影響開關模式、DC-DC轉換器效率的主要因素

1、影響開關模式、DC-DC轉換器效率的主要因素本文詳細介紹了開關電源(SMPS)中各個元器件損耗的計算和預測技術，并討論了提高開關調節(jié)器效率的相關技術和特點。概述效率是任何開關電源(SMPS)的重要指標，特別是便攜式產品，延長電池使用壽命是一項關鍵的設計目標。對于空間受限的設計或者是無法投入成本解決功率耗散問題的產品，高效率也是改善系統(tǒng)熱管理的必要因素。SMPS設計中，為獲得最高轉換效率，工程師必須了解轉換電路中產生損耗的機制，以尋求降低損耗的途徑。另外，工程師還要熟悉SMPS IC的各種特點，以選擇最合適的芯片來達到高效指標。本文介紹了影響開關電源效率的基本因素，可以以此作為新設計的準則。我們

2、將從一般性介紹開始，然后針對特定的開關元件的損耗進行討論。效率估計能量轉換系統(tǒng)必定存在能耗，雖然實際應用中無法獲得100%的轉換效率，但是，一個高質量的電源效率可以達到非常高的水平，效率接近95%。絕大多數(shù)電源IC的工作效率可以在特定的工作條件下測得，數(shù)據(jù)資料中給出了這些參數(shù)。Maxim的數(shù)據(jù)資料給出了實際測試得到的數(shù)據(jù)，其他廠商也會給出實際測量的結果，但我們只能對我們自己的數(shù)據(jù)擔保。圖1給出了一個SMPS降壓轉換器的電路實例，轉換效率可以達到97%，即使在輕載時也能保持較高效率。采用什么秘訣才能達到如此高的效率？我們最好從了解SMPS損耗的公共問題開始，開關電源的損耗大部分來自開關器件(MO

3、SFET和二極管)，另外小部分損耗來自電感和電容。但是，如果使用非常廉價的電感和電容(具有較高電阻)，將會導致?lián)p耗明顯增大。選擇IC時，需要考慮控制器的架構和內部元件，以期獲得高效指標。例如，圖1采用了多種方法來降低損耗，其中包括：同步整流，芯片內部集成低導通電阻的MOSFET，低靜態(tài)電流和跳脈沖控制模式。我們將在本文展開討論這些措施帶來的好處。圖1. MAX1556降壓轉換器集成了低導通電阻的MOSFET，采用同步整流，可以達到95%的轉換效率，效率曲線如圖所示。降壓型SMPS損耗是任何SMPS架構都面臨的問題，我們在此以圖2所示降壓型(或buck)轉換器為例進行討論，圖中標明各點的開關波形

4、，用于后續(xù)計算。圖2. 通用降壓型SMPS電路和相關波形，對于理解SMPS架構提供了一個很好的參考實例。降壓轉換器的主要功能是把一個較高的直流輸入電壓轉換成較低的直流輸出電壓。為了達到這個要求，MOSFET以固定頻率(fS)，在脈寬調制信號(PWM)的控制下進行開、關操作。當MOSFET導通時，輸入電壓給電感和電容(L和COUT)充電，通過它們把能量傳遞給負載。在此期間，電感電流線性上升，電流回路如圖2中的回路1所示。當MOSFET斷開時，輸入電壓斷開與電感的連接，電感和輸出電容為負載供電。電感電流線性下降，電流流過二極管，電流回路如圖中的環(huán)路2所示。MOSFET的導通時間定義為PWM信號的占

5、空比(D)。D把每個開關周期分成D tS和(1 - D) tS兩部分，它們分別對應于MOSFET的導通時間(環(huán)路1)和二極管的導通時間(環(huán)路2)。所有SMPS拓撲(降壓、反相等)都采用這種方式劃分開關周期，實現(xiàn)電壓轉換。對于降壓轉換電路，較大的占空比將向負載傳輸較多的能量，平均輸出電壓增加。相反，占空比較低時，平均輸出電壓也會降低。根據(jù)這個關系，可以得到以下理想情況下(不考慮二極管或MOSFET的壓降)降壓型SMPS的轉換公式：VOUT = D VINIIN = D IOUT需要注意的是，任何SMPS在一個開關周期內處于某個狀態(tài)的時間越長，那么它在這個狀態(tài)所造成的損耗也越大。對于降壓型轉換器，

6、D越低(相應的VOUT越低)，回路2產生的損耗也大。開關器件的損耗 MOSFET傳導損耗圖2 (以及其它絕大多數(shù)DC-DC轉換器拓撲)中的MOSFET和二極管是造成功耗的主要因素。相關損耗主要包括兩部分：傳導損耗和開關損耗。MOSFET和二極管是開關元件，導通時電流流過回路。器件導通時，傳導損耗分別由MOSFET的導通電阻(RDS(ON)和二極管的正向導通電壓決定。MOSFET的傳導損耗(PCOND(MOSFET)近似等于導通電阻RDS(ON)、占空比(D)和導通時MOSFET的平均電流(IMOSFET(AVG)的乘積。PCOND(MOSFET) (使用平均電流) = IMOSFET(AVG)

7、 RDS(ON) D上式給出了SMPS中MOSFET傳導損耗的近似值，但它只作為電路損耗的估算值，因為電流線性上升時所產生的功耗大于由平均電流計算得到的功耗。對于“峰值”電流，更準確的計算方法是對電流峰值和谷值(圖3中的IV和IP)之間的電流波形的平方進行積分得到估算值。圖3. 典型的降壓型轉換器的MOSFET電流波形，用于估算MOSFET的傳導損耗。下式給出了更準確的估算損耗的方法，利用IP和IV之間電流波形I的積分替代簡單的I項。PCOND(MOSFET)= (IP - IV)/3 RDS(ON) D= (IP - IV)/3 RDS(ON) VOUT/VIN式中，IP和IV分別對應于電流

8、波形的峰值和谷值，如圖3所示。MOSFET電流從IV線性上升到IP，例如：如果IV為0.25A，IP為1.75A，RDS(ON)為0.1，VOUT為VIN/2 (D = 0.5)，基于平均電流(1A)的計算結果為：PCOND(MOSFET) (使用平均電流) = 1 0.1 0.5 = 0.050W利用波形積分進行更準確的計算：PCOND(MOSFET) (使用電流波形積分進行計算) = (1.75 - 0.25)/3 0.1 0.5 = 0.089W或近似為78%，高于按照平均電流計算得到的結果。對于峰均比較小的電流波形，兩種計算結果的差別很小，利用平均電流計算即可滿足要求。二極管傳導損耗M

9、OSFET的傳導損耗與RDS(ON)成正比，二極管的傳導損耗則在很大程度上取決于正向導通電壓(VF)。二極管通常比MOSFET損耗更大，二極管損耗與正向電流、VF和導通時間成正比。由于MOSFET斷開時二極管導通，二極管的傳導損耗(PCOND(DIODE)近似為：PCOND(DIODE) = IDIODE(ON) VF (1 - D)式中，IDIODE(ON)為二極管導通期間的平均電流。圖2所示，二極管導通期間的平均電流為IOUT，因此，對于降壓型轉換器，PCOND(DIODE)可以按照下式估算：PCOND(DIODE) = IOUT VF (1 - VOUT/VIN)與MOSFET功耗計算不

10、同，采用平均電流即可得到比較準確的功耗計算結果，因為二極管損耗與I成正比，而不是I。顯然，MOSFET或二極管的導通時間越長，傳導損耗也越大。對于降壓型轉換器，輸出電壓越低，二極管產生的功耗也越大，因為它處于導通狀態(tài)的時間越長。開關動態(tài)損耗由于開關損耗是由開關的非理想狀態(tài)引起的，很難估算MOSFET和二極管的開關損耗，器件從完全導通到完全關閉或從完全關閉到完全導通需要一定時間，在這個過程中會產生功率損耗。圖4所示MOSFET的漏源電壓(VDS)和漏源電流(IDS)的關系圖可以很好地解釋MOSFET在過渡過程中的開關損耗，從上半部分波形可以看出，tSW(ON)和tSW(OFF)期間電壓和電流發(fā)生

11、瞬變，MOSFET的電容進行充電、放電。圖4所示，VDS降到最終導通狀態(tài)(= ID RDS(ON)之前，滿負荷電流(ID)流過MOSFET。相反，關斷時，VDS在MOSFET電流下降到零值之前逐漸上升到關斷狀態(tài)的最終值。開關過程中，電壓和電流的交疊部分即為造成開關損耗的來源，從圖4可以清楚地看到這一點。圖4. 開關損耗發(fā)生在MOSFET通、斷期間的過渡過程開關損耗隨著SMPS頻率的升高而增大，這一點很容易理解，隨著開關頻率提高(周期縮短)，開關過渡時間所占比例增大，從而增大開關損耗。開關轉換過程中，開關時間是占空比的二十分之一對于效率的影響要遠遠小于開關時間為占空比的十分之一的情況。由于開關損

12、耗和頻率有很大的關系，工作在高頻時，開關損耗將成為主要的損耗因素。MOSFET的開關損耗(PSW(MOSFET)可以按照圖3所示三角波進行估算，公式如下：PSW(MOSFET) = 0.5 VD ID (tSW(ON) + tSW(OFF) fS其中，VD為MOSFET關斷期間的漏源電壓，ID是MOSFET導通期間的溝道電流，tSW(ON)和tSW(OFF)是導通和關斷時間。對于降壓電路轉換，VIN是MOSFET關斷時的電壓，導通時的電流為IOUT。為了驗證MOSFET的開關損耗和傳導損耗，圖5給出了降壓轉換器中集成高端MOSFET的典型波形：VDS和IDS。電路參數(shù)為：VIN = 10V、V

13、OUT = 3.3V、IOUT = 500mA、RDS(ON) = 0.1、fS = 1MHz、開關瞬變時間(tON + tOFF)總計為38ns。在圖5可以看出，開關變化不是瞬間完成的，電流和電壓波形交疊部分導致功率損耗。MOSFET“導通”時(圖2)，流過電感的電流IDS線性上升，與導通邊沿相比，斷開時的開關損耗更大。利用上述近似計算法，MOSFET的平均損耗可以由下式計算：PT(MOSFET) = PCOND(MOSFET) + PSW(MOSFET)= (I13 - I03)/3 RDS(ON) VOUT/VIN + 0.5 VIN IOUT (tSW(ON) + tSW(OFF) f

14、S= (13 - 03)/3 0.1 3.3/10 + 0.5 10 0.5 (38 10-9) 1 106= 0.011 + 0.095 = 106mW這一結果與圖5下方曲線測量得到的117.4mW接近，注意：這種情況下，fS足夠高，PSW(MOSFET)是功耗的主要因素。圖5. 降壓轉換器高端MOSFET的典型開關周期，輸入10V、輸出3.3V (輸出電流500mA)。開關頻率為1MHz，開關轉換時間是38ns。與MOSFET相同，二極管也存在開關損耗。這個損耗很大程度上取決于二極管的反向恢復時間(tRR)，二極管開關損耗發(fā)生在二極管從正向導通到反向截止的轉換過程。當反向電壓加在二級管兩端

15、時，正向導通電流在二極管上產生的累積電荷需要釋放，產生反向電流尖峰(IRR(PEAK)，極性與正向導通電流相反，從而造成V I功率損耗，因為反向恢復期內，反向電壓和反向電流同時存在于二極管。圖6給出了二極管在反向恢復期間的PN結示意圖。圖6. 二極管結反偏時，需要釋放正向導通期間的累積電荷，產生峰值電流(IRR(PEAK)。了解了二極管的反向恢復特性，可以由下式估算二極管的開關損耗(PSW(DIODE)：PSW(DIODE) = 0.5 VREVERSE IRR(PEAK) tRR2 fS其中，VREVERSE是二極管的反向偏置電壓，IRR(PEAK)是反向恢復電流的峰值，tRR2是從反向電流

16、峰值IRR到恢復電流為正的時間。對于降壓電路，當MOSFET導通的時候，VIN為MOSFET導通時二極管的反向偏置電壓。為了驗證二極管損耗計算公式，圖7顯示了典型的降壓轉換器中PN結的開關波形，VIN = 10V、VOUT = 3.3V，測得IRR(PEAK) = 250mA、IOUT = 500mA、fS = 1MHz、 tRR2 = 28ns、VF = 0.9V。利用這些數(shù)值可以得到：該結果接近于圖7所示測量結果358.7mW?？紤]到較大的VF和較長的二極管導通周期，tRR時間非常短，開關損耗(PSW(DIODE)在二極管損耗中占主導地位。圖7. 降壓型轉換器中PN結開關二極管的開關波形，

17、從10V輸入降至3.3V輸出，輸出電流為500mA。其它參數(shù)包括：1MHz的fS，tRR2為28ns，VF = 0.9V。提高效率基于上述討論，通過哪些途徑可以降低電源的開關損耗呢？直接途徑是：選擇低導通電阻RDS(ON)、可快速切換的MOSFET；選擇低導通壓降VF、可快速恢復的二極管。直接影響MOSFET導通電阻的因素有幾點，通常增加芯片尺寸和漏源極擊穿電壓(VBR(DSS)，由于增加了器件中的半導體材料，有助于降低導通電阻RDS(ON)。另一方面，較大的MOSFET會增大開關損耗。因此，雖然大尺寸MOSFET降低了RDS(ON)，但也導致小器件可以避免的效率問題。當管芯溫度升高時，MOS

18、FET導通電阻會相應增大。必須保持較低的結溫，使導通電阻RDS(ON)不會過大。導通電阻RDS(ON)和柵源偏置電壓成反比，因此，推薦使用足夠大的柵極電壓以降低RDS(ON)損耗，但此時也會增大柵極驅動損耗，需要平衡降低RDS(ON)的好處和增大柵極驅動的缺陷。MOSFET的開關損耗與器件電容有關，較大的電容需要較長的充電時間，使開關切換變緩，消耗更多能量。米勒電容通常在MOSFET數(shù)據(jù)資料中定義為反向傳輸電容(CRSS)或柵-漏電容(CGD)，在開關過程中對切換時間起決定作用。米勒電容的充電電荷用QGD表示，為了快速切換MOSFET，要求盡可能低的米勒電容。一般來說，MOSFET的電容和芯片

19、尺寸成反比，因此必須折衷考慮開關損耗和傳導損耗，同時也要謹慎選擇電路的開關頻率。對于二極管，必須降低導通壓降，以降低由此產生的損耗。對于小尺寸、額定電壓較低的硅二極管，導通壓降一般在0.7V到1.5V之間。二極管的尺寸、工藝和耐壓等級都會影響導通壓降和反向恢復時間，大尺寸二極管通常具有較高的VF和tRR，這會造成比較大的損耗。開關二極管一般以速度劃分，分為“高速”、“甚高速”和“超高速”二極管，反向恢復時間隨著速度的提高而降低。快恢復二極管的tRR為幾百納秒，而超高速快恢復二極管的tRR為幾十納秒。低功耗應用中，替代快恢復二極管的一種選擇是肖特基二極管，這種二極管的恢復時間幾乎可以忽略，反向恢

20、復電壓VF也只有快恢復二極管的一半(0.4V至1V)，但肖特基二極管的額定電壓和電流遠遠低于快恢復二極管，無法用于高壓或大功率應用。另外，肖特基二極管與硅二極管相比具有較高的反向漏電流，但這些因素并不限制它在許多電源中的應用。然而，在一些低壓應用中，即便是具有較低壓降的肖特基二極管，所產生的傳導損耗也無法接受。比如，在輸出為1.5V的電路中，即使使用0.5V導通壓降VF的肖特基二極管，二極管導通時也會產生33%的輸出電壓損耗！為了解決這一問題，可以選擇低導通電阻RDS(ON)的MOSFET實現(xiàn)同步控制架構。用MOSFET取代二極管(對比圖1和圖2電路)，它與電源的主MOSFET同步工作，所以在

21、交替切換的過程中，保證只有一個導通。導通的二極管由導通的MOSFET所替代，二極管的高導通壓降VF被轉換成MOSFET的低導通壓降(MOSFET RDS(ON) I)，有效降低了二極管的傳導損耗。當然，同步整流與二極管相比也只是降低了MOSFET的壓降，另一方面，驅動同步整流MOSFET的功耗也不容忽略。IC數(shù)據(jù)資料以上討論了影響開關電源效率的兩個重要因素(MOSFET和二極管)。回顧圖1所示降壓電路，從數(shù)據(jù)資料中可以獲得影響控制器IC工作效率的主要因素。首先，開關元件集成在IC內部，可以節(jié)省空間、降低寄生損耗。其次，使用低導通電阻RDS(ON)的MOSFET，在小尺寸集成降壓IC (如MAX

22、1556)中，其nMOS和pMOS的導通電阻可以達到0.27 (典型值)和0.19 (典型值)。最后，使用的同步整流電路。對于500mA負載，占空比為50%的開關電路，可以將低邊開關(或二極管)的損耗從225mW (假設二極管壓降為1V)降至34mW。合理選擇SMPS IC合理選擇SMPS IC的封裝、控制架構，并進行合理設計，可以有效提高轉換效率。集成功率開關功率開關集成到IC內部時可以省去繁瑣的MOSFET或二極管選擇，而且使電路更加緊湊，由于降低了線路損耗和寄生效應，可以在一定程度上提高效率。根據(jù)功率等級和電壓限制，可以把MOSFET、二極管(或同步整流MOSFET)集成到芯片內部。將開

23、關集成到芯片內部的另一個好處是柵極驅動電路的尺寸已經針對片內MOSFET進行了優(yōu)化，因而無需將時間浪費在未知的分立MOSFET上。靜態(tài)電流電池供電設備特別關注IC規(guī)格中的靜態(tài)電流(IQ)，它是維持電路工作所需的電流。重載情況下(大于十倍或百倍的靜態(tài)電流IQ)，IQ對效率的影響并不明顯，因為負載電流遠大于IQ，而隨著負載電流的降低，效率有下降的趨勢，因為IQ對應的功率占總功率的比例提高。這一點對于大多數(shù)時間處于休眠模式或其它低功耗模式的應用尤其重要，許多消費類產品即使在“關閉”狀態(tài)下，也需要保持鍵盤掃描或其它功能的供電，這時，無疑需要選擇具有極低IQ的電源。電源架構對效率的提高SMPS的控制架構

24、是影響開關電源效率的關鍵因素之一。這一點我們已經在同步整流架構中討論過，由于采用低導通電阻的MOSFET取代了功耗較大的開關二極管，可有效改善效率指標。另一種重要的控制架構是針對輕載工作或較寬的負載范圍設計的，即跳脈沖模式，也稱為脈沖頻率調制(PFM)。與單純的PWM開關操作(在重載和輕載時均采用固定的開關頻率)不同，跳脈沖模式下轉換器工作在跳躍的開關周期，可以節(jié)省不必要的開關操作，進而提高效率。跳脈沖模式下，在一段較長時間內電感放電，將能量從電感傳遞給負載，以維持輸出電壓。當然，隨著負載吸收電流，輸出電壓也會跌落。當電壓跌落到設置門限時，將開啟一個新的開關周期，為電感充電并補充輸出電壓。需要

25、注意的是跳脈沖模式會產生與負載相關的輸出噪聲，這些噪聲由于分布在不同頻率(與固定頻率的PWM控制架構不同)，很難濾除。先進的SMPS IC會合理利用兩者的優(yōu)勢：重載時采用恒定PWM頻率；輕載時采用跳脈沖模式以提高效率，圖1所示IC即提供了這樣的工作模式。當負載增加到一個較高的有效值時，跳脈沖波形將轉換到固定PWM，在標稱負載下噪聲很容易濾除。在整個工作范圍內，器件根據(jù)需要選擇跳脈沖模式和PWM模式，保持整體的最高效率(圖8)。圖8中的曲線D、E、F所示效率曲線在固定PWM模式下，輕載時效率較低，但在重載時能夠提供很高的轉換效率(高達98%)。如果設置在輕載下保持固定PWM工作模式，IC將不會按

26、照負載情況更改工作模式。這種情況下能夠使紋波保持在固定頻率，但浪費了一定功率。重載時，維持PWM開關操作所需的額外功率很小，遠遠低于輸出功率。另一方面，跳脈沖“空閑”模式下的效率曲線(圖8中的A、B、C)能夠在輕載時保持在較高水平，因為開關只在負載需要時開啟。對7V輸入曲線，在1mA負載的空閑模式下能夠獲得高于60%的效率。圖8. 降壓轉換器在PWM和空閑(跳脈沖)模式下效率曲線，注意：輕載時，空閑模式下的效率高于PWM模式。優(yōu)化SMPS開關電源因其高效率指標得到廣泛應用，但其效率仍然受SMPS電路的一些固有損耗的制約。設計開關電源時，需要仔細研究造成SMPS損耗的來源，合理選擇SMPS IC

27、，從而充分利用器件的優(yōu)勢，為了在保持盡可能低的電路成本，甚至不增加電路成本的前提下獲得高效的SMPS，工程師需要做出全面的選擇。無源元件損耗我們已經了解MOSFET和二極管會導致SMPS損耗。采用高品質的開關器件能夠大大提升效率，但它們并不是唯一能夠優(yōu)化電源效率的元件。圖1詳細介紹了一個典型的降壓型轉換器IC的基本電路。該控制IC集成了兩個同步整流MOSFET，低RDS(ON) MOSFET，效率可達97%。這個電路中，開關元件集成在IC內部，已經為具體應用預先選擇了元器件。然而，為了進一步提高效率，設計人員還需關注無源元件外部電感和電容，了解它們對功耗的影響。電感功耗 阻性損耗電感功耗包括線

28、圈損耗和磁芯損耗兩個基本因素，線圈損耗歸結于線圈的直流電阻(DCR)，磁芯損耗歸結于電感的磁特性。DCR定義為以下電阻公式：式中，為線圈材料的電阻系數(shù)，l為線圈長度，A為線圈橫截面積。DCR將隨著線圈長度的增大而增大，隨著線圈橫截面積的增大而減小?？梢岳迷撛瓌t判斷標準電感，確定所要求的不同電感值和尺寸。對一個固定的電感值，電感尺寸較小時，為了保持相同匝數(shù)必須減小線圈的橫截面積，因此導致DCR增大；對于給定的電感尺寸，小電感值通常對應于小的DCR，因為較少的線圈數(shù)減少了線圈長度，可以使用線徑較粗的導線。已知DCR和平均電感電流(具體取決于SMPS拓撲)，電感的電阻損耗(PL(DCR)可以用下式

29、估算：PL(DCR) = LAVG DCR這里，IL(AVG)是流過電感的平均直流電流。對于降壓轉換器，平均電感電流是直流輸出電流。盡管DCR的大小直接影響電感電阻的功耗，該功耗與電感電流的平方成正比，因此，減小DCR是必要的。另外，還需要注意的是：利用電感的平均電流計算PL(DCR) (如上述公式)時，得到的結果略低于實際損耗，因為實際電感電流為三角波。本文前面介紹的MOSFET傳導損耗計算中，利用對電感電流的波形進行積分可以獲得更準確的結果。更準確。當然也更復雜的計算公式如下：PL(DCR) = (IP - IV)/3 DCR式中IP和IV為電感電流波形的峰值和谷值。磁芯損耗磁芯損耗并不像

30、傳導損耗那樣容易估算，很難估測。它由磁滯、渦流損耗組成，直接影響鐵芯的交變磁通。SMPS中，盡管平均直流電流流過電感，由于通過電感的開關電壓的變化產生的紋波電流導致磁芯周期性的磁通變化。磁滯損耗源于每個交流周期中磁芯偶極子的重新排列所消耗的功率，可以將其看作磁場極性變化時偶極子相互摩擦產生的“摩擦”損耗，正比于頻率和磁通密度。相反，渦流損耗則是磁芯中的時變磁通量引入的。由法拉第定律可知：交變磁通產生交變電壓。因此，這個交變電壓會產生局部電流，在磁芯電阻上產生IR損耗。磁芯材料對磁芯損耗的影響很大。SMPS電源中普遍使用的電感是鐵粉磁芯，鐵鎳鉬磁粉芯(MPP)的損耗最低，鐵粉芯成本最低，但磁芯損

31、耗較大。磁芯損耗可以通過計算磁芯磁通密度(B)的最大變化量估算，然后查看電感或鐵芯制造商提供的磁通密度和磁芯損耗(和頻率)圖表。峰值磁通密度可以通過幾種方式計算，公式可以在電感數(shù)據(jù)資料中的磁芯損耗曲線中找到。相應地，如果磁芯面積和線圈數(shù)已知，可利用下式估計峰值磁通：這里，B是峰值磁通密度(高斯)，L是線圈電感(亨)，I是電感紋波電流峰峰值(安培)，A是磁芯橫截面積(cm)，N是線圈匝數(shù)。隨著互聯(lián)網(wǎng)的普及，可以方便地從網(wǎng)上下載資料、搜索器件信息，一些制造商提供了交互式電感功耗的計算軟件，幫助設計者估計功耗。使用這些工具能夠快捷、準確地估計應用電路中的功率損耗。例如，Coilcraft提供的在線電

32、感磁芯損耗和銅耗計算公式，簡單輸入一些數(shù)據(jù)即可得到所選電感的磁芯損耗和銅耗。電容損耗與理想的電容模型相反，電容元件的實際物理特性導致了幾種損耗。電容在SMPS電路中主要起穩(wěn)壓、濾除輸入/輸出噪聲的作用(圖1)，電容的這些損耗降低了開關電源的效率。這些損耗主要表現(xiàn)在三個方面：等效串聯(lián)電阻損耗、漏電流損耗和電介質損耗。電容的阻性損耗顯而易見。既然電流在每個開關周期流入、流出電容，電容固有的電阻(RC)將造成一定功耗。漏電流損耗是由于電容絕緣材料的電阻(RL)導致較小電流流過電容而產生的功率損耗。電介質損耗比較復雜，由于電容兩端施加了交流電壓，電容電場發(fā)生變化，從而使電介質分子極化造成功率損耗。圖9

33、. 電容損耗模型一般簡化為一個等效串聯(lián)電阻(ESR)所有三種損耗都體現(xiàn)在電容的典型損耗模型中(圖9左邊部分)，用電阻代表每項損耗。與電容儲能相關的每項損耗的功率用功耗系數(shù)(DF)表示，或損耗角正切()。每項損耗的DF可以通過由電容阻抗的實部與虛部比得到，可以將每項損耗分別插入模型中。為簡化損耗模型，圖9中的接觸電阻損耗、漏電流損耗和電介質損耗集中等效為一個等效串聯(lián)電阻(ESR)。ESR定義為電容阻抗中消耗有功功率的部分。推算電容阻抗模型、計算ESR (結果的實部)時，ESR是頻率的函數(shù)。這種相關性可以在下面簡化的ESR等式中得到證明：式中，DFR、DFL和DFD是接觸電阻、漏電流和電介質損耗的

34、功耗系數(shù)。利用這個等式，我們可以觀察到隨著信號頻率的增加，漏電流損耗和電介質損耗都有所減小，直到接觸電阻損耗從一個較高頻點開始占主導地位。在該頻點(式中沒有包括該參數(shù))以上，ESR因為高頻交流電流的趨膚效應趨于增大。許多電容制造商提供ESR曲線圖表示ESR與頻率的關系。例如，TDK為其大多數(shù)電容產品提供了ESR曲線，參考這些與開關頻率對應曲線圖，得到ESR值。然而，如果沒有ESR曲線圖，可以通過電容數(shù)據(jù)資料中的DF規(guī)格粗略估算ESR。DF是電容的整體DF (包括所有損耗)，也可以按照下式估算ESR：無論采用哪種方法來得到ESR值，直覺告訴我們，高ESR會降低開關電源效率，既然輸入和輸出電容在每

35、個開關周期通過ESR充電、放電。這導致I RESR功率損耗。這個損耗(PCAP(ESR)可以按照下式計算：PCAP(ESR) = ICAP(RMS) ESR式中，ICAP(RMS)是流經電容的交流電流有效值RMS。對降壓電路的輸出電容，可以采用電感紋波電流的有效值RMS。輸入濾波電容的RMS電流的計算比較復雜，可以按照下式得到一個合理的估算值：ICIN(RMS) = IOUT/VIN VOUT (VIN - VOUT)1/2顯然，為減小電容功率損耗，應選擇低ESR電容，有助于SMPS電源降低紋波電流。ESR是產生輸出電壓紋波的主要原因，因此選擇低ESR的電容不僅僅單純提高效率，還能得到其它好處

36、。一般來說，不同類型電介質的電容具有不同的ESR等級。對于特定的容量和額定電壓，鋁電解電容和鉭電容就比陶瓷電容具有更高的ESR值。聚酯和聚丙烯電容的ESR值介于它們之間，但這些電容尺寸較大，SMPS中很少使用。對于給定類型的電容，較大容量、較低的DfS能夠提供較低的ESR。大尺寸電容通常也會降低ESR，但電解電容會帶來較大的等效串聯(lián)電感。陶瓷電容被視為比較好的折中選擇，此外，電容值一定的條件下，較低的電容額定電壓也有助于減小ESR。為你的DC/DC轉換器選擇最佳轉換頻率由于能小縮減輸出電容器和感應器尺寸從而節(jié)省板空間，具有更快轉換頻率的直流-直流(DC/DC)轉換器正變得越來越受歡迎。而另一方

37、面，由于處理器內核電壓降至1V以下，任務周期縮短了，在更快頻率下很難獲得低電壓，使得負載點電源的需求不斷增加。很多電源IC供應商都在積極地推銷號稱能節(jié)省空間的更快的DC/DC轉換器。一個DC/DC轉換器能夠以1MH在甚至2MHz的頻率轉換，這聽起來似乎很不錯，但是在考慮電源系統(tǒng)的時候，不能光看到尺寸和效率。下面我們來看幾個例子，這幾個例子都顯示了轉換頻率更高時的優(yōu)點和缺點。選擇一個應用我們設計并構建了三種不同電源來展示高速轉換頻率的利弊。這三種電源的輸入電壓都是5V，輸出電壓都是1.8V，輸出電流3A。這是DSP、ASIC和FPGA等性能處理器的通用要求。為了限定濾波器設計和性能，允許的波紋電

38、壓設在20mV，大約是輸出電壓的1%;峰至峰感應器電流設為1A。我們來對比一下這三種頻率分別為的350, 700和1600 kHz的電源的利弊。三種方案都使用頻率1.6 MHz、低電壓、帶MOSFET的TPS54317型3 A同步降壓DC/DC轉換器作為調壓器。TPS54317產自德州儀器，具有可編程頻率和外置補償，專門用于高密度處理器電源負載點應用。選擇感應器和電容器感應器和電容器都是依照下面的簡單公式來選擇的：Equation 1:V = L x di/dtRearranging: L Vout x (1-D)/(I x Fs)where: I = 1 A peak-to-peak; D

39、= 1.8 V/5 V=0.36等式1：V = L x di/dtRearranging: L Vout x (1-D)/(I x Fs)此處 I = 1 A峰至峰; D = 1.8 V/5 V=0.36等式2:I = C x dv/dtRearranging: C 2 x I/(8 x Fs x V)此處 V = 20 mV, I = 1 A 峰至峰等式2中假定使用了一個有可忽略串聯(lián)電阻的電容器-陶瓷電容器即是如此。由于它的低電阻和小尺寸，三種方案都選用了陶瓷電容器。上面等式2中2的乘數(shù)是隨DC偏置出現(xiàn)的電容降，因為這一影響沒有算在大多數(shù)陶瓷電容器的數(shù)據(jù)表內。圖1的電路用來評估測試臺上每個方

40、案的性能圖1：TPS54317參考示意圖在示意圖中沒有數(shù)值的元件就是在各個方案中被更改的元件。輸出濾波器由L1和C2組成。三種方案中所有這些元件的數(shù)值都在表格1中列出，并根據(jù)上面等式結果來選擇。表格1：頻率分別為350kHz, 700kHz,和1600 kHz時的電容器和感應器選項必須注意，隨著頻率的增加，每個感應器的DC電阻會減小。這是因為圈數(shù)越少所需的銅線長度就越小。誤差放大器補償元件則根據(jù)每個轉換頻率而單獨設計。本文暫不討論如何選擇補償數(shù)值。最小啟動時間數(shù)字轉換器-數(shù)字轉換器集成電路(IC)在最小可控制啟動時間上有限值，即脈寬調制(PWM)電路可獲得的最窄脈寬。在降壓轉換器中，場效應晶體

41、管(FET)在一個轉換周期內處于開啟狀態(tài)的時間比成為任務周期，等于輸出電壓和輸入電壓之比。上面例子中的TPS54317型轉換器任務周期為0.36 (1.8V/5.0V)，最小啟動時間為數(shù)據(jù)表中所示的150ns(最大值)?？煽刂泼}寬的限制產生了可獲得的最小任務周期，根據(jù)等式3可以很容易算出來。一旦知道了最小任務周期，就可以計算出最低可獲取輸出電壓，如等式4和表格2中所示。最低輸出電壓也受到轉換器參考電壓限制，TPS54317的最低輸出電壓為0.9V。等式3:最小任務周期=最小啟動時間x 轉換頻率等式4:最低輸出電壓=輸入電壓x 最小任務周期(受TPS54317參考電壓限制)表格2：最小啟動時間為

42、150ns時的最低輸出電壓此處可以在1.6MHz轉換頻率的情況下產生1.8V的輸出電壓。但是，即便頻率是3MH在，最可能低的輸出電壓也會被限制在2.3V。還有個方法就是降低輸入電壓或者降低頻率。在選擇轉換頻率之前，最好檢查一下DC/DC轉換器數(shù)據(jù)表，以確保一個最小可控制啟動時間。脈沖跳躍如果DC/DC轉換器不能以足夠快的速度消除柵極脈沖以保持所需的任務周期，就會產生脈沖跳躍。電源會試著調節(jié)輸出電壓，但是波紋電壓會隨著脈沖的進一步分離而增大。由于脈沖跳躍的原因，輸出波紋會顯示出分諧波成分，由此可能產生噪音。而由于IC可能不會對一個大的電流尖峰作出反應，也有可能電流限制電路不能繼續(xù)正常工作。有時由于控制器沒有正常工作，控制回路可能也會不穩(wěn)定。最小可控制啟動時間是一個很重要的因素，因此最好要核對DC/DC轉換器數(shù)據(jù)表中的規(guī)格，以確認獲得最好的頻率和最小啟動時間組合。效率和功率消耗在設計電源時，DC/DC 轉換器的效率是需要考慮的最重要因素