1,α2

和α3也相應(yīng)改變。32一般,在輸出電壓半周期內(nèi)器件通斷各k次,考慮PWM波四分之一周期對(duì)稱,k個(gè)開關(guān)時(shí)刻可控,除用一個(gè)控制基波幅值,可消去k-1個(gè)頻率的特定諧波k越大,開關(guān)時(shí)刻的計(jì)算越復(fù)雜跟蹤控制法除計(jì)算法和調(diào)制法外,還有跟蹤控制方法,在6.3節(jié)PWM跟蹤控制技術(shù)中介紹336.2.2異步調(diào)制和同步調(diào)制載波比：載波頻率fc與調(diào)制信號(hào)頻率fr之比,N=fc/fr,根據(jù)載波和信號(hào)波是否同步及載波比的變化情況,PWM調(diào)制方式分為異步調(diào)制和同步調(diào)制。341.異步調(diào)制：載波信號(hào)和調(diào)制信號(hào)不同步的調(diào)制方式通常保持fc固定不變,當(dāng)fr變化時(shí),載波比N是變化的在信號(hào)波的半周期內(nèi),PWM波的脈沖個(gè)數(shù)不固定,相位也不固定,正負(fù)半周期的脈沖不對(duì)稱,半周期內(nèi)前后1/4周期的脈沖也不對(duì)稱當(dāng)fr較低時(shí),N較大,一周期內(nèi)脈沖數(shù)較多,脈沖不對(duì)稱產(chǎn)生的不利影響都較小當(dāng)fr增高時(shí),N減小,一周期內(nèi)的脈沖數(shù)減少,PWM脈沖不對(duì)稱的影響就變大352.同步調(diào)制：N等于常數(shù),并在變頻時(shí)使載波和信號(hào)波保持同步基本同步調(diào)制方式,fr變化時(shí)N不變,信號(hào)波一周期內(nèi)輸出脈沖數(shù)固定三相電路中公用一個(gè)三角波載波,且取N為3的整數(shù)倍,使三相輸出對(duì)稱為使一相的PWM波正負(fù)半周鏡對(duì)稱,N應(yīng)取奇數(shù)(圖6.9)fr很低時(shí),fc也很低,由調(diào)制帶來的諧波不易濾除！fr很高時(shí),fc會(huì)過高,使開關(guān)器件難以承受！3637分段同步調(diào)制(圖6-11)把fr范圍劃分成若干個(gè)頻段,每個(gè)頻段內(nèi)保持N恒定,不同頻段N不同。38在fr高的頻段采用較低的N,使載波頻率不致過高在fr低的頻段采用較高的N,使載波頻率不致過低為防止fc在切換點(diǎn)附近來回跳動(dòng),采用滯后切換的方法同步調(diào)制比異步調(diào)制復(fù)雜,但用微機(jī)控制時(shí)容易實(shí)現(xiàn)可在低頻輸出時(shí)采用異步調(diào)制方式,高頻輸出時(shí)切換到同步調(diào)制方式,這樣把兩者的優(yōu)點(diǎn)結(jié)合起來,和分段同步方式效果接近Fc=1.4-2k之間39自然采樣法:按SPWM基本原理,用uc與ur交點(diǎn)來控制器件通斷的方法為自然采樣法,自然采樣法要求解復(fù)雜的超越方程,難以在實(shí)時(shí)控制中在線計(jì)算,工程應(yīng)用不多規(guī)則采樣法:工程實(shí)用方法,效果接近自然采樣法,計(jì)算量小得多6.2.3規(guī)則采樣法40規(guī)則采樣法原理圖6-12,三角波兩個(gè)正峰值之間為一個(gè)采樣周期Tc自然采樣法中,脈沖中點(diǎn)不和三角波一周期的中點(diǎn)(即負(fù)峰點(diǎn))重合規(guī)則采樣法使兩者重合,每個(gè)脈沖的中點(diǎn)都以相應(yīng)的三角波中點(diǎn)為對(duì)稱,使計(jì)算大為簡(jiǎn)化41在三角波的負(fù)峰時(shí)刻tD對(duì)正弦信號(hào)波采樣得D點(diǎn),過D作水平直線和三角波分別交于A,B點(diǎn),在A點(diǎn)時(shí)刻tA和B點(diǎn)時(shí)刻tB控制開關(guān)器件的通斷脈沖寬度δ和用自然采樣法得到的脈沖寬度非常接近42規(guī)則采樣法計(jì)算公式推導(dǎo)正弦調(diào)制信號(hào)波ur=asinωrt

式中,a稱為調(diào)制度,0≤a<1;ωr為信號(hào)波角頻率.從圖6-12得43因此可得：三角波一周期內(nèi),脈沖兩邊間隙寬度根據(jù)調(diào)制度a和θ=ωrtd計(jì)算出δ’，PWM設(shè)置成減加計(jì)數(shù)模式，減計(jì)數(shù)到δ’開通上管，關(guān)閉下管，過0后，加計(jì)數(shù)到δ’關(guān)閉下管，開通上管。44三相橋逆變電路的情況三角波載波公用,三相正弦調(diào)制波相位依次差120°同一三角波周期內(nèi)三相的脈寬分別為δU,δV和δW,脈沖兩邊的間隙寬度分別為δ’U,δ’V和δ’W,任意時(shí)刻(即一個(gè)PWM周期內(nèi))三相調(diào)制波電壓之和為零，三相脈沖寬度δ有如下關(guān)系：45由式(6-6)得由式(6-7)利用以上兩式可簡(jiǎn)化三相SPWM波的計(jì)算，在每個(gè)PWM控制周期，僅計(jì)算兩相就可以得到第三相的δ或δ’

。466.2.4PWM逆變電路的諧波分析（略）47直流電壓利用率:逆變電路輸出交流電壓基波最大幅值U1m和直流電壓Ud之比;提高直流電壓利用率可提高逆變器的輸出能力；減少器件的開關(guān)次數(shù)可以降低開關(guān)損耗；正弦波調(diào)制的三相PWM逆變電路,調(diào)制度a為1時(shí),輸出線電壓基波幅值為,直流電壓利用率為0.866,實(shí)際還更低6.2.5提高直流電壓利用率和減少開關(guān)次數(shù)48梯形波調(diào)制方法的思路采用梯形波作為調(diào)制信號(hào),可有效提高直流電壓利用率；當(dāng)梯形波幅值和正弦波幅值相等時(shí),梯形波所含的基波分量幅值更大,超過了正弦波的幅值。49梯形波調(diào)制方法的原理及波形梯形波的形狀用三角化率σ=Ut/Uto描述,Ut為以橫軸為底時(shí)梯形波的高,Uto為以橫軸為底邊把梯形兩腰延長(zhǎng)后相交所形成的三角形的高。50σ=0時(shí)梯形波變?yōu)榫匦尾?σ=1時(shí)梯形波變?yōu)槿遣?；梯形波含低次諧波,PWM波含同樣的低次諧波；上述低次諧波(不包括由載波引起的諧波)產(chǎn)生的波形畸變率為δ；δ=Sqrt(A2^2+A3^2+A4^2+...)/A151圖6-16,δ和U1m/Ud隨σ變化的情況圖6-17,σ變化時(shí)各次諧波分量幅值Unm和基波幅值U1m之比圖6-16s變化時(shí)的d和直流電壓利用率圖6-17s變化時(shí)的各次諧波含量52σ=0.4時(shí),諧波含量也較少,δ約為3.6%,直流電壓利用率為1.03,綜合效果較好；梯形波調(diào)制的缺點(diǎn):輸出波形中含5次,7次等低次諧波。圖6-16s變化時(shí)的d和直流電壓利用率圖6-17s變化時(shí)的各次諧波含量53線電壓控制方式(疊加3次諧波)對(duì)兩個(gè)線電壓進(jìn)行控制,適當(dāng)?shù)乩枚嘤嗟囊粋€(gè)自由度來改善控制性能；目標(biāo):使輸出線電壓不含低次諧波的同時(shí)盡可能提高直流電壓利用率,并盡量減少器件開關(guān)次數(shù)；54直接控制手段仍是對(duì)相電壓進(jìn)行控制,但控制目標(biāo)卻是線電壓;相對(duì)線電壓控制方式，控制目標(biāo)為相電壓時(shí)稱為相電壓控制方式，梯形波調(diào)制是一種相電壓控制方式。在相電壓調(diào)制信號(hào)中疊加3次諧波,使之成為鞍形波(圖6-18),鞍形波的基波分量幅值大，提高了直流電壓利用率。輸出相電壓中也含3次諧波,且三相的三次諧波相位相同.合成線電壓時(shí),3次諧波相互抵消,線電壓為正弦波。除疊加3次諧波外,還可疊加其他3倍頻的信號(hào),也可疊加直流分量,都不會(huì)影響線電壓55線電壓控制方式(疊加3倍次諧波和直流分量)疊加up,既包含3倍次諧波,也包含直流分量,up大小隨正弦信號(hào)的大小而變化設(shè)三角波載波幅值為1,三相調(diào)制信號(hào)的正弦分別為urU1,urV1和urW1,并令up含三次諧波和直流分量，不影響線電壓。56則三相的調(diào)制信號(hào)分別為使得最小的相電壓=0圖6-19線電壓控制方式舉例57不論urU1,urV1和urW1幅值的大小,urU,urV,urW總有1/3周期的值和三角波負(fù)峰值相等.在這1/3周期中,不對(duì)調(diào)制信號(hào)值為-1的相進(jìn)行控制,只對(duì)其他兩相進(jìn)行控制,這種控制方式稱為兩相控制方式(圖6-19)

58優(yōu)點(diǎn)

(1)在1/3周期內(nèi)器件不動(dòng)作,開關(guān)損耗減少1/3(2)最大輸出線電壓基波幅值為Ud,直流電壓利用率提高

(3)輸出線電壓不含低次諧波,優(yōu)于梯形波調(diào)制方式59PWM多重化逆變電路一般目的:提高等效開關(guān)頻率,減少開關(guān)損耗,減少和載波有關(guān)的諧波分量.PWM逆變電路多重化聯(lián)結(jié)方式有變壓器方式和電抗器方式.6.2.6PWM逆變電路的多重化圖6-20二重PWM型逆變電路

（電抗器方式）60利用電抗器聯(lián)接的二重PWM逆變電路(圖6-20)兩個(gè)單元載波信號(hào)錯(cuò)開180°輸出端相對(duì)于直流電源中點(diǎn)N’的電壓uUN’=(uU1N’+uU2N’)/2,已變?yōu)閱螛O性PWM波(圖6-21)圖6-20二重PWM型逆變電路

（電抗器方式）61輸出線電壓共有0,(±1/2)Ud,±Ud五個(gè)電平,比非多重化時(shí)諧波有所減少電抗器上所加電壓頻率為載波頻率,比輸出頻率高得多,只要很小的電抗器就可以了。輸出電壓所含諧波角頻率仍可表示為nωc+kωr,但其中n為奇數(shù)時(shí)的諧波已全被除去,諧波最低頻率在2ωc附近,相當(dāng)于電路的等效載波頻率提高一倍62PWM波形生成的第三種方法——跟蹤控制方法把希望輸出的波形作為指令信號(hào),把實(shí)際波形作為反饋信號(hào),通過兩者的瞬時(shí)值比較來決定逆變電路各開關(guān)器件的通斷,使實(shí)際的輸出跟蹤指令信號(hào)變化常用的有滯環(huán)比較方式和三角波比較方式6.3PWM跟蹤控制技術(shù)63電流跟蹤控制應(yīng)用最多，基本原理把指令電流i*和實(shí)際輸出電流i的偏差i*-i作為滯環(huán)比較器的輸入通過比較器的輸出控制器件V1和V2的通斷V1(或VD1續(xù)流)通時(shí),i增大V2(或VD2續(xù)流)通時(shí),i減小通過環(huán)寬為2ΔI的滯環(huán)比較器的控制,i就在i*+ΔI和i*-ΔI的范圍內(nèi),呈鋸齒狀地跟蹤指令電流i*6.3.1滯環(huán)比較方式64參數(shù)的影響滯環(huán)環(huán)寬對(duì)跟蹤性能的影響:環(huán)寬過寬時(shí),開關(guān)頻率低,跟蹤誤差大;環(huán)寬過窄時(shí),跟蹤誤差小,但開關(guān)頻率過高,開關(guān)損耗增大。電抗器L的作用:L大時(shí),i的變化率小,跟蹤慢;L小時(shí),i的變化率大,開關(guān)頻率過高。65三相的情況與電壓波形調(diào)制的SPWM波形相比，電壓正半周或負(fù)半周有極性相反的電壓輸出。SPWM電壓諧波增大，負(fù)載諧波損耗增大。66采用滯環(huán)比較方式的電流跟蹤型PWM變流電路有如下特點(diǎn)(1)硬件電路簡(jiǎn)單(2)實(shí)時(shí)控制,電流響應(yīng)快(3)不用載波,輸出電壓波形中不含特定頻率的諧波(4)和計(jì)算法及調(diào)制法相比,相同開關(guān)頻率時(shí)輸出電流中高次諧波含量多(5)閉環(huán)控制,是各種跟蹤型PWM變流電路的共同特點(diǎn)67采用滯環(huán)比較方式實(shí)現(xiàn)電壓跟蹤控制把指令電壓u*和輸出電壓u進(jìn)行比較,濾除偏差信號(hào)中的諧波,濾波器的輸出送入滯環(huán)比較器,由比較器輸出控制開關(guān)器件的通斷,從而實(shí)現(xiàn)電壓跟蹤控制。68和電流跟蹤控制電路相比,只是把指令和反饋信號(hào)從電流變?yōu)殡妷?。輸出電壓PWM波形中含大量高次諧波,必須用適當(dāng)?shù)臑V波器濾除。u*=0時(shí),輸出電壓u為頻率較高的矩形波,相當(dāng)于一個(gè)自勵(lì)振蕩電路。69u*為直流信號(hào)時(shí),u產(chǎn)生直流偏移,變?yōu)檎?fù)脈沖寬度不等,正寬負(fù)窄或正窄負(fù)寬的矩形波。u*為交流信號(hào)時(shí),只要其頻率遠(yuǎn)低于上述自勵(lì)振蕩頻率,從u中濾除由器件通斷產(chǎn)生的高次諧波后,所得的波形就幾乎和u*相同,從而實(shí)現(xiàn)電壓跟蹤控制。70基本原理不是把指令信號(hào)和三角波直接進(jìn)行比較,而是通過閉環(huán)來進(jìn)行控制把指令電流i*U,i*V和i*W和實(shí)際輸出電流iU,iV,iW進(jìn)行比較,求出偏差,通過放大器A放大后,再去和三角波進(jìn)行比較,產(chǎn)生PWM波形放大器A通常具有比例積分特性或比例特性,其系數(shù)直接影響電流跟蹤特性6.3.2三角波比較方式71特點(diǎn)開關(guān)頻率固定,等于載波頻率,高頻濾波器設(shè)計(jì)方便。為改善輸出電壓波形,三角波載波常用三相三角波載波和滯環(huán)比較控制方式相比,這種控制方式輸出電流所含的諧波少。72不用滯環(huán)比較器,而是設(shè)置一個(gè)固定的時(shí)鐘以固定采樣周期對(duì)指令信號(hào)和被控制變量進(jìn)行采樣,根據(jù)偏差的極性來控制開關(guān)器件通斷在時(shí)鐘信號(hào)到來的時(shí)刻,如i<i*,V1通,V2斷,使i增大，i>i*,V1斷,V2通,使i減小定時(shí)比較方式73每個(gè)采樣時(shí)刻的控制作用都使實(shí)際電流與指令電流的誤差減小采用定時(shí)比較方式時(shí),器件的最高開關(guān)頻率為時(shí)鐘頻率的1/2和滯環(huán)比較方式相比,電流控制誤差沒有一定的環(huán)寬,控制的精度低一些6-746.4PWM整流電路及其控制方法實(shí)用的整流電路幾乎都是晶閘管整流或二極管整流。晶閘管相控整流電路：輸入電流滯后于電壓，且其中諧波分量大，因此功率因數(shù)很低。二極管整流電路：雖位移因數(shù)接近1，但輸入電流中諧波分量很大，所以功率因數(shù)也很低。6-75把逆變電路中的SPWM控制技術(shù)用于整流電路，就形成了PWM整流電路?？刂芇WM整流電路，使其輸入電流非常接近正弦波，且和輸入電壓同相位，功率因數(shù)近似為1，也稱單位功率因數(shù)變流器，或高功率因數(shù)整流器。6-76圖6-28單相PWM整流電路6.4.1PWM整流電路的工作原理單相半橋電路PWM整流電路也可分為電壓型和電流型兩大類，目前電壓型的較多。1．單相PWM整流電路半橋電路直流側(cè)電容必須由兩個(gè)電容串聯(lián)，其中點(diǎn)和交流電源連接。單相全橋電路6-77交流側(cè)電感Ls包括外接電抗器的電感和交流電源內(nèi)部電感，是電路正常工作所必須的。全橋電路直流側(cè)電容只要一個(gè)就可以。圖6-28單相PWM整流電路單相半橋電路單相全橋電路6-78(1)單相全橋PWM整流電路的工作原理正弦信號(hào)波和三角波相比較的方法對(duì)圖6-28b中的V1~V4進(jìn)行SPWM控制，就可以在橋的交流輸入端AB產(chǎn)生一個(gè)SPWM波uAB。uAB中含有和正弦信號(hào)波同頻率且幅值成比例的基波分量，以及和三角波載波有關(guān)的頻率很高的諧波，不含有低次諧波。圖6-28單相PWM整流電路6-79由于Ls的濾波作用，諧波電壓只使is產(chǎn)生很小的脈動(dòng)。當(dāng)正弦信號(hào)波頻率和電源頻率相同時(shí)，is也為與電源頻率相同的正弦波。us一定時(shí)，is幅值和相位僅由uAB中基波uABf的幅值及其與us的相位差決定。6-80改變uABf的幅值和相位，可使is和us同相或反相，is比us超前90°，或使is與us相位差為所需角度。b)逆變運(yùn)行da)整流運(yùn)行d圖6-29PWM整流電路的運(yùn)行方式向量圖6-81圖6-29PWM整流電路的運(yùn)行方式向量圖c)無功補(bǔ)償運(yùn)行dd)超前角為jjd6-82圖6-29a：UAB滯后US相角δ

，Us和Is同相，整流狀態(tài)，功率因數(shù)為1。PWM整流電路最基本的工作狀態(tài)。a)整流運(yùn)行d6-83圖6-29b：UAB超前Us相角δ

，Is和Us反相，逆變狀態(tài)，說明PWM整流電路可實(shí)現(xiàn)能量正反兩個(gè)方向的流動(dòng)，這一特點(diǎn)對(duì)于需再生制動(dòng)的交流電動(dòng)機(jī)調(diào)速系統(tǒng)很重要b)逆變運(yùn)行d6-84圖6-29c：UAB滯后Us相角δ，Is超前Us90°，電路向交流電源送出無功功率，這時(shí)稱為靜止無功功率發(fā)生器（StaticVarGenerator—SVG）。c)無功補(bǔ)償運(yùn)行d6-85圖6-29d：通過對(duì)UAB幅值和相位的控制，可以使Is比Us超前或滯后任一角度φ

。d)超前角為jjd6-86(2)對(duì)單相全橋PWM整流電路工作原理的進(jìn)一步說明整流狀態(tài)下:us>0時(shí)，（V2、VD4、VD1、Ls）和（V3、VD1、VD4、Ls）分別組成兩個(gè)升壓斬波電路。6-87以（V2、VD4、VD1、Ls）為例：正半周，V2開通時(shí)，us通過V2、VD4向Ls儲(chǔ)能；V2關(guān)斷時(shí)，Ls中的儲(chǔ)能通過VD1、VD4向C充電。us<0時(shí),(V1、VD3、VD2、Ls)和(V4、VD2、VD3、Ls)分別組成兩個(gè)升壓斬波電路。可見，電壓型PWM整流電路是升壓型整流電路，其輸出直流電壓應(yīng)高于約電源電壓峰值，直流側(cè)電壓過低將使電路性能惡化，或不能工作。6-882．三相PWM整流電路三相橋式PWM整流電路，是最基本的PWM整流電路之一，應(yīng)用最廣。工作原理和前述的單相全橋電路相似，只是從單相擴(kuò)展到三相。進(jìn)行SPWM控制，在交流輸入端A、B和C可得SPWM電壓，按圖6-29a的相量圖控制，可使ia、ib、ic為正弦波且和電壓同相且功率因數(shù)近似為1。和單相相同，該電路也可工作在逆變運(yùn)行狀態(tài)及圖c無功補(bǔ)償運(yùn)行或d的任意無超前角狀態(tài)。圖6-30三相橋式PWM整流電路

負(fù)載6-896.4.2PWM整流電路的控制方法有多種控制方法，根據(jù)有沒有引入電流反饋可分為兩種：間接電流控制、直接電流控制。1)間接電流控制間接電流控制也稱為相位和幅值控制。按圖6-29a（逆變時(shí)為圖6-29b）的相量關(guān)系來控制整流橋交流輸入端電壓，使得輸入電流和電壓同相位，從而得到功率因數(shù)為1的控制效果。6-90圖6-31間接電流控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖6-31，間接電流控制的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖圖中的PWM整流電路為圖6-30的三相橋式電路控制系統(tǒng)的閉環(huán)是整流器直流側(cè)電壓控制環(huán)。輸入電壓6-91控制原理ud*和實(shí)際的直流電壓ud比較后送入PI調(diào)節(jié)器，PI調(diào)節(jié)器的輸出為一直流電流信號(hào)id，id的大小和整流器交流輸入電流幅值成正比。穩(wěn)態(tài)時(shí)，ud=ud*，PI調(diào)節(jié)器輸入為零，PI調(diào)節(jié)器的輸出id和負(fù)載電流大小對(duì)應(yīng)，也和交流輸入電流幅值相對(duì)應(yīng)。圖6-31間接電流控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)輸入電壓6-92負(fù)載電流增大時(shí)，C放電而使ud下降，PI的輸入端出現(xiàn)正偏差，使其輸出id增大，進(jìn)而使交流輸入電流增大，也使ud回升。達(dá)到新的穩(wěn)態(tài)時(shí)，ud和ud*相等，PI調(diào)節(jié)器輸入仍恢復(fù)到零，而id則穩(wěn)定為新的較大的值，與較大的負(fù)載電流和較大的交流輸入電流對(duì)應(yīng)。負(fù)載電流減小時(shí)，調(diào)節(jié)過程和上述過程相反。圖6-31間接電流控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)輸入電壓6-93從整流運(yùn)行向逆變運(yùn)行轉(zhuǎn)換首先負(fù)載電流反向而向C充電，ud抬高，PI調(diào)節(jié)器出現(xiàn)負(fù)偏差，id減小后變?yōu)樨?fù)值，使交流輸入電流相位和電壓相位反相，實(shí)現(xiàn)逆變運(yùn)行。穩(wěn)態(tài)時(shí)，ud和ud*仍然相等，PI調(diào)節(jié)器輸入恢復(fù)到零，id為負(fù)值，并與逆變電流的大小對(duì)應(yīng)。6-94控制系統(tǒng)中其余部分的工作原理圖中上面的乘法器是id分別乘以和a、b、c三相相電壓同相位的正弦信號(hào)，再乘以電阻R，得到各相電流在Rs上的壓降uRa、uRb和uRc。圖6-31間接電流控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)輸入電壓6-95圖中下面的乘法器是id分別乘以比a、b、c三相相電壓相位超前π/2的余弦信號(hào)，再乘以電感L的感抗，得到各相電流在電感Ls上的壓降uLa、uLb和uLc。圖6-31間接電流控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)輸入電壓6-96各相電源相電壓ua、ub、uc分別減去前面求得的輸入電流在電阻R和電感L上的壓降，就可得到所需要的交流輸入端各相的相電壓uA、uB和uC的信號(hào)，用該信號(hào)對(duì)三角波載波進(jìn)行調(diào)制，得到PWM開關(guān)信號(hào)去控制整流橋，就可以得到需要的控制效果。輸入電壓6-97存在的問題在信號(hào)運(yùn)算過程中用到電路參數(shù)Ls和Rs，當(dāng)Ls和Rs的運(yùn)算值和實(shí)際值有誤差時(shí)，會(huì)影響到控制效果。是基于系統(tǒng)的靜態(tài)模型設(shè)計(jì)的，其動(dòng)態(tài)特性較差。間接電流控制的系統(tǒng)應(yīng)用較少。6-982)直接電流控制圖6-32直接電流控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖通過運(yùn)算求出交流輸入電流指令值，再引入交流電流反饋，通過對(duì)交流電流的直接控制而使其跟蹤指令電流值。有不同的電流跟蹤控制方法，圖6-32給出一種最常用的采用電流滯環(huán)比較方式的控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖。6-99控制系統(tǒng)組成雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，外環(huán)是直流電壓控制環(huán)，內(nèi)環(huán)是交流電流控制環(huán)。外環(huán)的結(jié)構(gòu)、工作原理和圖6-31間接電流控制系統(tǒng)相同。外環(huán)PI調(diào)節(jié)器的輸出為id，id分別乘以和a、b、c三相相電壓同相位的正弦信號(hào)，得到三相交流電流的正弦指令ia*,ib*,ic*。6-100ia*,ib*,ic*分別和各自的電源電壓同相位，其幅值和反映負(fù)載電流大小的直流信號(hào)id成正比，這是整流器運(yùn)行時(shí)所需的交流電流指令信號(hào)。指令信號(hào)和實(shí)際交流電流信號(hào)比較后，通過滯環(huán)對(duì)器件進(jìn)行控制，便可使實(shí)際交流輸入電流跟蹤指令值。6-101第六章PWM控制技術(shù)?小結(jié)PWM控制技術(shù)的地位:PWM控制技術(shù)是在電力電子領(lǐng)域有著廣泛的應(yīng)用，并對(duì)電力電子技術(shù)產(chǎn)生了十分深遠(yuǎn)影響的一項(xiàng)技術(shù)。器件與PWM技術(shù)的關(guān)系:IGBT、電力MOSFET等為代表的全控型器件的不斷完善給PWM控制技術(shù)提供了強(qiáng)大的物質(zhì)基礎(chǔ)。6-102PWM控制技術(shù)用于直流斬波電路:直流斬波電路實(shí)際上就是直流PWM電路，是PWM控制技術(shù)應(yīng)用較早也成熟較早的一類電路，應(yīng)用于直流電動(dòng)機(jī)調(diào)速系統(tǒng)就構(gòu)成廣泛應(yīng)用的直流脈寬調(diào)速系統(tǒng)。6-103PWM控制技術(shù)用于交流—交流變流電路斬控式交流調(diào)壓電路和矩陣式變頻電路是PWM控制技術(shù)在這類電路中應(yīng)用的代表。目前其應(yīng)用都還不多。但矩陣式變頻電路因其容易實(shí)現(xiàn)集成化，