單工無(wú)線發(fā)射接收系統(tǒng)的畢業(yè)設(shè)計(jì)論文

單工無(wú)線發(fā)射接收系統(tǒng)的畢業(yè)設(shè)計(jì)論文

目錄TOC\o"1-5"\h\z\o"CurrentDocument"1緒論1\o"CurrentDocument"2無(wú)線通訊1\o"CurrentDocument"2.1無(wú)線電的發(fā)送2\o"CurrentDocument"2.2無(wú)線電的接收2\o"CurrentDocument"2.3無(wú)線通信距離的計(jì)算3\o"CurrentDocument"2.4無(wú)線電傳輸優(yōu)點(diǎn)4\o"CurrentDocument"2.5調(diào)頻波4\o"CurrentDocument"3系統(tǒng)設(shè)計(jì)6\o"CurrentDocument"3.1總體設(shè)計(jì)方案6\o"CurrentDocument"3.2方案論證與比較7\o"CurrentDocument"單元電路設(shè)計(jì)9\o"CurrentDocument"4.1音頻無(wú)線發(fā)射電路的設(shè)計(jì)9\o"CurrentDocument"4.2音頻無(wú)線接收電路的設(shè)計(jì)13\o"CurrentDocument"4.3電源模塊設(shè)計(jì)19\o"CurrentDocument"系統(tǒng)測(cè)試20\o"CurrentDocument"5.1分級(jí)調(diào)試20\o"CurrentDocument"5.2統(tǒng)調(diào)21\o"CurrentDocument"5.3發(fā)射機(jī)頻率測(cè)試和峰值功率測(cè)試21\o"CurrentDocument"5.4測(cè)試使用的儀器226結(jié)論23參考文獻(xiàn)24致謝25英文資料及中文翻譯261緒論隨著無(wú)線電技術(shù)的發(fā)展，通訊方式也從傳統(tǒng)的有線通訊逐漸轉(zhuǎn)向無(wú)線通訊。由于傳統(tǒng)的有線傳輸系統(tǒng)有配線的問題，較不便利，而無(wú)線通訊具有成本廉價(jià)、建設(shè)工程周期短、適應(yīng)性好、擴(kuò)展性好、設(shè)備維護(hù)容易實(shí)現(xiàn)等特點(diǎn)，故未來(lái)通訊方式將向無(wú)線傳輸系統(tǒng)方向發(fā)展。同時(shí)，實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)運(yùn)行的最小功耗是現(xiàn)代電子系統(tǒng)的普遍取向，也是綠色電子的基本要求。因而，如何通信才能使系統(tǒng)穩(wěn)定、高效、節(jié)能的運(yùn)行，成為系統(tǒng)開發(fā)過程中必須加以考慮的主要內(nèi)容。傳統(tǒng)的無(wú)線發(fā)射接收系統(tǒng)，存在著電路復(fù)雜、靈敏度低、噪聲大、不易調(diào)諧等缺點(diǎn)。本設(shè)計(jì)采用載波的瞬時(shí)頻率隨傳播信號(hào)的變化規(guī)律而變化的調(diào)制方法，即調(diào)頻方法。調(diào)頻要求工作波長(zhǎng)極短，但由于它不怕余波干擾，不串臺(tái)，所以具有極好的接收性能，而且還能播送和接收立體聲信號(hào)。此外，語(yǔ)音信號(hào)采用調(diào)頻方式與調(diào)幅相比，有利于改善輸出音頻信號(hào)的信噪比，以保證語(yǔ)音業(yè)務(wù)的可靠傳輸。本設(shè)計(jì)中采用調(diào)頻立體聲接收機(jī)集成芯片優(yōu)化電路，使得接收靈敏度大為改善，外圍元件極少。同時(shí)采用鎖相環(huán)技術(shù)，增強(qiáng)鎖定頻率信號(hào)準(zhǔn)確度。接收機(jī)采用電容分壓式濾波器，具有動(dòng)態(tài)范圍大，調(diào)整方便的特點(diǎn)。2無(wú)線通訊通常，人的說(shuō)話聲、音樂聲等各種聲音的傳播距離是很短的，當(dāng)人大聲喊叫時(shí)，能在三十米外聽清楚已是不容易了。低頻率的電信號(hào)實(shí)際上不可能以電磁波的形式從天線有效地輻射到空間去，只有當(dāng)饋送到天線的電流頻率足夠高，及波長(zhǎng)足夠短，短到能與天線的尺寸相比擬，才會(huì)有足夠的電磁能輻射出去。因此，要想不用導(dǎo)線傳送信號(hào)，只能借助于高頻電磁波，由它將低頻信號(hào)“攜帶”到空間去。將聲頻電信號(hào)寄載在高頻正弦波上（稱為調(diào)制）利用天線發(fā)射成無(wú)線電波，用無(wú)線電波來(lái)載低頻電信號(hào)，就可以不用導(dǎo)線在空間傳播很遠(yuǎn)。將聲頻電信號(hào)寄載在高頻正弦波上，是用聲頻電信號(hào)去控制等幅高頻正弦波的某一參數(shù)（振幅、頻率或初相位）來(lái)達(dá)到的，即使該參數(shù)按聲頻電信號(hào)的規(guī)律去變化。當(dāng)控制的是高頻正弦波的幅度時(shí)，這種調(diào)制稱為幅度調(diào)制或簡(jiǎn)稱調(diào)幅。同樣，當(dāng)被控制的是高頻正弦波的頻率或初相位時(shí)，則分別成為頻率調(diào)制或相位調(diào)制，簡(jiǎn)稱調(diào)頻或調(diào)相。經(jīng)過調(diào)制的高頻正弦波稱為已調(diào)波，或稱為無(wú)線電信號(hào)。由此可見，等幅的高頻正弦波實(shí)際上起著運(yùn)載聲頻信號(hào)的運(yùn)輸工具的作用，所以在無(wú)線電技術(shù)中常稱它為載波。載波的頻率一般從幾百赫茲到幾千兆赫茲。一個(gè)導(dǎo)體如果載有高頻電流，就有電磁能向空間輻射。電磁能是以波的形式向外傳播的，稱為電磁波。高頻率的電流稱為載波電流或簡(jiǎn)稱為載波。這種頻率稱為載波

頻率或射頻。載有載波電流，使電磁能以電磁波形式向空間發(fā)射的導(dǎo)體，稱為發(fā)射天線。如果我們?cè)O(shè)法用電報(bào)或電話信號(hào)控制載波電流，則電磁能中就含有所要發(fā)送的電報(bào)或電話信息，這就是無(wú)線電信號(hào)發(fā)送的過程。在接收端，首先由接收天線將收到的電磁波還原為與發(fā)送端相似的高頻電流。然后經(jīng)過檢波，取出原來(lái)的電報(bào)或電話信號(hào)，就完成了無(wú)線電通信。對(duì)于無(wú)線電通信來(lái)說(shuō)傳輸媒質(zhì)為自由空間。如果傳輸媒質(zhì)為電纜或光纖，就組成了有線載波通信系統(tǒng)，其中傳輸媒質(zhì)為光纖的通信系統(tǒng)又稱為光纖通信。2.1無(wú)線電的發(fā)送從上面的簡(jiǎn)略敘述可知，要完成無(wú)線電通信，首先必須產(chǎn)生高頻率的載波電流，然后設(shè)法將電報(bào)或電話信號(hào)“加到”這載波上去。在無(wú)線電技術(shù)中采用振蕩器來(lái)產(chǎn)生高頻電流。振蕩器是無(wú)線電發(fā)送設(shè)備的基本單元。為了發(fā)送電報(bào)信號(hào)，可以加一個(gè)電鍵來(lái)控制供給振蕩器的直流電源，即得到如圖2-1所示的無(wú)線電報(bào)發(fā)射機(jī)方框圖。電源接通時(shí)，振蕩器發(fā)生高頻電流i；電源斷開時(shí)，振蕩器沒有高頻電流送出。高頻電流送至發(fā)射天線，轉(zhuǎn)變?yōu)殡姶挪ǎò怂獋魉偷碾妶?bào)信號(hào)）發(fā)射出去[1]（a）方框圖發(fā)射圖2-1無(wú)線電報(bào)發(fā)射機(jī)的基本原理圖（a）方框圖發(fā)射2.2無(wú)線電的接收無(wú)線電信號(hào)的接收過程正好和發(fā)送過程相反。在接收處，先用接收天線將收到的電磁波轉(zhuǎn)變?yōu)橐颜{(diào)波電流，然后從已調(diào)波中檢出原始信號(hào)。這一過程正好和發(fā)送相反，稱為解調(diào)（接收調(diào)幅信號(hào)時(shí)，也叫檢波。接收角度調(diào)制信號(hào)時(shí)，也叫鑒頻或鑒相）。最后再用聽筒或者揚(yáng)聲器（喇叭）將檢波取出的音頻電流變?yōu)槁暷埽司吐牭搅税l(fā)射機(jī)處發(fā)送的語(yǔ)言、音樂等信號(hào)。因此，最簡(jiǎn)單的接收機(jī)就是一個(gè)檢波器。但是，接收天線所收到的電磁波很微弱。為了提高接收機(jī)的靈敏度，可在檢波器之前加一級(jí)至幾級(jí)高頻小信號(hào)放大器，然后再檢波。檢波之后，再經(jīng)過適當(dāng)?shù)牡皖l放大，最后送到揚(yáng)聲器或耳機(jī)中轉(zhuǎn)變?yōu)槁曇?。這樣就得到如圖2-2所示的接收機(jī)方框圖。圖2-2直接放大式接收機(jī)方框圖2.3無(wú)線通信距離的計(jì)算這里給出自由空間傳播時(shí)的無(wú)線通信距離的計(jì)算方法。所謂自由空間傳播系指天線周圍為無(wú)限大真空時(shí)的電波傳播，它是理想傳播條件。電波在自由空間傳播時(shí)，其能量既不會(huì)被障礙物所吸收，也不會(huì)產(chǎn)生反射或散射。通信距離與發(fā)射功率、接收靈敏度和工作頻率有關(guān)。下面用公式說(shuō)明在自由空間下電波傳播的損耗。Los=32.44+20lgd(Km)+20lgf(MHz)(2.1)Los是傳播損耗，單位為dBd是距離，單位是Kmf是工作頻率，單位是MHz由上式可見，自由空間中電波傳播損耗(亦稱衰減)只與工作頻率f和傳播距離d有關(guān)，當(dāng)f或d增大一倍時(shí)，Los將分別增加6dB。下面舉例說(shuō)明一個(gè)工作頻率為433.92MHz，發(fā)射功率為+10dBm(10mW)，接收靈敏度為-105dBm的系統(tǒng)在自由空間的傳播距離。由發(fā)射功率+10dBm，接收靈敏度為-105dBm可得：Los=115dB。由Los、f可計(jì)算得出：d=30.974公里。這是理想狀況下的傳輸距離，實(shí)際的應(yīng)用中可能低于該值，這是因?yàn)闊o(wú)線通信要受到各種外界因素的影響，如大氣、阻擋物、多徑傳播等造成的損耗，將上述損耗的參考值計(jì)入上式中，即可計(jì)算出近似通信距離。假定大氣、遮擋等造成的損耗為25dB，可以計(jì)算得出通信距離為：d=1.742公里。2.4無(wú)線電傳輸優(yōu)點(diǎn)無(wú)線通訊方式與有線通訊相比主要有如下優(yōu)點(diǎn)：⑴成本廉價(jià)有線通信方式的建立必須架設(shè)電纜，或挖掘電纜溝，因此需要大量的人力和物力；而用無(wú)線電臺(tái)建立無(wú)線語(yǔ)音傳輸方式則無(wú)須架設(shè)電纜或挖掘電纜溝，只需要在每個(gè)終端連接無(wú)線電臺(tái)和架設(shè)適當(dāng)高度的天線就可以了。相比之下用無(wú)線電建立語(yǔ)音傳輸通道，節(jié)省了人力物力，投資是相當(dāng)節(jié)省的。當(dāng)然在一些近距離的語(yǔ)音通訊系統(tǒng)中，無(wú)線的通訊方式并不比有線的方式成本低，但是有時(shí)候?qū)嶋H的現(xiàn)場(chǎng)環(huán)境難以布線，客戶根據(jù)現(xiàn)場(chǎng)環(huán)境的需要還是會(huì)選用無(wú)線的方式來(lái)實(shí)現(xiàn)通訊。⑵建設(shè)工程周期短當(dāng)要把相距數(shù)公里到數(shù)十公里距離的遠(yuǎn)程站點(diǎn)相互連接通訊的時(shí)候，采用有線的方式，必須架設(shè)長(zhǎng)距離的電纜或者挖掘漫長(zhǎng)的電纜溝，這個(gè)工程周期可能就需要數(shù)個(gè)月的時(shí)間，而用無(wú)線發(fā)射接收系統(tǒng)建立無(wú)線語(yǔ)音傳輸?shù)姆绞?，只需要架設(shè)適當(dāng)高度的天線，工程周期只需要幾天或者幾周就可以，相比之下，無(wú)線的方式可以迅速組建起通信鏈路，工程周期大大縮短。⑶適應(yīng)性好有線通訊的局限性太大，在遇到一些特殊的應(yīng)用環(huán)境，比如遇到山地、湖泊、林區(qū)等特殊的地理環(huán)境或是移動(dòng)物體等布線比較困難的應(yīng)用環(huán)境的時(shí)候，將對(duì)有線網(wǎng)絡(luò)的布線工程有著極強(qiáng)的制約力，而用無(wú)線發(fā)射接收系統(tǒng)建立無(wú)線語(yǔ)音傳輸方式將不受這些限制，所以說(shuō)用無(wú)線發(fā)射接收系統(tǒng)建立專用無(wú)線語(yǔ)音傳輸方式將比有線通訊有更好的更廣泛的適應(yīng)性，幾乎不受地理環(huán)境限制。⑷擴(kuò)展性好在用戶組建好一個(gè)通訊網(wǎng)絡(luò)后，常常因?yàn)橄到y(tǒng)的需要增加新的設(shè)備。如果采用有線的方式，需要重新的布線，施工比較麻煩，而且還有可能破壞原來(lái)的通訊線路，但是如果采用無(wú)線電臺(tái)建立無(wú)線語(yǔ)音傳輸方式，只需將新增設(shè)備與無(wú)線電臺(tái)相連接就可以實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的擴(kuò)充了，相比之下有更好的擴(kuò)展性。⑸設(shè)備維護(hù)上更容易實(shí)現(xiàn)有線通訊鏈路的維護(hù)需沿線路檢查，出現(xiàn)故障時(shí)，一般很難及時(shí)找出故障點(diǎn)，而采用無(wú)線發(fā)射接收系統(tǒng)建設(shè)，則沒有線路維護(hù)的困難。2.5調(diào)頻波

頻率調(diào)制又稱調(diào)頻(FM),是使高頻振蕩信號(hào)的頻率按調(diào)制信號(hào)的規(guī)律變化，而振幅保持恒定的一種調(diào)制方式。調(diào)頻波用英文字母FM表示。調(diào)頻信號(hào)的解調(diào)稱為鑒頻或頻率檢波。設(shè)調(diào)制信號(hào)為TOC\o"1-5"\h\z\o"CurrentDocument"七(t)=七cosQt(2.2)載波信號(hào)為\o"CurrentDocument"Uc(t)=Uccosot(2.3)調(diào)頻時(shí)，載波電壓振幅度ucm不變，而載波瞬時(shí)間頻率則隨調(diào)制信號(hào)規(guī)律變化，即為頓\o"CurrentDocument"o(t)=o+KU(t)=o+Aw(t)(2.4)式中3為載波角頻率，又稱為調(diào)頻波中心頻率；cKf為比例常數(shù)表示載波頻率變化隨調(diào)制信號(hào)變化的程度大小。其值由調(diào)頻電路決定，單位是孤度/秒?伏(rad/s?v)；Ao(t)=KUq(t)為瞬時(shí)角頻率相對(duì)于中心頻率的頻率偏移，簡(jiǎn)稱頻偏。最大頻偏與調(diào)制信號(hào)的振幅成正比，而與調(diào)制信號(hào)的頻率無(wú)關(guān)。這是調(diào)頻波的基本特征。調(diào)頻后載波瞬時(shí)相位也會(huì)產(chǎn)生變化，其瞬時(shí)相位為(2.5)(2.6)O(t)=J；o(t)dt=oct+kf\0UQ(t)dt=oct+A①(t)(2.5)(2.6)式中，3ct為未調(diào)頻時(shí)載波相位;A①(t)=KfJ0Uo(t炒為調(diào)頻后，瞬時(shí)相位相對(duì)于oct的相位偏移。調(diào)頻波的數(shù)字表示式為UFMQ=UCOS[o/+、爐q(t)dt]根據(jù)(2.6)式可畫出調(diào)頻波的波形圖，如圖根據(jù)(2.6)式可畫出調(diào)頻波的波形圖，如圖2-3所示。圖2-3調(diào)頻波的形成由調(diào)頻波的形成過程及調(diào)頻波的波形可見調(diào)頻波（調(diào)頻信號(hào)）的特點(diǎn)是：其頻率隨調(diào)制信號(hào)振幅的變化而變化，而它的幅度卻始終保持不變。當(dāng)調(diào)制信號(hào)的幅度為零時(shí)，調(diào)頻波的頻率稱為中心頻率3。當(dāng)用一完整的調(diào)制信號(hào)（即調(diào)制信號(hào)的幅度作0正負(fù)變化）對(duì)高頻載波進(jìn)行調(diào)頻時(shí)，調(diào)頻波的頻率就圍繞著30而隨調(diào)制電壓線性地改變。當(dāng)調(diào)制信號(hào)向正的方向增大時(shí)，調(diào)頻波的頻率就高于中心、頻率；反之，當(dāng)調(diào)制信號(hào)向著負(fù)的方向變化時(shí)，調(diào)頻波的頻率就低于中心頻率?？梢?，調(diào)制信號(hào)的幅度越大，頻率的偏移也越大，調(diào)頻波以其頻率的變化代表著調(diào)制信號(hào)的特征⑵。3系統(tǒng)設(shè)計(jì)3.1總體設(shè)計(jì)方案設(shè)計(jì)要求為：設(shè)計(jì)一個(gè)單工無(wú)線發(fā)射接收系統(tǒng)，實(shí)現(xiàn)無(wú)線發(fā)射機(jī)至接收機(jī)間的單工語(yǔ)音傳輸業(yè)務(wù)。由于語(yǔ)音業(yè)務(wù)對(duì)誤碼不敏感，可以采用調(diào)頻方式發(fā)送信息，設(shè)計(jì)中采用了分立元件構(gòu)成音頻無(wú)線發(fā)射電路。接收機(jī)采用第三代立體聲放收音機(jī)電路CXA1238組成單片收音機(jī)。CXA1238是性能優(yōu)良的收音集成電路，內(nèi)部有AM、FM的高放、混頻、中放、檢波、鑒頻以及FM立體聲解碼、自動(dòng)頻率控制電路等功能，外圍元件較少。接收機(jī)采用電容分壓式濾波器，即可提高鏡像抑制比，又可使天線達(dá)到最佳匹配，具有動(dòng)態(tài)范圍大、調(diào)整方便的特點(diǎn)。語(yǔ)音信號(hào)采用調(diào)頻方式與調(diào)幅相比，有利于改善輸出音頻信號(hào)的信噪比，以保證語(yǔ)音業(yè)務(wù)的可靠傳輸，下表是調(diào)幅和調(diào)頻的優(yōu)缺點(diǎn)比較。表3-1調(diào)幅和調(diào)頻優(yōu)缺點(diǎn)比較調(diào)幅（AM）調(diào)頻（FM）1.傳送音頻頻帶較寬（100Hz—5KHz）適宜于高保真優(yōu)點(diǎn)八、、傳播距離遠(yuǎn)，覆蓋面大電路相對(duì)簡(jiǎn)單音樂廣播抗干擾性強(qiáng)，內(nèi)設(shè)限幅器除去幅度干擾應(yīng)用范圍廣，用于多種信息傳遞可實(shí)現(xiàn)立體聲廣播缺點(diǎn)八、、傳送音頻頻帶窄（200Hz—2500Hz），高音缺乏傳播中易受干擾，噪聲大傳播衰減大，覆蓋范圍小設(shè)計(jì)要求：⑴設(shè)計(jì)發(fā)射頻率在32MHz左右，無(wú)線發(fā)射機(jī)傳送信號(hào)的輸入采用線路輸入方式，采用了分立元件構(gòu)成音頻無(wú)線發(fā)射電路。⑵設(shè)計(jì)采用一個(gè)接收頻率與無(wú)線發(fā)射機(jī)相對(duì)應(yīng)的接收機(jī)，接收機(jī)采用第三代立體聲放收音機(jī)電路CXA1238組成的單片收音機(jī)，用揚(yáng)聲器收聽語(yǔ)音信號(hào)。⑶送信號(hào)正弦波在300Hz?3400Hz時(shí)，系統(tǒng)發(fā)射功率20mW左右。⑷線發(fā)射接收機(jī)室內(nèi)通信距離（兩設(shè)備間的最近距離）不小于5米。⑸線發(fā)射接收機(jī)收發(fā)天線采用拉桿天線或?qū)Ь€，長(zhǎng)度小于等于1米。⑹系統(tǒng)可實(shí)現(xiàn)無(wú)明顯失真的語(yǔ)音傳輸。3.2方案論證與比較3.2.1音頻無(wú)線發(fā)射電路設(shè)計(jì)方案論證與選擇方案1：采用單片調(diào)頻發(fā)射集成電路組成芯片MC2833。它可構(gòu)成發(fā)射高頻率信號(hào)的功率放大器。電路由音頻放大器、可變電抗器、射頻振蕩器、輸出緩沖器以及放大電路構(gòu)成。由集成芯片MC2833組成的調(diào)頻發(fā)射機(jī)，先將語(yǔ)音通過話筒變成音頻電壓信號(hào)送給音頻放大器進(jìn)行音頻電壓放大，此音頻電壓信號(hào)經(jīng)耦合電容送給可變電抗的輸入端腳3去控制可變電抗，而由可變電抗以及電感、品體與高頻振蕩器組成調(diào)頻振蕩電路，產(chǎn)生調(diào)頻波經(jīng)緩沖送給兩級(jí)二倍頻放大器。電路實(shí)現(xiàn)基本框圖如圖3-1所示。但由于該芯片涉及到的諧振回路較多，不易統(tǒng)調(diào)，因而頻率不易控制，導(dǎo)致信號(hào)不穩(wěn)定，容易跑臺(tái)，實(shí)現(xiàn)較為困難。圖3-1MC2833電路基本框圖方案2：采用集成芯片BA1404及相關(guān)電路構(gòu)成。它主要由前置音頻放大器，立體聲調(diào)制器，F(xiàn)M調(diào)制器及射頻放大器組成。利用內(nèi)部參考電壓改變變?nèi)荻O管的電容值，可實(shí)現(xiàn)發(fā)射頻率的調(diào)整。圖3-2所示為電路框圖。此電路可實(shí)現(xiàn)立體聲調(diào)頻發(fā)射，典型調(diào)頻頻段為75-108MHz，振蕩頻率不易調(diào)整，尤其是低端頻率實(shí)現(xiàn)困難，難以實(shí)現(xiàn)要求頻段的調(diào)整。圖3-2BA1404電路基本框圖方案3：采用分立元件構(gòu)成音頻無(wú)線發(fā)射電路。圖3-3所示為分立元件調(diào)頻電路框圖。利用三極管構(gòu)成高頻振蕩器，調(diào)節(jié)相應(yīng)的電感和電容的大小，可產(chǎn)生穩(wěn)定的中心頻率，在音頻信號(hào)的作用下，可產(chǎn)生相應(yīng)的調(diào)頻波，再經(jīng)過緩沖放大和末級(jí)功率放大，得到需要的調(diào)頻信號(hào)。相對(duì)前兩種電路，不僅電路簡(jiǎn)單，而且調(diào)試控制非常靈活，可靠性好，抗干擾能力強(qiáng)，容易實(shí)現(xiàn)調(diào)頻的要求。圖3-3分立元件調(diào)頻電路框圖綜上所述，本設(shè)計(jì)選擇方案3,即利用分立元件構(gòu)成音頻無(wú)線發(fā)射電路。3.2.2音頻無(wú)線接收電路設(shè)計(jì)方案論證與比較方案1：采用芯片MC3362。該芯片是美國(guó)MOTOROLA公司生產(chǎn)的單片窄帶調(diào)頻接收電路，主要應(yīng)用于語(yǔ)音通訊和數(shù)據(jù)傳輸?shù)臒o(wú)線接收機(jī)。調(diào)頻接收電路框圖如圖3-4所示。MC3362片內(nèi)包含振蕩電路、混頻電路、限幅放大器、積分鑒頻器、場(chǎng)強(qiáng)指示驅(qū)動(dòng)及載頻檢波電路等電路。具有低供電電壓、低功耗、靈敏度高等特點(diǎn)，主要應(yīng)用于語(yǔ)音和數(shù)字通訊的接收設(shè)備。但是該電路較多用于調(diào)頻廣播接收，在要求的頻段內(nèi)進(jìn)行調(diào)試相對(duì)困難。圖3-4MC3362調(diào)頻接收電路框圖方案2：采用集成芯片CXA1019S。該芯片內(nèi)部電路包括了AM/FM收音機(jī)從天線輸入經(jīng)調(diào)頻高放、本振、混頻在由中放、檢波、直至調(diào)頻功放的整個(gè)環(huán)節(jié)。調(diào)頻接收電路，將調(diào)幅輸入端IC對(duì)變頻信號(hào)公共端短路，拉桿天線經(jīng)耦合電容到帶通濾波器，該濾波器的作用是抑制調(diào)頻波段以外的信號(hào)的干擾。CXA1019S雖然把調(diào)頻頭電路集成進(jìn)去，提高了集成度，但是相對(duì)CXA1238S增益較低，因而接收靈敏度較低。調(diào)頻接收電路框圖如圖3-5所示。圖3-5CXA1019S調(diào)頻接收電路框圖方案3：采用集成芯片CXA1238S。它在片內(nèi)完成了混頻、中放、鑒頻及立體聲解碼等功能，該芯片內(nèi)部包含F(xiàn)M前置放大、立體聲解調(diào)放大、FM中頻放大及鑒頻等環(huán)節(jié)，尤其是芯片內(nèi)采用了鎖相技術(shù)，由于芯片高度的集成化，因而接收機(jī)電路外圍元

件極少、中心穩(wěn)定，調(diào)諧簡(jiǎn)單、抗干擾性強(qiáng)、電路穩(wěn)定，調(diào)整方便等優(yōu)點(diǎn)。綜上所述，本設(shè)計(jì)選擇方案3,即采用CXA1238S構(gòu)成的FM解調(diào)電路。4單元電路設(shè)計(jì)4.1音頻無(wú)線發(fā)射電路的設(shè)計(jì)本設(shè)計(jì)中的聲音調(diào)頻發(fā)射部分采用常用分立元件構(gòu)成電路。下面分別從LC電路的基本工作原理、正弦波振蕩電路的振蕩條件和考畢茲振蕩器的模型及在設(shè)計(jì)電路中的應(yīng)用方面入手對(duì)發(fā)射單元電路進(jìn)行分析。4.1.1LC電路的基本工作原理⑴構(gòu)成一個(gè)LC振蕩器必須具備下列三個(gè)條件：一套振蕩回路，包含兩個(gè)（或兩個(gè)以上）儲(chǔ)能元件。在這兩個(gè)元件中，當(dāng)一個(gè)釋放能量時(shí)，另一個(gè)就接收能量。釋放與接收能量可以往返進(jìn)行，其頻率決定于元件的數(shù)值。一個(gè)能量來(lái)源，可以補(bǔ)充由振蕩回路電阻所產(chǎn)生的能量的損失。在晶體管振蕩器中，這能源就是直流電源Vcc。一個(gè)控制設(shè)備，可以使電源功率在正確的時(shí)刻補(bǔ)充電路的能量損失，以維持等幅振蕩。這是由有源器件（電子管、品體管或集成塊等）和正反饋電路完成的⑶。⑵LC振蕩器起振條件①相位平衡條件：X和X必需為同性質(zhì)的電抗，X必需為異性質(zhì)的電抗，且它c(diǎn)ebe們之間滿足下列關(guān)系:Xc①相位平衡條件：X和X必需為同性質(zhì)的電抗，X必需為異性質(zhì)的電抗，且它c(diǎn)ebe們之間滿足下列關(guān)系:Xc=-(X+X)即beIXl1=1XcIq_1~1lc②幅度起振條件cb圖4-1三點(diǎn)式振蕩器式中：q——晶體管的跨導(dǎo)，F(xiàn)u——反饋系數(shù)，Av——放大器的增益，qie——晶體管的輸入電導(dǎo)，q^——晶體管的輸出電導(dǎo)，qL——晶體管的等效負(fù)載電導(dǎo)，

Fu一般在0.1?0.5之間取值。4.1.2正弦波振蕩電路的振蕩條件從結(jié)構(gòu)上來(lái)看，正弦波振蕩電路就是一個(gè)沒有輸入信號(hào)的帶選頻網(wǎng)絡(luò)的正反饋放大電路。圖4-2（a）大電路。圖4-2（a）表示接成正反饋時(shí)放大電路在輸入信號(hào)乂，=0時(shí)的方框圖，改畫一下，便得圖4-2（b）。（。）正反饋放大電路的方框圖（b）正弦波振蕩電路的方框圖（。）正反饋放大電路的方框圖（b）正弦波振蕩電路的方框圖圖4-2正弦波振蕩電路的方框圖由圖可知，如在放大電路的輸入端（1端）外接一定頻率、一定幅度的正弦波信號(hào)乂/經(jīng)過基本放大電路和反饋網(wǎng)絡(luò)所構(gòu)成的環(huán)路傳輸后，在反饋網(wǎng)絡(luò)的輸出端（2端），得到反饋信號(hào)x'如果x與乂在大小和相位上都一致，那么，就可以除去外接信號(hào)X/而將1、2兩端連接在一起（如圖中的虛線所示）而形成閉環(huán)系統(tǒng)，其輸出端可能繼續(xù)維持與開環(huán)時(shí)一樣的輸出信號(hào)。這樣，由于脆X，便有X.f=1X,oX.f=1X,oX*X*a(4.1)在上式中，仍設(shè)A=A/中，F(xiàn)=F/七，則可得(4.2)AF=AFZ(^+七)=1即AF=AF=1(4.2)和中+中=2n兀，n=0,1,2,（4.3）f式（4.2）稱為振幅平衡條件，而式（4.3）則稱為相位平衡條件，這是正弦波振

蕩電路產(chǎn)生持續(xù)振蕩的兩個(gè)條件。值得注意的是，無(wú)論是負(fù)反饋放大電路的自激條件（-AF=1）?；蛘袷庪娐返恼袷帡l件（AF=1），都是要求環(huán)路增益等于1。不過，由于反饋信號(hào)送到比較環(huán)節(jié)輸入端的+、-符號(hào)不同，所以環(huán)路增益各異，從而導(dǎo)致相位條件不一致。振蕩電路的振蕩頻率fo是由（4.3）的相位平衡條件決定的。一個(gè)正弦波振蕩電路只在一個(gè)頻率下滿足相位平衡條件這個(gè)頻率就是fo，這就要求在AF環(huán)路中包含一個(gè)具有選頻特性的網(wǎng)絡(luò)，簡(jiǎn)稱選頻網(wǎng)絡(luò)。它可以設(shè)置在放大電路A中，也可設(shè)置在反饋網(wǎng)絡(luò)F中，它可以用R、C元件組成，也可以用L、C元件組成。用R、C元件組成選頻網(wǎng)絡(luò)的振蕩電路稱RC振蕩電路，一般用來(lái)產(chǎn)生1Hz~1MHz范圍內(nèi)的低頻信號(hào)；而用L、C元件組成選頻網(wǎng)絡(luò)的振蕩電路，一般用來(lái)產(chǎn)生1MHz以上的高頻信號(hào)。欲使振蕩電路能自行建立振蕩，就必須滿足AF〉1的條件。這樣，在接通電源后，振蕩電路就有可能自行起振，或者說(shuō)能夠自激，最后趨于穩(wěn)態(tài)平衡[5]4.1.3考畢茲振蕩器的模型及在設(shè)計(jì)電路中的應(yīng)用⑴電容三點(diǎn)式振蕩器電容三端振蕩器與電感三端振蕩電路相比，電容三端振蕩器的優(yōu)點(diǎn)是輸出波形較好，這是因?yàn)榧姌O和基極電流可通過對(duì)諧波為低阻抗的電容支路回到發(fā)射極，所以高次諧波的反饋減弱，輸出的諧波分量減小，波形更加接近于正弦波。其次，該電路中的不穩(wěn)定電容（分布電容、器件的結(jié)電容等）都是于該電路并聯(lián)的，因此適當(dāng)加大回路電容量，就可以兼容不穩(wěn)定因素對(duì)振蕩頻率的影響，從而提高了頻率穩(wěn)定度。最后，當(dāng)工作頻率較高時(shí)，甚至可以只利用器件的輸入和輸出電容作為回路電容。因而本電路適用于較高的工作頻率，考畢茲電路如圖4-3所示。L1（a）考畢茲振蕩器L1（b）交流等效電路

圖4-3電容三端振蕩器電路（考畢茲振蕩器）L1（a）考畢茲振蕩器L1（b）交流等效電路⑵考畢茲振蕩器的設(shè)計(jì)模型根據(jù)正弦波振蕩器形成振蕩的兩個(gè)條件以及采樣電路的要求，設(shè)計(jì)如圖4-4的考畢茲振蕩器的設(shè)計(jì)模型。它由兩部分組成：一是放大器部分采用AD8620。二是選頻反饋網(wǎng)絡(luò)。放大器采用同相輸入的方式，目的是為了形成正反饋。選頻網(wǎng)絡(luò)采用LC諧振回路，根據(jù)設(shè)計(jì)的需要選擇一個(gè)頻率。采樣電路就是要選出一個(gè)頻率為1.8MHz?2.4MHz的正弦波。則它的頻率由下列公式?jīng)Q定：(4.4)電容C為cic2串聯(lián)的等效電容(4.5)在考畢茲電路中，可以通過改變電容來(lái)改變電路的反饋系數(shù)。那么為了在調(diào)整電路的頻率時(shí)頻率不受電容的影響，在電容的兩端可以通過并聯(lián)可變電容的方法來(lái)解決。因此將一個(gè)可變電容C3并聯(lián)在電感L兩端它的值為5?10P。由于電容的值很小，所以振蕩電路的頻率為2sLC圖4-4所以振蕩電路的頻率為2sLC圖4-4電容三點(diǎn)振蕩C=CC=C3+L=22Mh12C]+C2所以f=1.81.9…2.4MHZ4.1.4發(fā)射單元電路分析本設(shè)計(jì)中的聲音調(diào)頻發(fā)射部分采用常用分立元件構(gòu)成電路。如圖4-5所示。射頻電路由高頻振蕩器、緩沖放大器、末級(jí)功率放大器及天線組成。高頻振蕩器用來(lái)產(chǎn)生載頻信號(hào)，頻點(diǎn)落在32MHz內(nèi)，通過改變電感量即可改變發(fā)射頻率。在音頻信號(hào)的作用下，通過改變品體管極間電容實(shí)現(xiàn)調(diào)頻，產(chǎn)生相應(yīng)的調(diào)頻波，射頻信號(hào)由Q1的發(fā)射極輸出，送到Q2、L2、C8、R5等組成的緩沖放大器進(jìn)行功率提升，并可減輕末級(jí)放大電路對(duì)振蕩器的影響。末級(jí)為高頻丙類窄帶放大，通過后級(jí)功率放大器對(duì)功率再進(jìn)一步放大，經(jīng)C13耦合到發(fā)射天線向周圍空間輻射。調(diào)頻電路是通過改變品體管極間電容實(shí)現(xiàn)調(diào)頻的，由于任何PN結(jié)在加反向電壓時(shí)，反向電壓的變化將會(huì)引起結(jié)電容的變化，即所謂變?nèi)菪?yīng)。在晶體三極管電路中，集電結(jié)就是一個(gè)加有反向電壓的PN結(jié)。利用集電結(jié)的變?nèi)菪?yīng)也可實(shí)現(xiàn)調(diào)頻。圖4-5中，Q、L、C、C、C、C構(gòu)成電容三點(diǎn)式振蕩電路，其工作原理如下:11357b’C12V4R210KSR533K]c3I33pL2R1

01h910C21uINQ1豐C59018?L110p丁33pQ39018豐C833pC13100uE甲12V4R210KSR533K]c3I33pL2R1

01h910C21uINQ1豐C59018?L110p丁33pQ39018豐C833pC13100uE甲C11I+C13220uC6.|/Q210七110p1\9018丫C10R61K■R3R4」-C72.2K1K39p_Jg*C4102p圖4-5調(diào)頻無(wú)線發(fā)射電路圖對(duì)高頻而言，Q1基極是接地的，所以是共基極電路。集電極■基極間的PN結(jié)處于反向偏壓狀態(tài)，結(jié)電容Cb,c相當(dāng)于并聯(lián)L1加于Q1基極，以改變Q1的基極電位，，而使極間電容Cb,c跟隨調(diào)制電壓而變，C3諧振回路兩端，能影響振蕩頻率。調(diào)制電壓使集電極與基極間的反向偏壓發(fā)生了變化，從這就實(shí)現(xiàn)了調(diào)頻。此電路的中心頻率可通過回路可變電容C來(lái)進(jìn)行調(diào)整，工作在32MHz。3取中心頻率為32MHz，經(jīng)查三極管9018的靜態(tài)結(jié)電容C為2pF，取C、C、Cb’c357的值分別為：3.3pF、10pF、39pF，根據(jù)以下頻率的計(jì)算公式計(jì)算電感值。電路的中心頻率計(jì)算公式如下：1(4.8)式中°5C7_+C+C=11pFC5+C73b，c丫(4.9)1ccr=2.2RH（2兀f0；2C￡在實(shí)際調(diào)試中，電感L1和電容C3需要微調(diào)以滿足中心頻率的要求。4.2音頻無(wú)線接收電路的設(shè)計(jì)3得:(4.10)4.2.1接收機(jī)電路方框圖下面介紹接收機(jī)電路圖的功能塊電路的作用:①調(diào)諧（即選臺(tái)）與變頻由于同一時(shí)間內(nèi)廣播電臺(tái)很多，收音機(jī)天線接收到的不僅僅是一個(gè)電臺(tái)的信號(hào)。12INPUT+(1)INPUT+(2)3'NCNC4'INPUT-(1)INPUT12INPUT+(1)INPUT+(2)3'NCNC4'INPUT-(1)INPUT-(2)5GNDGND6GNDGND7OUTPUT(1OUTPUT(2)8NCNC'+5VNC1615141312109TDA2822各電臺(tái)發(fā)射的載波頻率均不相同，收音機(jī)的選頻回路通過調(diào)諧，改變自身的振蕩頻率，當(dāng)振蕩頻率與某電臺(tái)的載波頻率相同時(shí)，即可選中該電臺(tái)的無(wú)線信號(hào)，從而完成選臺(tái)。選出的信號(hào)并不是立即送到檢波級(jí)，而是要進(jìn)行頻率的變換。利用本機(jī)振蕩產(chǎn)生的頻率與外接收到的信號(hào)進(jìn)行差頻，輸出固定的中頻信號(hào)（AM的中頻為465KHz，F(xiàn)M的中頻為10.7MHz）。中頻放大與檢波選臺(tái)、變頻后的中頻調(diào)制信號(hào)送入中頻放大電路進(jìn)行中頻放大，然后再進(jìn)行檢波，取出調(diào)制信號(hào)。低頻放大與功率放大解調(diào)后得到的音頻信號(hào)經(jīng)低頻放大和功率放大電路放大后送到揚(yáng)聲器或加到耳機(jī)，完成電聲轉(zhuǎn)換⑺。4.2.2芯片資料⑴TDA2822芯片的管腳：TDA2822各引腳的功能1、放大器1輸出；2、供電正電源輸入，支持1.8?15V3、放大器2輸出4、地5、放大器2輸入負(fù)端6、放大器2輸入正端7、放大器1輸入正端8、放大器1輸入負(fù)端圖4-7TDA2822芯片的管腳圖4-8圖4-8TDA2822用于立體聲放的應(yīng)用電路⑵CXA1238的詳細(xì)資料CXA1238是性能優(yōu)良的收音集成電路，內(nèi)部有AM、FM的高放、混頻、中放、檢波、鑒頻以及FM立體聲解碼、自動(dòng)頻率控制電路等功能，CXA1238和其他公司的同類收音IC相比，聽覺效果也更理想。集成電路CXA1238S芯片內(nèi)部框圖如圖4-9所示。靜噪時(shí)AM輸入鎖相環(huán)導(dǎo)頻檢波立體聲右聲道左聲道VCC紋波濾波器濾波器指票，輸出集成電路CXA1238S芯片內(nèi)部框圖如圖4-9所示。靜噪時(shí)AM輸入鎖相環(huán)導(dǎo)頻檢波立體聲右聲道左聲道VCC紋波濾波器濾波器指票，輸出￡2濾波低通二次VCOFM鼓嚎既AMAFC電FMFM高皿天FM高頻地濾波器穩(wěn)壓調(diào)整鑒頻器奕用電本振壓引入本振穩(wěn)壓放回路線輸入天線輸接地FM/AM調(diào)諧申頻接址中頻二分頻二分頻指示鑒頻器1鑒頻器2中放/■鑒頻圖4-9集成芯片CXA1238S內(nèi)部框圖CXA1238各引腳功能:1、29腳是內(nèi)部立體聲解碼用的鎖相環(huán)振蕩器的環(huán)路濾波器；2、3腳是內(nèi)部立體聲解碼用的振蕩信號(hào)產(chǎn)生，需要關(guān)閉立體聲時(shí)，可以在2腳接一只電阻對(duì)地；4腳是立體聲解碼信號(hào)的檢測(cè)與指示，收到立體聲后燈會(huì)亮；5、6腳分別是左右聲道音頻信號(hào)輸出；7腳為供電腳，輸入2-8V的直流電壓可以正常工作；8腳為內(nèi)部電源濾波；9、10腳為FM自動(dòng)頻率控制的濾波，AM時(shí)則是自動(dòng)增益控制電路的濾波，電容改變延時(shí)時(shí)間；11腳公共腳接地；12腳調(diào)諧指示，調(diào)準(zhǔn)電臺(tái)時(shí)此燈亮；13腳FM中頻信號(hào)輸入，信號(hào)放大后再經(jīng)過鑒頻（調(diào)頻解調(diào)）取出音頻信號(hào)；14腳AM中頻信號(hào)輸入，信號(hào)放大后再經(jīng)過檢波（調(diào)幅解調(diào)）取出音頻信號(hào)；15腳AM、FM的波段轉(zhuǎn)接，用于AM波段時(shí)應(yīng)直接接地；16腳FM/AM中頻信號(hào)輸入，然后由不同的選頻器選出AM、FM的信號(hào)；17腳公共腳接地；18腳FM天線信號(hào)輸入，一般接拉桿天線，高檔機(jī)會(huì)再加上選頻網(wǎng)絡(luò)，加轉(zhuǎn)換電路接室外天線；19腳AM天線信號(hào)選臺(tái)輸入，一般都是磁棒線圈，直接感應(yīng)空中的電磁波（中波、短波）；20腳FM天線信號(hào)選臺(tái)放大，F(xiàn)M收音的靈敏度、選擇性由本腳的電感和電容決定；21腳內(nèi)部基準(zhǔn)穩(wěn)壓電路1.25V，高放振蕩偏置；22腳FM振蕩信號(hào)頻率調(diào)節(jié)，產(chǎn)生比電臺(tái)高10.7MHz的振蕩信號(hào)，接收頻率范圍由此腳決定；23腳FM振蕩信號(hào)自動(dòng)頻率控制電路，內(nèi)部是一支變?nèi)荻O管；24腳AM振蕩信號(hào)頻率調(diào)節(jié)，產(chǎn)生比電臺(tái)高465KHz的振蕩信號(hào)，接收頻率范圍由此腳決定；25腳靜音功能，調(diào)臺(tái)過程中，沒調(diào)準(zhǔn)時(shí)噪音大時(shí)自動(dòng)減小音量；26腳FM鑒頻器濾波器，目的是為了還原調(diào)頻的音頻信號(hào)；27腳立體聲壓控振蕩器調(diào)節(jié)，此頻率最終會(huì)受到調(diào)頻廣播中立體聲導(dǎo)頻解碼信號(hào)控制；28腳控制電壓濾波[9]4.2.3接收機(jī)電路分析由圖4-10音頻無(wú)線接收電路圖所示，從天線接收到的FM信號(hào)。經(jīng)過30?40MHz帶通濾波器（BPF），加到IC的18腳，送至內(nèi)部FM前置放大電路，經(jīng)高放、混頻后

解調(diào)出10.7MHz的中頻信號(hào)，并由16腳輸出。20腳外接FM高放調(diào)諧回路，22腳為FM本振調(diào)諧回路。FM中頻信號(hào)經(jīng)10.7MHzSPEAKER1C25|_R14?4.70.1uc=C24'2710籍*1000uC301000u'*VD1BB910R20―十°卜RES2jjc^t1-680p、L347p/69/82DIR19>100K10uL4產(chǎn)34亦5680p18p1士VD2JLBB910C353PFoscC2411o310uKKhz7-pC25/82pnFM中頻信號(hào)經(jīng)10.7MHzSPEAKER1C25|_R14?4.70.1uc=C24'2710籍*1000uC301000u'*VD1BB910R20―十°卜RES2jjc^t1-680p、L347p/69/82DIR19>100K10uL4產(chǎn)34亦5680p18p1士VD2JLBB910C353PFoscC2411o310uKKhz7-pC25/82pnR522C100.4u-4-2.34.7uR13C32|_R15——C4.7C283-TDA28226-0.1u0.1u1000u5-TDA2822R1610IC290.1u1000uSPEAKER2散3.3uC2782p82pR3100765432109222222221ICCXA1238S07,8,9,1R1033u』R65K--R91KMBz10.7MHzC18以LED1C15100uVcc接FM陶瓷鑒頻器B3,它的中心頻率為10.7MHz,這樣可以省去鑒頻S曲線的調(diào)整，但其色標(biāo)（表示頻率偏差）必須與B2一致。15腳外接波段選擇開關(guān)，通過IC內(nèi)部FM/AM直流電路的作用，來(lái)選擇工作狀態(tài)。當(dāng)S1斷開時(shí)為FM波段，S1接地時(shí)為AM波段。12腳為調(diào)諧指示驅(qū)動(dòng)電路的輸出端，使得接收信號(hào)最大時(shí)，外接發(fā)光二極管LED1七匕二啟吉指示最亮。經(jīng)檢波后的立體聲復(fù)合信號(hào)（或單聲道信號(hào)），由IC內(nèi)直流放大器放大、濾波后變換成AGC/AFC控制電壓，由10腳輸出，通過R1反饋至23腳，用于控制內(nèi)接變?nèi)莨艿牡刃щ娙?，以達(dá)到修正本振頻率的作用。改變外接電容C7的容量，可以調(diào)整AFC的引入范圍。立體聲復(fù)合信號(hào)經(jīng)放大后，分別送至立體聲解調(diào)器、鑒相器1和鑒相器2。鑒相器1、壓控振蕩器（VCO）和分頻器組成鎖相環(huán)。VCO產(chǎn)生76kHz的振蕩信號(hào)，經(jīng)二分頻變成38kHz立體聲解調(diào)開關(guān)信號(hào)，送至解調(diào)放大器。再經(jīng)過二分頻，移相90°后的19kHz信號(hào)與復(fù)合信號(hào)中的19kHz導(dǎo)頻信號(hào)在鑒相器1中進(jìn)行相位比較，輸出一個(gè)誤差電壓。由外接濾波器（29腳和1腳之間）濾除高頻成分后，用于控制VCO的振蕩頻率和相位，直至環(huán)路鎖定。VCO的自由振蕩頻率可以通過27腳外接電阻來(lái)微調(diào)，從而調(diào)整跟蹤導(dǎo)頻信號(hào)的捕捉范圍。鑒相器2的作用是鑒出立體聲/單聲道開關(guān)控制信號(hào)。當(dāng)分頻后的19kHz信號(hào)和輸入導(dǎo)頻信號(hào)的頻率相同，相位差為零時(shí)，輸出正電壓最大，經(jīng)低通濾波器濾波2、3腳外接電容）和直流放大后，打開“立體聲/單聲道”開關(guān)，并驅(qū)動(dòng)點(diǎn)亮4腳外接立體聲指示發(fā)光二極管LED2。另外，4腳還可用來(lái)檢測(cè)VCO振蕩頻率。解調(diào)放大輸出的左、右聲道信號(hào)，分別從6腳和5腳輸出，送給TDA2822雙功放電路的輸入端6腳和7腳。TDA2822采用8腳雙列直插封裝，體積小，外圍元件少，工作電源電壓范圍2?9V，在Vcc=6V時(shí)，輸出功率為430mW/8Q和240mW/16Q；在V/4.5V時(shí)，輸出功率為220mW/8Q和125mW/16Q。RP2為立體聲雙聯(lián)電位器，控制左、右聲道的音量，XS為立體聲插座，可用于外接立體聲耳機(jī)或一對(duì)小型音箱。（說(shuō)明：本電路盡管提供了雙聲道信號(hào)的解碼、放大輸出，但該系統(tǒng)只使用了一個(gè)聲道）。4.2.4音頻無(wú)線接收電路印刷板方案在制作無(wú)線接收電路的過程中，有很多與低頻電路相比需要特別注意的地方?？偟膩?lái)說(shuō)，高頻PCB布線規(guī)則為：⑴盡可能縮短高頻元器件間的距離，提高抗干擾性。⑵具有較大電位差的器件，應(yīng)當(dāng)加大它們之間的距離。⑶要考慮信號(hào)流程保持一致即從左至右流向，電源流程與信號(hào)流程方向相反。⑷高頻電路注意布線方向，注意分布參數(shù)，兩層之間應(yīng)盡量垂直布線。⑸接地線應(yīng)當(dāng)適當(dāng)?shù)脑黾訉挾龋瑴p少阻抗值，從而減少由于PCB版本身的阻抗對(duì)信號(hào)的干擾，增加系統(tǒng)的抗干擾性。音頻無(wú)線接收電路印刷板圖如下:4.3電源模塊設(shè)計(jì)4.3.1單元電源電路設(shè)計(jì)為了能夠讓發(fā)射機(jī)更好，更穩(wěn)定地工作，采用了圖4-12所示發(fā)射機(jī)單元電源電路，由電源變壓器、橋堆和濾波電容器所組成。電源變壓器的初級(jí)電壓輸入為220V，次級(jí)輸出電壓為12V。由于發(fā)射主機(jī)所需的是12V電源，而接收電路所需的是5V電壓，經(jīng)濾波電容和三端穩(wěn)壓集成電路7812后得到發(fā)射機(jī)所需的12V電壓，7812能將15V?25V的直流電壓變換成12V的穩(wěn)定電壓，在12V的電壓中含有少量的低頻成分和接收外界的高頻成分，再經(jīng)后一級(jí)濾波后送三端穩(wěn)壓集成電路7805,7805能將大于7V?15V的直流電壓變換成5V的穩(wěn)定電壓，所以電源電路送到7812的電源電壓不能低于15V，否則發(fā)射機(jī)將得不到12V的工作電壓。由于發(fā)射整機(jī)工作電流一般都在300?500毫安左右，一般來(lái)說(shuō)要給三端穩(wěn)壓集成電路7812、7805加散熱片。采用79系列的穩(wěn)壓片可得到-12V和-5V的直流電壓。4.3.2直流穩(wěn)壓電源的檢測(cè)本系統(tǒng)對(duì)電源要求高，因?yàn)榉€(wěn)定性和可靠性在發(fā)射電路重要意義。為了提高穩(wěn)定性，所以采用如圖4-12的穩(wěn)壓電源，電源電路的主要部件采用集成的三端穩(wěn)壓器件如7812與7805，穩(wěn)壓電源輸入電壓范圍寬，輸出電壓穩(wěn)定，抗干擾能力強(qiáng)，以滿足調(diào)頻發(fā)射機(jī)的要求［1幻直流穩(wěn)壓電源電路圖:圖4-12發(fā)射機(jī)單元電源電路圖圖4-12發(fā)射機(jī)單元電源電路圖數(shù)字萬(wàn)用表對(duì)穩(wěn)壓電源的測(cè)試結(jié)果：表4-1穩(wěn)壓電源的測(cè)試結(jié)果輸入級(jí)（原）濾波穩(wěn)壓輸出輸出級(jí)+12V直流穩(wěn)壓電源220V11.998V4.997V5系統(tǒng)測(cè)試5.1分級(jí)調(diào)試⑴單工無(wú)線發(fā)射機(jī)調(diào)試：由于發(fā)射機(jī)線圈采用的是電視機(jī)中周改裝而成，電視機(jī)中周的中頻為38MHz，為了使電容電感在32MHz頻點(diǎn)達(dá)到最佳匹配，需要調(diào)覲、C值。具體的調(diào)試方法為：在LC振蕩電路中，把振蕩產(chǎn)生的信號(hào)接入示波器，觀察示波器，調(diào)節(jié)中周的磁芯改變L的值使示波器的頻率讀數(shù)達(dá)到32MHz左右。中周底部本身就含有一個(gè)電容，但是根據(jù)感抗值與容抗值相等，經(jīng)計(jì)算需要增大電容值才能實(shí)現(xiàn)最佳匹配。所以可并聯(lián)不同容值的電容，觀察示波器波形，使幅度達(dá)到最大，貝L、C實(shí)現(xiàn)最佳匹配。在調(diào)試后兩級(jí)LC選頻網(wǎng)絡(luò)的過程中，主要是用高頻信號(hào)發(fā)生器產(chǎn)生一個(gè)32MHz的載波信號(hào)接入選頻網(wǎng)絡(luò)的輸入端，把選頻網(wǎng)絡(luò)的輸出端接入數(shù)字存儲(chǔ)示波器，首先調(diào)節(jié)中周的磁芯使示波器上的輸出波形幅度調(diào)至最大，且波形沒有失真。通過并聯(lián)電容來(lái)改變回路的容抗值使L、C實(shí)現(xiàn)最佳匹配，使波器上的波形在32MHz時(shí)幅度調(diào)試至最大，且波形無(wú)明顯失真。完成LC選頻網(wǎng)絡(luò)的調(diào)試，用插線連接各級(jí)電路。⑵單工無(wú)線接收機(jī)調(diào)試：首先把接收機(jī)的本振和選頻部分接入電路，把接收機(jī)的揚(yáng)聲器兩路信號(hào)接入數(shù)字存儲(chǔ)示波器。利用高頻信號(hào)發(fā)生器進(jìn)行信號(hào)發(fā)射，通過數(shù)字存儲(chǔ)示波器觀察波形。改變高頻信號(hào)發(fā)生器的頻率，同時(shí)注意觀察示波器的波形，當(dāng)示波器的信號(hào)幅度最大時(shí)，可以確定線圈的諧振點(diǎn)，然后改變線圈的磁芯，重新改變高頻信號(hào)發(fā)生器的頻率，同時(shí)觀察示波器進(jìn)行調(diào)整。當(dāng)高頻信號(hào)發(fā)生器的發(fā)射頻率調(diào)至32MHz時(shí)，示波器的波形幅度調(diào)至最大，且波形無(wú)明顯失真，完成接收機(jī)的調(diào)試。接收機(jī)不需要通過改變電容來(lái)改變回路的容抗值，是因?yàn)殡娐分杏幸粋€(gè)變?nèi)荻O管，變?nèi)荻O管主要通過改變兩端的電壓來(lái)改變它的容值。5.2統(tǒng)調(diào)⑴用低頻信號(hào)發(fā)生器給調(diào)頻發(fā)射電路以一定頻率的信號(hào)（一個(gè)300Hz?3400Hz的正弦波）接入無(wú)線發(fā)射機(jī)電路的音頻輸入點(diǎn)通過單工無(wú)線發(fā)射機(jī)進(jìn)行發(fā)射，然后用調(diào)頻接收機(jī)裝置來(lái)接收，用示波器來(lái)檢測(cè)調(diào)頻接收輸出的信號(hào)和信號(hào)源波形基本相同，這說(shuō)明發(fā)射接收部分工作正常。統(tǒng)調(diào)的系統(tǒng)框圖：圖5-1統(tǒng)調(diào)的系統(tǒng)框圖⑵用CD機(jī)輸入單工無(wú)線發(fā)射機(jī)一個(gè)音頻信號(hào)，進(jìn)行發(fā)射。通過接收機(jī)進(jìn)行接收，把揚(yáng)聲器接入電路。通過微調(diào)整發(fā)射和接收機(jī)線圈進(jìn)一步進(jìn)行調(diào)整，使音樂的聲音響度和清晰度得到改善?？梢栽诎l(fā)射電路正負(fù)電源之間適當(dāng)?shù)牟⒙?lián)電容，進(jìn)行濾波，減少雜波干擾，使音樂信號(hào)達(dá)到最佳的播放效果。5.3發(fā)射機(jī)頻率測(cè)試和峰值功率測(cè)試通過在放大器輸出端接上50。的假負(fù)載，并通過示波器觀測(cè)50。假負(fù)載電阻上的波形，記錄調(diào)頻波的中心頻率和峰峰值電壓vop-，p并用公式：

Pomax8R(5.1)L圖Pomax8R(5.1)L經(jīng)過測(cè)試，電路的工作指標(biāo)：峰值功率^20mW。5.4測(cè)試使用的儀器測(cè)試使用的儀器設(shè)備如表5-1所示。表5-1測(cè)試使用儀器設(shè)備序號(hào)名稱、型號(hào)、規(guī)格數(shù)量備注1DF1640型1000MHz高頻信號(hào)發(fā)生器1帶調(diào)幅、調(diào)頻及外調(diào)制功能2MY-65數(shù)字萬(wàn)用表13DF1731SD3A直流穩(wěn)壓電源130V4600DPI惠普激光打印機(jī)15DS5062數(shù)字存儲(chǔ)示波器160MHz6DF1647低頻信號(hào)發(fā)生器110MHz6結(jié)論測(cè)試結(jié)果表明，設(shè)計(jì)要求的各項(xiàng)指標(biāo)均可以實(shí)現(xiàn)，盡管發(fā)射功率符合要求，但仍有點(diǎn)偏高，原因可能是功放級(jí)工作點(diǎn)設(shè)置不當(dāng)，或前級(jí)增益過高，需精心調(diào)整功放級(jí)工作點(diǎn)及前級(jí)增益來(lái)解決此問題。要得到穩(wěn)定度高的發(fā)射頻率應(yīng)采用鎖相環(huán)技術(shù)，來(lái)降低中心頻率的漂移。此外，語(yǔ)音信號(hào)采用調(diào)頻方式與調(diào)幅相比，有利于改善輸出音頻信號(hào)的信噪比，以保證語(yǔ)音業(yè)務(wù)的可靠傳輸。單工無(wú)線發(fā)射接收系統(tǒng)應(yīng)用了大量的高頻電子線路技術(shù)，尤其是其中的高頻信號(hào)處理設(shè)計(jì)電路要有電路調(diào)試的環(huán)境，受實(shí)際調(diào)試環(huán)境的影響教大，調(diào)試具有較大難度。所以在制作PCB板過程中，一定要遵循高頻布線規(guī)則，并且可以在焊接電路的過程中適當(dāng)接入退藕電容，有效的濾除雜波信號(hào)的干擾。通過方案論證、資料查詢及電路設(shè)計(jì)和反復(fù)調(diào)試，不斷的解決電路調(diào)試過程中的問題，最終在規(guī)定的時(shí)間內(nèi)完成了設(shè)計(jì)任務(wù)。如果能更好的解決系統(tǒng)屏蔽效果和抗干擾性，單工無(wú)線發(fā)射接收系統(tǒng)語(yǔ)音傳輸?shù)姆€(wěn)定性、可靠性效果會(huì)更好。參考文獻(xiàn)全國(guó)大學(xué)生電子設(shè)計(jì)競(jìng)賽組委會(huì).第五屆全國(guó)大學(xué)生電子設(shè)計(jì)競(jìng)賽獲獎(jiǎng)作品選編,第1版，北京理工大學(xué)出版社，2003年，36-38.黃智偉，王彥，陳文光.全國(guó)大學(xué)生電子設(shè)計(jì)競(jìng)賽訓(xùn)練教程，第1版，電子工業(yè)出版社，2005年，73-82.青木英彥.模擬電路的設(shè)計(jì)與制作，第1版，科學(xué)出版社，2005年，119-131.鈴木憲次.高頻電路的設(shè)計(jì)與制作，第1版，科學(xué)出版社，2005年，139-173.張肅文，陸兆熊.高頻電子線路，第3版，高等教育出版社，2004年，1-77.第二屆全國(guó)大學(xué)生電子設(shè)計(jì)競(jìng)賽組委會(huì).第1版，全國(guó)大學(xué)生電子設(shè)計(jì)競(jìng)賽獲獎(jiǎng)作品選編(1994-1995),北京理工大學(xué)出版社，1997年，103-135.全國(guó)大學(xué)生電子設(shè)計(jì)競(jìng)賽組委會(huì).第1版，第四屆全國(guó)大學(xué)生電子設(shè)計(jì)競(jìng)賽獲獎(jiǎng)作品選編(1999),北京理工大學(xué)出版社,2001年,68-98.全國(guó)大學(xué)生電子設(shè)計(jì)競(jìng)賽組委會(huì)，第1版，全國(guó)大學(xué)生電子設(shè)計(jì)競(jìng)賽獲獎(jiǎng)作品選編(2003),北京理工大學(xué)出版社,2005年，124-138.游向東，孫孝強(qiáng).互聯(lián)互通呼叫測(cè)試儀的設(shè)計(jì)，電子產(chǎn)品世界，2003年，期號(hào)：9上半月，62-65.中國(guó)科技信息研究所與美國(guó)國(guó)際數(shù)據(jù)集團(tuán)合辦.電源用元器件技術(shù)及發(fā)展趨勢(shì)，電子產(chǎn)品世界，2003年，期號(hào)：5下半月，42-44.劉立楓，趙民建.信號(hào)接收機(jī)，中國(guó)無(wú)線電電子學(xué)文摘，2005年，31期，45-47.宋東生.整流濾波電路，無(wú)線電，2002年，453期，42-43.孟慶宗.電力電子技術(shù)，1979年，第2期，23-25.周興華.變?nèi)荻O管和電調(diào)諧，電子世界，2000年，第6期，54.林鴻生，石林初.關(guān)于晶體管發(fā)射極電流集邊效應(yīng)理論的研究，電子器件，2002年，第3期，209.ZOUHongxing,DAIQionghai,ZHAOKe.SubspacesofFMmlettransform,SCIENCEINCHINA(INFORMATIONSCIENCES),2002V)l.45No.2,152.WUXunwei,HANGGuoqiang,MassoudPedram.LowpowerDCVSLcircuitsemployingACpowersupply,SCIENCEINCHINA(INFORMATIONSCIENCES),2002Vol.45No.3,232.英文資料及中文翻譯ModulatingDirectDigitalSynthesizerinaQuickLogicFPGADDSOverview:Inthepursuitofmorecomplexphasecontinuousmodulationtechniques,thecontroloftheoutputwaveformbecomesincreasinglymoredifficultwithanalogcircuitry.Inthesedesigns,usinganon-lineardigitaldesigneliminatestheneedforcircuitboardadjustmentsoveryieldandtemperature.AdigitaldesignthatmeetsthesegoalsisaDirectDigitalSynthesizerDDS.ADDSsystemsimplytakesaconstantreferenceclockinputanddividesitdownatoaspecifiedoutputfrequencydigitallyquantizedorsampledatthereferenceclockfrequency.ThisformoffrequencycontrolmakesDDSsystemsidealforsystemsthatrequireprecisefrequencysweepssuchasradarchirpsorfastfrequencyhoppers.Withcontrolofthefrequencyoutputderivedfromthedigitalinputword,DDSsystemscanbeusedasaPLLallowingprecisefrequencychangesphasecontinuously.Aswillbeshown,DDSsystemscanalsobedesignedtocontrolthephaseoftheoutputcarrierusingadigitalphasewordinput.Withdigitalcontroloverthecarrierphase,ahighspectraldensityphasemodulatedcarriercaneasilybegenerated.ThisarticleisintendedtogivethereaderabasicunderstandingofaDDSdesign,andanunderstandingofthespuriousoutputresponse.Thisarticlewillalsopresentasampledesignrunningat45MHzinahighspeedfieldprogrammablegatearrayfromQuickLogic.AbasicDDSsystemconsistsofanumericallycontrolledoscillator(NCO)usedtogeneratetheoutputcarrierwave,andadigitaltoanalogconverter(DAC)usedtotakethedigitalsinusoidalwordfromtheNCOandgenerateasampledanalogcarrier.SincetheDACoutputissampledatthereferenceclockfrequency,awaveformsmoothinglowpassfilteristypicallyusedtoeliminatealiascomponents.Figure1isabasicblockdiagramofatypicalDDSsystemdesign.ThegenerationoftheoutputcarrierfromthereferencesampleclockinputisperformedbytheNCO.ThebasiccomponentsoftheNCOareaphaseaccumulatorandasinusoidalROMlookuptable.AnoptionalphasemodulatorcanalsobeincludeintheNCOdesign.ThisphasemodulatorwilladdphaseoffsettotheoutputofthephaseaccumulatorjustbeforetheROMlookuptable.ThiswillenhancetheDDSsystemdesignbyaddingthecapabilitiestophasemodulatethecarrieroutputoftheNCO.Figure2isadetailedblockdiagramofatypicalNCOdesignshowingtheoptionalphasemodulator.FIGURE1:TypicalDDSSystem.FIGURE2:TypicalNCODesign.TobetterunderstandthefunctionsoftheNCOdesign,firstconsiderthebasicNCOdesignwhichincludesonlyaphaseaccumulatorandasinusoidalROMlookuptable.ThefunctionofthesetwoblocksoftheNCOdesignarebestunderstoodwhencomparedtothegraphicalrepresentationofEuler’sformulaejwt=cos(wt)+jsin(wt).ThegraphicalrepresentationofEuler’sformula,asshowninFigure3,isaunitvectorrotatingaroundthecenteraxisoftherealandimaginaryplaneatavelocityofwrad/s.Plottingtheimaginarycomponentversustimeprojectsasinewavewhileplottingtherealcomponentversustimeprojectsacosinewave.ThephaseaccumulatoroftheNCOisanalogous,orcouldbeconsidered,thegeneratoroftheangularvelocitycomponentwrad/s.Thephaseaccumulatorisloaded,synchronoustothereferencesampleclock,withanNbitfrequencyword.ThisfrequencywordiscontinuouslyaccumulatedwiththelastsampledphasevaluebyanNbitadder.TheoutputoftheadderissampledatthereferencesampleclockbyanNbitregister.WhentheaccumulatorreachestheNbitmaximumvalue,theaccumulatorrollsoverandcontinues.PlottingthesampledaccumulatorvaluesversustimeproducesasawtoothwaveformasshownbelowinFigure3.FIGURE3Euler’sEquationRepresentedGraphicallyThesampledoutputofthephaseaccumulatoristhenusedtoaddressaROMlookuptableofsinusoidalmagnitudevalues.Thisconversionofthesampledphasetoasinusoidalmagnitudeisanalogoustotheprojectionoftherealorimaginarycomponentintime.Sincethenumberofbitsusedbythephaseaccumulatordeterminesthegranularityofthefrequencyadjustmentsteps,atypicalphaseaccumulatorsizeis24to32bits.SincethesizeofthesinusoidalROMtableisdirectlyproportionaltotheaddressingrange,notall24or32bitsofthephaseaccumulatorareusedtoaddresstheROMsinusoidaltable.OnlytheupperYbitsofthephaseaccumulatorareusedtoaddressthesinusoidalROMtable,whereY<NbitsandYistypicallybutnotnecessarilyequaltoD,andDisthenumberofoutputmagnitudebitsfromthesinusoidalROMtable.SinceanNCOoutputsacarrierbasedonadigitalrepresentationofthephaseandmagnitudeofthesinusoidalwaveform,designershavecompletecontroloverfrequency,phase,andevenamplitudeoftheoutputcarrier.ByaddingaphaseportandaphaseaddertothebasicNCOdesign,theoutputcarrieroftheNCOcanbeMarrayphasemodulatedwhereMequalsthenumberofphaseportbitsandwhereMislessthanorequaltotheYnumberofbitsusedtoaddressthesinusoidalROMtable.ForsystemdesignsthatrequireamplitudemodulationsuchasQAM,amagnitudeportcanbeaddedtoadjustthesinusoidalROMtableoutput.NotethatthisportisnotshowninFigure2andthatthisfeatureisnotdemonstratedinthesampleQuickLogicFPGAdesign.Finally,frequencymodulationisagivenwiththebasicNCOdesign.Thefrequencyportcandirectlyadjustthecarrieroutputfrequency.SincefrequencywordsareloadedintotheDDSsynchronoustothesampleclock,frequencychangesarephasecontinuous.AlthoughDDSsystemsgivethedesignercompletecontrolofcomplexmodulationsynthesis,therepresentationofsinusoidalphaseandmagnitudeinanon-lineardigitalformatintroducesnewdesigncomplexities.Insamplinganycontinuous-timesignal,onemustconsiderthesamplingtheoryandquantizationerror.TounderstandtheeffectsofthesamplingtheoryonaDDSsystem,itisbesttolookattheDDSsynthesisprocessesinboththetimeandfrequencydomain.Asstatedabove,theNCOgeneratesasinusoidalwaveformbyaccumulatingthephaseataspecifiedrateandthenusesthephasevaluetoaddressaROMtableofsinusoidalamplitudevalues.Thus,theNCOisessentiallytakingasinusoidalwaveformandsamplingitwiththerisingorfallingedgeoftheNCOinputreferencesamplingclock.Figure4showsthetimeandfrequencydomainoftheNCOprocessing.Notethatthisrepresentationdoesnotassumequantization.Basedontheloadedfrequencyword,theNCOproducesasetofamplitudeoutputvaluesatasetperiod.Thefrequencydomainrepresentationofthissinusoidisanimpulsefunctionatthespecifiedfrequency.TheNCO,however,outputsdiscretedigitalsamplesofthissinusoidattheNCOreferenceclockrate.Inthetimedomain,theNCOoutputisafunctionofthesamplingclockedgestrobesmultipliedbythesinusoidwaveformproducingatrainofimpulsesatthesinusoidamplitude.Inthefrequencydomain,thesamplingstrobesofthereferenceclockproduceatrainofimpulsesatfrequenciesofKtimestheNCOclockfrequencywhereK=...-1,0,1,2....Sincethesamplingclockwasmultipliedbythesinusoidinthetimedomain,thefrequencydomaincomponentsofthesinusoidandthesamplingclockneedtobeconvolvedtoproducethefrequencydomainrepresentationoftheNCOoutput.ThefrequencydomainresultsaretheimpulsefunctionatthefundamentalfrequencyofthesinusoidandthealiasimpulsefunctionsoccurringatKtimestheNCOclockfrequencyplusorminusthefundamentalfrequency.Thefundamentalandaliascomponentoccurat:K*Fclk-FoutK*Fclk+FoutWhereK=...-1,0,1,2.....andK=0istheNCOsinusoidfundamentalfrequencyFoutisthespecifiedNCOsinusoidoutputfrequencyFclkistheNCOreferenceclockfrequencyFIGURE4NCOOutputRepresentationTimeandFrequencyDomainTheDACoftheDDSsystemtakestheNCOoutputvaluesandtranslatesthesevaluesintoanalogvoltages.Figure4showsthetimeandfrequencydomainrepresentationsoftheDACprocessingstartingwiththeNCOoutput.TheDACoutputisasampleandholdcircuitthattakestheNCOdigitalamplitudewordsandconvertsthevalueintoananalogvoltageandholdsthevalueforonesampleclockperiod.ThetimedomainplotoftheDACprocessingistheconvolutionoftheNCOsampledoutputvalueswithapulseofonesampleclockperiod.Thefrequencydomainplotofthesamplingpulseisasin(x)/xfunctionwiththefirstnullatthesampleclockfrequency.Sincethetimedomainwasconvolved,thefrequencydomainismultiplied.ThismultiplicationdampenstheNCOoutputwiththesin(x)/xenvelope.ThisattenuationattheDACoutputcanbecalculatedasfollowsandasampleoutputspectrumisshowninFigure5:Atten(F)=20log[(sin(pF/Fclk)/pF/Fclk)]WhereFistheoutputfrequencyFclkisthesampleclockfrequencyFIGURE5:DACOutputRepresentationinTimeandFrequencyDomainAsidefromthesamplingtheory,thequantizationoftherealvaluesintodigitalformmustalsobeconsideredintheperformanceanalysisofaDDSsystem.ThespuriousresponseofaDDSsystemisprimarilydictatedbytwoquantizationparameters.TheseparametersarethephasequantizationbythephaseaccumulatorandthemagnitudequantizationbytheROMsinusoidaltableandtheDAC.Asmentionedabove,onlytheupperYbitsofthephaseaccumulatorareusedtoaddresstheROMlookuptable.Itshouldbenoted,however,thatusingonlytheupperYbitsofthephaseaccumulatorintroducesaphasetruncation.Whenafrequencywordcontaininganon-zerovalueinthelower(N-Y-1:0)bitsisloadedintotheDDSsystem,thelowernon-zerobitswillaccumulatetotheupperYbitsandcauseaphasetruncation.Thefrequencyatwhichthephasetruncationoccurscanbecalculatedbythefollowing:Ftrunc=FW(N-Y-1:0)/2N-Y*Fclk.Aphasetruncationwillperiodically(attheFtruncrate)phasemodulatetheoutputcarrierforward2p/28tocompensateforfrequencywordgranularitygreaterthan2Y.Thephasejumpcausedbytheaccumulationofphasetruncatedbitsproducesspursaroundthefundamental.Thesespursarelocatedplusandminusthetruncationfrequencyfromthefundamentalfrequencyandthemagnitudeofthespurswillbe-20log(2Y)dBc.AsampleoutputofaphasetruncationspurisshowninFigure5.InatypicalNCOdesign,theROMsinusoidaltablewillholdasinewave(0,p/2)ofmagnitudevalues.TheROMtableisgeneratedbytakingallpossiblephasevalueaddressesandmaptoarealmagnitudesinevalueroundedtothenearestDbits.Thus,themaximumerroroutputis土-%LSBgivingaworstcasespurof-20log(2D)dBc.LiketheNCOROMtable,aDACquantizesthedigitalmagnitudevalues.ADAC,however,outputsananalogvoltagecorrespondingtothedigitalinputvalue.WhendesigningtheNCOsinusoidalROMtable,oneshouldtakesomeempiricaldataontheDAClinearity