基于IEEE80211a的OFDM基帶系統(tǒng)的FPGA設(shè)計(jì)

1、.：.；摘要伴隨著無(wú)線數(shù)據(jù)通訊與多媒體運(yùn)用的不斷開(kāi)展，無(wú)線傳輸系統(tǒng)對(duì)傳輸速率與QoS保證等方面的要求也相應(yīng)地不斷提高。正交頻分復(fù)用Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM作為一種新型的物理層傳輸技術(shù)正越來(lái)越受人們的注重，并被視為下一代挪動(dòng)通訊G中的關(guān)鍵技術(shù)。OFDM承繼了傳統(tǒng)MCM中多載波并行調(diào)制、符號(hào)周期相應(yīng)增長(zhǎng)的特點(diǎn)，在OFDM的重疊多載波技術(shù)的利用下比傳統(tǒng)的非重疊多載波技術(shù)節(jié)省將近%的帶寬，在循環(huán)前綴的輔助下可以實(shí)現(xiàn)準(zhǔn)確的符號(hào)同步，有效地將本來(lái)頻率選擇性衰落的信道轉(zhuǎn)化為多個(gè)并行平衰落信道運(yùn)用，從而OFDM技術(shù)具有頻譜利用率高、抗干擾才

2、干強(qiáng)等優(yōu)勢(shì)，大大提高了傳輸效率，因此該技術(shù)在新一代的通訊中備受關(guān)注。IEEE.a無(wú)線局域網(wǎng)WLAN規(guī)范作為典型的以O(shè)FDM為物理層接入方式的運(yùn)用系統(tǒng)，是OFDM技術(shù)的一個(gè)典型運(yùn)用，本文正是以IEEE.a無(wú)線局域網(wǎng)規(guī)范為根底，對(duì)OFDM基帶處置器的算法，架構(gòu)進(jìn)展引見(jiàn)和分析的根底上，將整個(gè)系統(tǒng)的FPGA設(shè)計(jì)和實(shí)現(xiàn)分為多個(gè)根本通訊模塊，并給出每個(gè)模塊的詳細(xì)實(shí)現(xiàn)。采用自頂向下的FPGA設(shè)計(jì)方法，在Altera的Quartus II.開(kāi)發(fā)環(huán)境下，采用Verilog硬件描畫(huà)言語(yǔ)進(jìn)展了長(zhǎng)短訓(xùn)練序列、擾碼、多速率卷積碼、交錯(cuò)、QAM映射、導(dǎo)頻插入、IFFT調(diào)制、循環(huán)前綴與加窗以及主控單元等系統(tǒng)模塊的設(shè)計(jì);采用

3、Modelsim SE.f和Matlab.仿真工具對(duì)設(shè)計(jì)系統(tǒng)進(jìn)展了單元模塊仿真和系統(tǒng)仿真,并將設(shè)計(jì)的OFDM通訊發(fā)送系統(tǒng)下載到Altera公司的Cyclone II系列EPCQC 開(kāi)發(fā)板上進(jìn)展了系統(tǒng)測(cè)試和驗(yàn)證，并根據(jù)系統(tǒng)軟件仿真和硬件測(cè)試的結(jié)果進(jìn)展了分析，其中重點(diǎn)研討分析了加窗與循環(huán)前綴對(duì)OFDM系統(tǒng)性能的影響。仿真和測(cè)試結(jié)果闡明:基于IEEE.a無(wú)線局域網(wǎng)規(guī)范的OFDM通訊發(fā)送系統(tǒng)符合該規(guī)范各參數(shù)要求并可以正確實(shí)現(xiàn)長(zhǎng)短訓(xùn)練序列、擾碼、多速率卷積碼、交錯(cuò)、QAM映射、導(dǎo)頻插入、IFFT調(diào)制、循環(huán)前綴與加窗以及主控單元等各個(gè)模塊,各個(gè)子模塊系統(tǒng)軟件仿真和整體OFDM通訊發(fā)送系統(tǒng)測(cè)試正確, 下載測(cè)

4、試結(jié)果正確。關(guān)鍵詞：OFDM，F(xiàn)PGA，IEEE .a，IFFT，循環(huán)前綴AbstractWith wireless data communication and multimedia application development, the requirements of transfer rate and QOS guarantee need to improve accordingly in the wireless transmission system. OFDM as a kind of new type of the physical layer transmission tec

5、hnology is more and more get the attention of people, and be treated as the key technology of next generation mobile communications ( G). OFDM inherited the characteristics of multi-carrier parallel modulation Symbols cycle growth of the traditional MCM. Compared with traditional non-overlapping mul

6、ti-carrier technology, the use of overlapping multi-carrier OFDM technology can save nearly % of the bandwidth. using circulation prefix can realize accurate symbol synchronization, change originally frequency selective decline channel into multiple concurrent flat fading channel effectively. so it

7、has a good resistance multipath fading and high spectral utilization efficiency, greatly improving the transmission efficiency. so that technology is the hot research topic in a new generation of communication.IEEE. wireless local area network (WLAN) standard as a typical application system of OFDM

8、physical layer access mode, is a typical technology OFDM application. the paper research and analyse the OFDM baseband processor algorithm and architecture to make the whole system FPGA design and implementation divided into a number of basic communication module, and give each module of the specifi

9、c implementation basis on wireless LAN IEEE. standard. Using the top-down design method of FPGA, in the Quartus II. of Altera development environment, the Verilog hardware description language (Verilog HDL) has been accomplished to training sequence, scrambler, multi-rate convolution code, interweav

10、e, QAM mapping, pilot insertion, IFFT modulation, cyclic prefix and windowed and main control unit design of system module. ModelSim SE .f and Matlab. simulation tools have been used to make system design and simulation, and accomplished the designed OFDM communication transmission system to downloa

11、d to the FPGA hardware platform of Cyclone II of Altera and finished the system test. Besides according to the result of system software simulation and hardware test made the analysis, Which focuses on the analysis of widowed and cyclic for the system performance influence of OFDM. The simulation an

12、d test results show that: OFDM communication send system meets the standard requirement of the wireless local area network IEEE. standard. Such as raining sequence, scrambler, multi-rate convolution code, interweave, QAM mapping, pilot insertion, IFFT modulation, cyclic prefix and windowed and main

13、control unit, each child module system software simulation and the overall OFDM communication send system test right, download test results are correct.Key Words: OFDM，F(xiàn)PGA，IEEE .a，IFFT，Circulation prefix目 錄第章緒論.挪動(dòng)通訊系統(tǒng)的開(kāi)展概略. IEEE .a規(guī)范概述. IEEE .a物理層協(xié)議的參數(shù). IEEE .a物理層協(xié)議幀構(gòu)造. 第章 IEEE .a物理層的OFDM技術(shù). OFDM系統(tǒng)

14、的開(kāi)展情況及特點(diǎn). OFDM系統(tǒng)的任務(wù)原理. OFDM系統(tǒng)的根本模型. FFT在OFDM系統(tǒng)中的運(yùn)用. 信道編碼技術(shù). 擾碼原理. 卷積碼編碼. 交錯(cuò)編碼. OFDM映射與調(diào)制技術(shù).映射調(diào)制. IFFT實(shí)現(xiàn)OFDM調(diào)制. 循環(huán)前綴與加窗技術(shù). 循環(huán)前綴. 加窗. OFDM的同步信號(hào).符號(hào)同步簡(jiǎn)介. 導(dǎo)頻插入.訓(xùn)練序列的生成.第章 基于IEEE .a的OFDM基帶系統(tǒng)的FPGA設(shè)計(jì). IEEE .a基帶處置器的發(fā)射端總體方案設(shè)計(jì).基帶處置器的任務(wù)時(shí)鐘. 任務(wù)時(shí)鐘分析. 任務(wù)時(shí)鐘生成模塊的實(shí)現(xiàn).基帶數(shù)據(jù)處置單元設(shè)計(jì). 擾碼器模塊的實(shí)現(xiàn). 多碼速卷積碼硬件構(gòu)造與實(shí)現(xiàn). .a中的交錯(cuò)器的實(shí)現(xiàn). OFD

15、M前導(dǎo)序列設(shè)計(jì). 訓(xùn)練序列生成模塊的實(shí)現(xiàn). 映射與OFDM子載波調(diào)制. QAM映射模塊的實(shí)現(xiàn). 子載波IFFT調(diào)制模塊. 導(dǎo)頻插入模塊的實(shí)現(xiàn).循環(huán)前綴與加窗模塊的實(shí)現(xiàn).主控模塊設(shè)計(jì).第章 系統(tǒng)測(cè)試與結(jié)果仿真.系統(tǒng)時(shí)鐘單元測(cè)試.基帶數(shù)據(jù)處置單元仿真測(cè)試.并串轉(zhuǎn)換模塊測(cè)試. 擾碼模塊的測(cè)試. 多碼率卷積編碼模塊測(cè)試. 交錯(cuò)模塊測(cè)試.前導(dǎo)序列單元仿真測(cè)試.短訓(xùn)練序列模塊測(cè)試.長(zhǎng)訓(xùn)練序列模塊測(cè)試.映射與調(diào)制單元仿真測(cè)試. QAM映射模塊測(cè)試. 導(dǎo)頻插入模塊測(cè)試. IFFT調(diào)制模塊測(cè)試. 循環(huán)前綴仿真測(cè)試. 主控模塊測(cè)試. OFPM發(fā)送系統(tǒng)整體仿真測(cè)試.結(jié)論.參考文獻(xiàn).附錄.致謝.第章緒論.挪動(dòng)通訊系統(tǒng)

16、的開(kāi)展概略挪動(dòng)通訊越來(lái)越廣泛地浸透到人們的日常生活和經(jīng)濟(jì)生活中, 并成為世界各國(guó)最主要的高新技術(shù)支柱產(chǎn)業(yè)之一同時(shí)人們對(duì)挪動(dòng)通訊的各種需求與日俱增, 也推進(jìn)了挪動(dòng)通訊的飛速開(kāi)展。從 世紀(jì) 年代中期第一代挪動(dòng)通訊以模擬調(diào)頻、頻分多址為主體技術(shù)，包括以蜂窩網(wǎng)系統(tǒng)為代表的公用挪動(dòng)通訊系統(tǒng)、以集群系統(tǒng)為代表的公用挪動(dòng)通訊系統(tǒng)以及無(wú)線，主要向用戶提供模擬話音業(yè)務(wù)。 年代初第二代挪動(dòng)通訊系統(tǒng)G以數(shù)字傳輸、時(shí)分多址或碼分多址為主體技術(shù)，簡(jiǎn)稱數(shù)字挪動(dòng)通訊，包括數(shù)字蜂窩系統(tǒng)、數(shù)字無(wú)線系統(tǒng)和數(shù)字集群系統(tǒng)等，主要向用戶提供數(shù)字話音業(yè)務(wù)和低速數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)，支持電路交換，其運(yùn)用范圍普及世界。 年代末的第. 代挪動(dòng)通訊系統(tǒng)(.

17、G) , 主要以通用分組無(wú)線業(yè)務(wù)(GPRS) 、高速電路交換數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)(HSCSD) 及加強(qiáng)數(shù)據(jù)速率的全球演進(jìn)技術(shù)(EDGE) 為代表, 提高了無(wú)線數(shù)據(jù)傳輸率和網(wǎng)絡(luò)容量。直至今天第三代挪動(dòng)通訊系統(tǒng)G以CDMA為主要技術(shù)，向用戶提供Mb/S到Mb/s的多媒體業(yè)務(wù)，步行環(huán)境下支持 kbit/s的速率、車載環(huán)境下支持 kbit/s的速率，帶寬可達(dá)MHz以上。年月國(guó)際電信聯(lián)盟最終確定為G的國(guó)際規(guī)范，推進(jìn)了第四代挪動(dòng)通訊的研討和開(kāi)發(fā)，G規(guī)范采用OFDM和多天線等新技術(shù)，以挪動(dòng)數(shù)據(jù)為主，面向挪動(dòng)因特網(wǎng)的高速挪動(dòng)通訊網(wǎng)絡(luò)，傳輸速率比如今高倍，將向用戶提供Mb/s甚至Gb/s的數(shù)據(jù)速率，發(fā)射功率比如今降低到倍，

18、能處理電磁干擾問(wèn)題; 支持手機(jī)互助功能,采用可穿戴無(wú)線電; 支持更豐富的挪動(dòng)業(yè)務(wù), 包括高明晰度圖像業(yè)務(wù)、會(huì)議電視、虛擬現(xiàn)實(shí)業(yè)務(wù)等, 運(yùn)用戶在任何地方都可以獲得任何所需的信息效力，具有良好的開(kāi)展前景。置信在未來(lái)的幾十年內(nèi)無(wú)線通訊仍是通訊開(kāi)展的前沿。隨著蜂窩的快速增長(zhǎng)，可以估計(jì)無(wú)線通訊的未來(lái)是光明的。. IEEE .a規(guī)范概述年月，IEEE任務(wù)組同意了IEEE .a規(guī)范，它的任務(wù)頻率是GHz頻段，該規(guī)范的物理層采用OFDM技術(shù)作為其調(diào)制方式，提供Mb/s的數(shù)據(jù)速率。在GHz頻段內(nèi)，美國(guó)聯(lián)邦通訊委員會(huì)(Federal Communications Commission, FCC)分配了個(gè)MHz的帶

19、寬作為免授權(quán)國(guó)家信息根底設(shè)備(Unlicensed National Information Infrastructure, U-NII)頻段運(yùn)用，以提供快速開(kāi)通的高速無(wú)線數(shù)據(jù)通訊，且每一個(gè)任務(wù)區(qū)域的最大輸出功率不同。任務(wù)在GHz頻段的IEEE .a規(guī)范與任務(wù)在.GHz頻段的IEEE .規(guī)范相比，不會(huì)遭到采用.GHz頻段的藍(lán)牙、微波以及工業(yè)設(shè)備的干擾，因此在IEEE.a協(xié)議下可以可靠的傳輸數(shù)據(jù)，IEEE .a最高支持Mb/s的數(shù)據(jù)傳輸率。IEEE .a的介質(zhì)訪問(wèn)控制(MAC)層包含中心控制(Point Coordination Function, PCF)和分布控制(Distribution

20、Coordination Function, DCF)兩種任務(wù)方式，前者支持無(wú)競(jìng)爭(zhēng)型實(shí)時(shí)業(yè)務(wù)和競(jìng)爭(zhēng)型非實(shí)時(shí)業(yè)務(wù)，而后者只支持競(jìng)爭(zhēng)型非實(shí)時(shí)業(yè)務(wù)。兩種任務(wù)方式共享帶寬構(gòu)成超幀構(gòu)造，IEEE .a MAC 運(yùn)用超幀實(shí)現(xiàn)PCF和DCF兩種任務(wù)方式的共存。PCF任務(wù)在無(wú)競(jìng)爭(zhēng)期，DCF任務(wù)在競(jìng)爭(zhēng)期。在超幀開(kāi)場(chǎng)時(shí)，假設(shè)信道空閑，PCF經(jīng)過(guò)幀優(yōu)先權(quán)機(jī)制和信標(biāo)幀發(fā)布網(wǎng)絡(luò)分配矢量NAV獲得信道訪問(wèn)權(quán)，否那么PCF延遲到檢測(cè)信道空閑時(shí)間大于PIFS(PCF Inter Frame Sapces)才干獲得信道訪問(wèn)權(quán)。因此，超幀中CFD的起始點(diǎn)是可變的，這時(shí)DCF業(yè)務(wù)自動(dòng)延遲到PCF之后的信道。IEEE .a規(guī)范運(yùn)用的

21、介質(zhì)訪問(wèn)控制機(jī)制(MAC)與IEEE .一樣，但該規(guī)范的設(shè)備不能與任務(wù)在.GHz頻段的IEEE .規(guī)范設(shè)備進(jìn)展無(wú)線通訊。. IEEE .a物理層協(xié)議的參數(shù)表.所示為IEEE .a物理層OFDM技術(shù)規(guī)范的主要參數(shù)，其中一個(gè)重要的參數(shù)是長(zhǎng)度為ns的維護(hù)間隔。根據(jù)編碼效率和調(diào)制方式，這一維護(hù)間隔可以容忍幾百ns的均方根RMS時(shí)延擴(kuò)展，這就意味著這一選擇方案可以用于任何室內(nèi)環(huán)境，而且可經(jīng)過(guò)采用定向天線降低延時(shí)擴(kuò)展，還可以用于室外環(huán)境，以滿足無(wú)線局域網(wǎng)的運(yùn)用要求。表. IEEE .a WLAN PHY層規(guī)范主要參數(shù)參數(shù)數(shù)值數(shù)據(jù)速率Mb/s、調(diào)制方式BPSK、QPSK、QAM、QAM編碼效率/、/、/子載

22、波數(shù)量導(dǎo)頻數(shù)量OFDM符號(hào)長(zhǎng)度s維護(hù)間隔s子載波間隔kHz.信號(hào)帶寬MHz.信道間隔MHz其他參數(shù)以維護(hù)間隔長(zhǎng)度為根底進(jìn)展定義。為了把維護(hù)間隔所占用的功率減小到dB，OFDM符號(hào)長(zhǎng)度定為s，除去維護(hù)間隔GI外有效數(shù)據(jù)部分的長(zhǎng)度為.s，進(jìn)而可得子載波間隔為/.s =.kHz，信號(hào)帶寬為.kHz = .MHz，信道間隔為.MHz =MHz。IEEE .a規(guī)范采用個(gè)并行子載波進(jìn)展數(shù)據(jù)傳輸。除了這個(gè)傳輸數(shù)據(jù)的子載波外，每個(gè)OFDM符號(hào)還包括個(gè)導(dǎo)頻子載波，可用于接納機(jī)處置器在初始頻率校正之后跟蹤剩余的載波頻率偏向，也可用于信道估計(jì)和采樣頻率偏向估計(jì)。為了兼顧傳輸效率與可靠性的要求，系統(tǒng)可以根據(jù)信道的情況

23、采用不同效率的糾錯(cuò)編碼，在各個(gè)子載波間進(jìn)展信道編碼，再配合不同的調(diào)制方式即可獲得Mb/s的編碼數(shù)據(jù)速率如：采用個(gè)并行子載波進(jìn)展數(shù)據(jù)傳輸，當(dāng)調(diào)制方式為BPSK或QAM，編碼效率都/時(shí)，提供的編碼速率分別為 QUOTE x QUOTE = Mb/s和 QUOTE QUOTE = Mb/s。其中根本的編碼方式的約束長(zhǎng)度為、編碼效率為/的卷積編碼Convolutional Encoding,再經(jīng)過(guò)對(duì)/編碼方式進(jìn)展刪余Puncturing操作，可以獲得碼率為/和/的卷積編碼。/碼率的編碼與BPSK、QPSK、QAM調(diào)制分別可以提供、Mb/s的數(shù)據(jù)傳輸速率；/碼率的編碼與QAM一同可以提供Mb/s的數(shù)據(jù)傳

24、輸速率；此外，/碼率的編碼與BPSK、QPSK、QAM和QAM調(diào)制方式分別可以提供、和Mb/s傳輸速率。表.所示為調(diào)制方式、編碼方式與數(shù)據(jù)速率的對(duì)應(yīng)關(guān)系。表. 調(diào)制方式、編碼方式與數(shù)據(jù)速率的對(duì)應(yīng)關(guān)系數(shù)據(jù)速率Mb/s調(diào)制方式編碼效率編碼比特/子載波編碼比特/OFMD符號(hào)數(shù)據(jù)比特/OFMD符號(hào)BPSK/BPSK/QPSK/QPSK/QAM/QAM/QAM/QAM/IEEE .a中運(yùn)用了個(gè)子載波實(shí)踐上應(yīng)為個(gè)，其中k=處的直流子載波上不傳輸符號(hào)，由于IFFT算法基于N點(diǎn)，故采用點(diǎn)的IFFT。個(gè)子載波在頻率分配時(shí)分別在編號(hào)低端和高端留有個(gè)和個(gè)空符號(hào)，即k=-,-,這樣就可以保證系統(tǒng)的子載波頻譜集中，從而

25、使得系統(tǒng)占用的頻譜帶寬盡能夠窄，以節(jié)約頻譜資源，減少信道間干擾。所以，個(gè)非零子信道映射到點(diǎn)輸入的IFFT當(dāng)中應(yīng)按照?qǐng)D.所指定的方式，把子信道映射到一樣標(biāo)號(hào)的IFFT輸入端口；而子信道-被映射到的IFFT輸入端口；其他的IFFT輸入口，即輸入空值。采用點(diǎn)IFFT意味著系統(tǒng)的采樣間隔為.us = .s，這樣采樣頻率至少應(yīng)該是Msamples/s。圖.子載波與IFFT序號(hào)的映射關(guān)系. IEEE .a物理層協(xié)議幀構(gòu)造圖.所示為IEEE .a規(guī)范所規(guī)定的物理層協(xié)議數(shù)據(jù)單元Physical Protocol Data Unit, PPDU幀構(gòu)造，也是基帶發(fā)射處置器所要生成的數(shù)據(jù)構(gòu)造。圖.所示為更加細(xì)致的描

26、畫(huà)，從中可以看到，接納機(jī)的定時(shí)同步、載波頻偏估計(jì)以及信道估計(jì)等都是由前置的兩個(gè)訓(xùn)練符號(hào)來(lái)完成的。訓(xùn)練符號(hào)包括個(gè)周期反復(fù)的短訓(xùn)練符號(hào)Short Training Symbol, STStt每個(gè)符號(hào)的間隔為正常OFDM符號(hào)間隔的/即ns和個(gè)周期反復(fù)的長(zhǎng)訓(xùn)練序列Long Training Symbol, LSTTT符號(hào)間隔與正常OFDM符號(hào)一樣兩個(gè)部分。圖. PPDU幀構(gòu)造總的訓(xùn)練序列時(shí)間長(zhǎng)度為s。訓(xùn)練序列符號(hào)后面為“Signal域，長(zhǎng)度為一個(gè)正常OFDM符號(hào)長(zhǎng)度即s其中包含后續(xù)數(shù)據(jù)的調(diào)制類型、編碼速率、和數(shù)據(jù)長(zhǎng)度這樣對(duì)接納機(jī)而言非常重要的信息。以上這些部分一同構(gòu)成了幀頭PLCP Head部分，接納

27、機(jī)在對(duì)數(shù)據(jù)符號(hào)進(jìn)展譯碼之前要利用它們完成訓(xùn)練義務(wù)。下面對(duì)它們分別加以詳細(xì)闡明。圖. PPUD幀構(gòu)造詳解 短訓(xùn)練序列符號(hào)短訓(xùn)練序列的主要用途是進(jìn)展信號(hào)檢測(cè)、自動(dòng)增益控制(AGC)、符號(hào)定時(shí)和粗頻率偏向估計(jì)。為了實(shí)現(xiàn)這些功能，短訓(xùn)練序列經(jīng)過(guò)了精心設(shè)計(jì)。它在幀頭最前面，包括個(gè)反復(fù)的符號(hào)，每個(gè)符號(hào)的長(zhǎng)度ns。短訓(xùn)練序列只用OFDM符號(hào)的個(gè)非零子載波中的載波個(gè)來(lái)傳輸信息符號(hào)，這樣能保證OFDM符號(hào)的功率穩(wěn)定。短訓(xùn)練序列選擇這種方式有兩點(diǎn)優(yōu)點(diǎn)：首先，可以在較大的范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)粗頻偏估計(jì)。通常對(duì)于周期為T(mén)的反復(fù)符號(hào)而言，最大可估計(jì)的頻率偏向?yàn)閚s的短訓(xùn)練符號(hào)間的相位差，可以估計(jì)的頻率偏向可達(dá)kHz。經(jīng)過(guò)計(jì)算延續(xù)

28、兩個(gè)訓(xùn)練符號(hào)的相關(guān)，并且檢驗(yàn)相關(guān)值能否超出某一門(mén)限值，就可以檢測(cè)到能否有分組數(shù)據(jù)包的到達(dá)。在每?jī)蓚€(gè)短訓(xùn)練符號(hào)周期之后，可以調(diào)整接納機(jī)增益，然后繼續(xù)進(jìn)展檢測(cè)和信號(hào)增益的丈量。由于短訓(xùn)練序列符號(hào)繼續(xù)時(shí)間短、反復(fù)周期多，所以更加容易在訓(xùn)練期間做出各種丈量并進(jìn)展調(diào)整。所以在進(jìn)展載波同步時(shí)，可以先經(jīng)過(guò)短訓(xùn)練符號(hào)粗略估計(jì)頻率變差，然后采用估算修正長(zhǎng)訓(xùn)練符號(hào)，完成頻率補(bǔ)償，從而保證系統(tǒng)的可靠性。 長(zhǎng)訓(xùn)練序列符號(hào)長(zhǎng)訓(xùn)練序列在短訓(xùn)練序列之后，其長(zhǎng)度為s，其中包括兩個(gè)有效OFDM符號(hào)的長(zhǎng)度.s和一個(gè)長(zhǎng)型維護(hù)間隔的長(zhǎng)度.s，可以估計(jì)到的頻率偏向有kHz。長(zhǎng)訓(xùn)練序列主要用于準(zhǔn)確的頻率偏向估計(jì)和信道估計(jì)。由于長(zhǎng)訓(xùn)練符號(hào)

29、繼續(xù)時(shí)間較長(zhǎng)，所以在長(zhǎng)訓(xùn)練符號(hào)周期內(nèi)可以完成準(zhǔn)確的頻率估計(jì)，這是經(jīng)過(guò)丈量長(zhǎng)訓(xùn)練符號(hào)內(nèi)相隔為.s的樣值之間的相位偏轉(zhuǎn)來(lái)實(shí)現(xiàn)的。此外，經(jīng)過(guò)對(duì)長(zhǎng)訓(xùn)練符號(hào)中的一樣兩個(gè)部分進(jìn)展平均，所獲得數(shù)據(jù)的噪聲功率要比數(shù)據(jù)符號(hào)中的低dB，從而可以更加準(zhǔn)確地獲得相關(guān)解調(diào)所需的參數(shù)。 Signal域Signal域緊跟在訓(xùn)練序列符號(hào)之后，它包含Rate域和Length域兩個(gè)主要字段。根據(jù)Rate域可以得到數(shù)據(jù)符號(hào)的調(diào)制方式和碼率信息。Signal域中的信息比特采用BPSK調(diào)制和碼率為/的卷積編碼，這樣就可以得到Mb/s的信息傳輸速率，這是IEEE的.a中所規(guī)定的最低速率，同時(shí)也是最為可靠的傳輸方式，以確保Signal域信

30、息的正確傳輸與接納。Signal域共包含個(gè)比特，其中比特為Rate字段，參考表.可以得到這位比特與數(shù)據(jù)符號(hào)傳輸速率之間的對(duì)應(yīng)關(guān)系。Length域長(zhǎng)度為個(gè)比特，用于指示MAC層懇求PHY層發(fā)送的物理層效力數(shù)據(jù)單元PSDU的字節(jié)個(gè)數(shù)。當(dāng)發(fā)射機(jī)接納到MAC開(kāi)場(chǎng)傳輸?shù)膽┣笾?，物理層利用這一參數(shù)去確定MAC層和PHY層之間所需傳送的字節(jié)個(gè)數(shù)。此外，Signal域中還包含幾個(gè)未運(yùn)用的比特，比特保管供未來(lái)運(yùn)用；比特用作比特的偶校驗(yàn)比特位；剩余的比特構(gòu)成Signal的尾比特域Tail Bits Field，一切個(gè)比特都被置零，用于初始化卷積編碼器和終止Viterbi譯碼器。構(gòu)造如圖.所示。Signal符號(hào)生

31、成步驟：/卷積編碼、交錯(cuò)、BPSK調(diào)制、Pilot的插入、IFFT和插入一個(gè)GI作為維護(hù)間隔。圖. Signal域的構(gòu)造表. Rate 域的內(nèi)容信息傳輸速率Mb/s RRRR Data域數(shù)據(jù)符號(hào)Data域緊跟在Signal域之后，包含比特的效力域、PSDU、比特的尾比特域及填充比特等。相比于Signal域，數(shù)據(jù)符號(hào)域的基帶處置操作添加了數(shù)據(jù)擾碼，且可以根據(jù)信道情況選擇不同的編碼方式及調(diào)制映射以獲得不同的數(shù)據(jù)速率。其數(shù)據(jù)符號(hào)的生成步驟：擾碼操作、不同效率卷積編碼、交錯(cuò)、調(diào)制、Pilot的插入、IFFT和插入GI作為維護(hù)間隔。第章 IEEE .a物理層的OFDM技術(shù). OFDM系統(tǒng)的開(kāi)展情況及特點(diǎn)

32、在世紀(jì)年代由R.W.Chang初次提出OFDM的思想，之后由Peled和Ruiz引入循環(huán)前綴的概念，使得OFDM技術(shù)抑制了信道間干擾Inter Channel Interference, ICI和符號(hào)間干擾Inter Symbol Interference, ISI。年Weinstein和Ebert把DFT運(yùn)用到OFDM系統(tǒng)中，作為調(diào)制和解調(diào)的一部分，這樣就不再利用帶通濾波器，而是經(jīng)過(guò)基帶處置就可以直接實(shí)現(xiàn)OFDM，而且，在運(yùn)用該方法完成OFDM調(diào)制的過(guò)程中也不再需求運(yùn)用子載波振蕩器組及相關(guān)解調(diào)器，大大簡(jiǎn)化了系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)。以后OFDM在很多領(lǐng)域獲得了實(shí)踐的運(yùn)用，運(yùn)用于各種雙向無(wú)線數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)當(dāng)中，如廣

33、播式音頻和視頻領(lǐng)域，數(shù)字音頻廣播、數(shù)字視頻廣播，還包括有線網(wǎng)上基于現(xiàn)有銅雙絞線的非對(duì)稱高比特率數(shù)字用戶線技術(shù)，例如非對(duì)稱數(shù)字用戶環(huán)線Asymmetrical Digital Subscriber Loop, ADSL，以及基于IEEE .規(guī)范的無(wú)線局域網(wǎng)WLAN等。目前，OFDM最受關(guān)注的運(yùn)用是Wi-MAX無(wú)線城域網(wǎng)的寬帶接入，其信號(hào)傳輸半徑可達(dá)千米，網(wǎng)絡(luò)覆蓋面積是G基站倍，最大接入速度在Mb/s。OFDM系統(tǒng)得到國(guó)際學(xué)者們的廣泛關(guān)注，這是由于其存在諸多優(yōu)點(diǎn)。整個(gè)系統(tǒng)的誤碼率性能能具有很強(qiáng)的魯棒性。OFDM技術(shù)可以將高速數(shù)據(jù)流經(jīng)過(guò)串并變換變成低速數(shù)據(jù)流，使得每個(gè)子載波上的數(shù)據(jù)符號(hào)繼續(xù)長(zhǎng)度相對(duì)添

34、加，從而降低無(wú)線信道的時(shí)間彌散所帶來(lái)的ISI，這樣接納機(jī)可以不采用平衡器，而僅經(jīng)過(guò)插入循環(huán)前綴就可以消除ISI。OFDM的頻譜利用率高。OFDM系統(tǒng)由于各個(gè)子載波之間存在正交性，允許信道的頻譜相互重疊，而傳統(tǒng)的頻分復(fù)用技術(shù)是將頻帶分為假設(shè)干個(gè)不相交的子頻帶來(lái)傳輸并行的數(shù)據(jù)流，在接納端有一組濾波器來(lái)分別各子信道。因此，OFDM系統(tǒng)與傳統(tǒng)的頻分復(fù)用系統(tǒng)相比可以最大限制地利用頻譜資源。OFDM合成信號(hào)的頻譜非常接近于矩形，當(dāng)子載波數(shù)很大時(shí)，頻譜利用率可以接近Nyquist奈奎斯特極限。各個(gè)子信道中的這種正交調(diào)制與解調(diào)可以采用IDFT和DFT的方法實(shí)現(xiàn)或者經(jīng)過(guò)更為便利的快速傅立葉變換FFT來(lái)實(shí)現(xiàn)。目前

35、，IFFT和FFT算法都曾經(jīng)相當(dāng)成熟，且硬件實(shí)現(xiàn)也容易。物理層支持非對(duì)稱速率數(shù)據(jù)傳輸。OFDM系統(tǒng)可實(shí)現(xiàn)無(wú)線數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)非對(duì)稱性，即上行鏈路中傳輸?shù)臄?shù)據(jù)量要小于下行鏈路中的數(shù)據(jù)量，這就要求物理層支持非對(duì)稱速率數(shù)據(jù)傳輸，OFDM系統(tǒng)可以經(jīng)過(guò)運(yùn)用不同數(shù)量的子信道來(lái)實(shí)現(xiàn)上下行鏈路中不同的傳輸速率。更有效地利用無(wú)線資源和提高整個(gè)系統(tǒng)的效力質(zhì)量。由于無(wú)線信道存在頻率選擇性，不能夠一切子載波同時(shí)處于比較深的衰落形狀，因此可以經(jīng)過(guò)動(dòng)態(tài)比特分配及動(dòng)態(tài)子信道分配的方法充分利用信噪比較高的子信道，從而提高系統(tǒng)性能。而對(duì)于多用戶系統(tǒng)而言，一個(gè)用戶不適宜的子信道對(duì)于其他用戶能夠性能比較好的子信道，因此OFDM系統(tǒng)中可以根

36、據(jù)信道的實(shí)踐情況靈敏地分配信息比特。OFDM系統(tǒng)容易結(jié)合其他多種接入方法，構(gòu)成OFDMA系統(tǒng)，其中包括多載波碼分多址MC-CDMA、跳頻OFDM和OFDM-TDMA等，使得多個(gè)用戶可以同時(shí)利用OFDM技術(shù)進(jìn)展信息的傳輸?？垢蓴_才干強(qiáng)。從頻域來(lái)看，信道中因多徑而出現(xiàn)頻率選擇性衰落或存在窄帶干擾時(shí)，只需一小部分的子載波遭到影響，因此OFDM系統(tǒng)可以在某種程度上抵抗多徑及窄帶干擾，誤碼率性能可以得到提高。由于OFDM系統(tǒng)所包含的子載波是相互正交，且其輸出信號(hào)是多個(gè)子信道信號(hào)的疊加，因此同單載波系統(tǒng)相比，存在以下兩個(gè)缺陷：頻率偏向會(huì)對(duì)OFDM系統(tǒng)產(chǎn)生很大的影響。由于OFDM系統(tǒng)的子載波的頻譜相互疊加，

37、所以必需嚴(yán)厲保證這些子載波之間的正交性。假設(shè)在傳輸過(guò)程中呵斥無(wú)線信號(hào)頻譜偏移，就會(huì)破壞OFDM子載波之間的正交性，從而導(dǎo)致子信道間干擾，可見(jiàn)OFDM對(duì)頻偏比較敏感。OFDM容易產(chǎn)生較高的峰值平均功率比。假設(shè)OFDM系統(tǒng)輸出的多個(gè)信號(hào)的相位一致，就能夠?qū)е滦盘?hào)的平均功率遠(yuǎn)小于疊加信號(hào)的瞬時(shí)功率，導(dǎo)致較大的峰值平均功率比Peak-to-Average Power Ratio，PAPR。而較高的峰值平均功率能夠會(huì)導(dǎo)致信號(hào)失真，這樣輸出信號(hào)的頻譜也會(huì)發(fā)生變化，從而破壞各個(gè)子信道間的正交性，使系統(tǒng)性能惡化。. OFDM系統(tǒng)的任務(wù)原理. OFDM系統(tǒng)的根本模型OFDM可以被看作是一種頻分復(fù)用方式，一個(gè)OF

38、DM符號(hào)包括多個(gè)經(jīng)過(guò)調(diào)制的子載波。假設(shè)N表示子載波個(gè)數(shù)，T表示OFDM符號(hào)的繼續(xù)時(shí)間，dii=,N-為分配給每個(gè)子載波的數(shù)據(jù)符號(hào)，fC為第個(gè)子載波的載波頻率，矩形函數(shù)rect(t)=,|t|T/,那么從t=tS開(kāi)場(chǎng)的一個(gè)OFDM符號(hào)可以表示為 通常采用復(fù)等基帶信號(hào)來(lái)描畫(huà)OFDM的輸出信號(hào)，見(jiàn)式 QUOTE 。其中實(shí)部和虛部分別對(duì)應(yīng) QUOTE 符號(hào)的同相分量 QUOTE 和正交分量 QUOTE ,在實(shí)踐系統(tǒng)中將它們分別與相應(yīng)子載波的 QUOTE 和 QUOTE 分量相乘，構(gòu)成最終的子載波信號(hào)和合成的 QUOTE 信號(hào)。 QUOTE 系統(tǒng)數(shù)學(xué)模型的框圖如圖 QUOTE 所示，其中 QUOTE 。

39、圖. OFDM系統(tǒng)數(shù)學(xué)模型框圖圖. 包含個(gè)子載波的OFDM符號(hào)上圖.所示為一個(gè)包含個(gè)子載波的OFDM符號(hào)的實(shí)例，這里假定一切的子載波具有一樣的幅值和相位。當(dāng)然，實(shí)踐運(yùn)用中隨著數(shù)據(jù)符號(hào)的調(diào)制方式不同，每個(gè)子載波的幅值和相位都有能夠不同的。從圖.可以看出，每個(gè)子載波在一個(gè)OFDM符號(hào)周期內(nèi)都包含整數(shù)個(gè)周期，而且各個(gè)相鄰子載波之間都相差個(gè)周期，故 QUOTE (-)可見(jiàn)，對(duì)式-中的第j個(gè)子載波進(jìn)展相關(guān)解調(diào)，然后在時(shí)間長(zhǎng)度T內(nèi)進(jìn)展積分，可得 QUOTE -不難發(fā)現(xiàn)，對(duì)第j個(gè)子載波進(jìn)展相關(guān)解調(diào)可以恢復(fù)出期望符號(hào)dj。而對(duì)于其他子載波而言，由于在積分間隔內(nèi)頻率差 QUOTE 產(chǎn)生整數(shù)倍個(gè)周期，故其積分結(jié)果

40、為零，這就是OFDM系統(tǒng)子載波之間的正交性。. FFT在OFDM系統(tǒng)中的運(yùn)用令-式中 QUOTE ,且忽略矩形函數(shù)，對(duì)信號(hào)s(t)以T/N的速率進(jìn)展采樣，即令t = kT/N(k=,N-),可得 QUOTE (-)可以發(fā)現(xiàn)，式-與IDFT運(yùn)算的表達(dá)式方式是一致的。同樣在接納端，恢復(fù)原始數(shù)據(jù)符號(hào) QUOTE 的處置可以經(jīng)過(guò)對(duì) QUOTE 進(jìn)展相反的變換，即使用DFT： QUOTE (-)當(dāng)數(shù)據(jù)長(zhǎng)度較大時(shí)，可以利用FFT/IFFT來(lái)替代IDFT/DFT以提高算法速度，這也是實(shí)踐運(yùn)用中所普遍采用的方法。FFT/IFFT可以將運(yùn)算量由 QUOTE 的復(fù)數(shù)乘法顯著地降低到 QUOTE 。對(duì)于子載波數(shù)量非

41、常大的OFDM系統(tǒng)，還可以進(jìn)一步采用Radix- FFT算法，可以將復(fù)數(shù)乘法數(shù)量降低到 QUOTE ，而且Radix- FFT算法只存在，-，j,-j的相乘運(yùn)算，因此可以不運(yùn)用完好的乘法器，而只需經(jīng)過(guò)簡(jiǎn)單的加、減以及交換實(shí)部和虛部當(dāng)與-j或j相乘時(shí)就可以實(shí)現(xiàn)乘法運(yùn)算，從而可以高效地進(jìn)展大規(guī)模FFT處置。. 信道編碼技術(shù) .擾碼原理數(shù)字通訊中，假設(shè)經(jīng)常出現(xiàn)長(zhǎng)的“或“序列，將會(huì)影響位同步的建立和堅(jiān)持。在發(fā)射機(jī)中運(yùn)用擾碼，可以防止這種數(shù)據(jù)對(duì)于接納機(jī)定時(shí)的不利影響。同時(shí)，為了限制電路中存在的不同程度的非線性，周期性數(shù)字信號(hào)信號(hào)頻譜中的離散譜線有能夠在多路通訊系統(tǒng)中呵斥串?dāng)_，要求數(shù)字信號(hào)的最小周期足夠長(zhǎng)

42、。將數(shù)字信號(hào)變換成具有近似于白噪聲統(tǒng)計(jì)特性的數(shù)字序列即可滿足要求，這通常用加擾來(lái)實(shí)現(xiàn)。所謂加擾，就是不用添加冗余度而擾亂信號(hào)，改動(dòng)數(shù)字信號(hào)統(tǒng)計(jì)特性，使其近似于白噪聲統(tǒng)計(jì)特性的一種技術(shù)。這種技術(shù)的根底是建立在反響移位存放器序列或偽隨機(jī)序列實(shí)際根底之上的。采用加擾技術(shù)的通訊系統(tǒng)組成原理，如圖.所示。在發(fā)送端加擾器來(lái)改動(dòng)原始數(shù)字信號(hào)的統(tǒng)計(jì)特性，而在接納端用解擾器恢復(fù)出原始數(shù)字信號(hào)。圖. 加擾技術(shù)的通訊系統(tǒng)在OFDM系統(tǒng)Data域數(shù)據(jù)的處置中，首先需求進(jìn)展加擾操作。整個(gè)Data域數(shù)據(jù)運(yùn)用一個(gè)長(zhǎng)度為的幀同步擾碼器加擾。位的PSDU數(shù)據(jù)幀轉(zhuǎn)換成串行比特流，其中LSB在前，MSB在最后。幀同步擾碼器運(yùn)用下面

43、的生成多項(xiàng)式： QUOTE -由式-可得擾碼器的硬件實(shí)現(xiàn)構(gòu)造，如圖.所示。圖. 擾碼器的硬件實(shí)現(xiàn)擾碼器本質(zhì)上是一個(gè)反響移位存放器，其輸出為一個(gè)m序列。它能最有效地將輸入序列攪亂，使輸出數(shù)字碼元之間相關(guān)性最小。在接納機(jī)接納時(shí)，可以用同樣的擾碼器進(jìn)展解擾。.卷積碼編碼卷積碼最早是年由伊利亞斯P.Elias提出來(lái)的，它是一種非分組碼。卷積碼通常更適用于前向糾錯(cuò)法，不僅可糾正隨機(jī)過(guò)失，而且可糾正突發(fā)過(guò)失，由于在許多實(shí)踐情況中其性能經(jīng)常優(yōu)于分組碼，而且設(shè)備比較簡(jiǎn)單。年維特比Viterbi提出了基于最大似然的維特比譯碼算法，并被廣泛地運(yùn)用于現(xiàn)代通訊中。卷積碼原理卷積碼通常用n, k, m表示，它是把k個(gè)信

44、息比特編成n個(gè)編碼比特，通常k和n很小，特別適宜于以串行方式傳輸信息，延時(shí)小。m為編碼約束長(zhǎng)度，闡明編碼過(guò)程中相互約束的碼段個(gè)數(shù)。卷積碼編碼后的n個(gè)碼元不僅與當(dāng)前組的k個(gè)信息比特有關(guān)，而且與前m-個(gè)輸入的信息比特有關(guān)，這樣編碼過(guò)程中相互的碼元有m n個(gè)。定義R = k/n 為卷積碼的碼率，碼率和約束長(zhǎng)度是衡量卷積碼性能的兩個(gè)重要參數(shù)。卷積碼的編碼描畫(huà)方法分為兩類：解析表示法與圖形表示法。前者又包括離散卷積法、生成矩陣法和碼多項(xiàng)式法等；后者包括形狀圖法、樹(shù)圖法和格圖法等。通常經(jīng)過(guò)移位存放器組成的網(wǎng)絡(luò)構(gòu)造來(lái)描畫(huà)。如圖.所示為一個(gè)約束長(zhǎng)度為、碼率R=/的卷積器。圖. 約束長(zhǎng)度為、碼率R=/的卷積編碼

45、器該卷積編碼器由個(gè)移位存放器D和個(gè)模加法器組成。每輸入一個(gè)信息元中 QUOTE ，就編出兩個(gè)監(jiān)視元pj、pj，依次輸出成為mj、pj、pj，碼長(zhǎng)為，其中信息元只占位，構(gòu)成卷積碼的一個(gè)分組，稱作，卷積碼。由圖可知，監(jiān)視元pjpj不僅與本組輸入的信息元mj有關(guān)還與前幾組的信息元mj-，mj-，mj-有關(guān)。由于，卷積碼中，每個(gè)碼字除了與本組信息元mj相關(guān)外，還與前面?zhèn)€信息元有關(guān)，亦即每個(gè)碼字共與相鄰的個(gè)信息元相關(guān)，因此說(shuō)這個(gè)卷積的約束長(zhǎng)度為。約束長(zhǎng)度定了移位存放器數(shù)目。移位存放器長(zhǎng)度加，即為約束長(zhǎng)度。編碼與約束長(zhǎng)度有關(guān)，譯碼也與約束長(zhǎng)度有關(guān)。碼率為/的卷積碼，它只需位監(jiān)視位，編碼效率高，也比較簡(jiǎn)單。

46、假設(shè)運(yùn)用的約束長(zhǎng)度較長(zhǎng)，那么既可以糾正突發(fā)過(guò)失，也可以糾正隨機(jī)過(guò)失。 .a中的卷積碼.a協(xié)議中規(guī)定卷積編碼運(yùn)用的生成多項(xiàng)式是 QUOTE 和 QUOTE ，碼率為/，原理圖如圖.所示。圖. .a協(xié)議中的卷積編碼器輸出數(shù)據(jù)A的生成多項(xiàng)式為 QUOTE (-)輸出數(shù)據(jù)B的生成多項(xiàng)式為 QUOTE (-)因此，可以運(yùn)用個(gè)移位存放器實(shí)現(xiàn)卷積編碼，每輸入比特?cái)?shù)據(jù)，將會(huì)依次輸出數(shù)據(jù)A和B，輸出的數(shù)據(jù)變?yōu)楸忍兀瑢?shí)現(xiàn)了/碼率的卷積編碼。 刪余無(wú)線通訊基帶信號(hào)處置中，為了提高傳輸效率，在卷積編碼后普通要進(jìn)展刪余操作，即周期性的刪除一些相對(duì)不重要的數(shù)據(jù)比特，引入刪余操作的卷積編碼也稱作刪余卷積碼。在編碼時(shí)進(jìn)展了刪

47、余操作后，需求在譯碼時(shí)進(jìn)展depuncture，即在譯碼之前將刪余比特別位加以填充。.a中，為了實(shí)現(xiàn)更高的速率多種不同的傳輸速率，也采用了刪余操作。在/碼率卷積編碼后刪去一些已編碼比特。/碼率的刪余過(guò)程如圖.所示，每輸入個(gè)編碼比特的數(shù)據(jù)，刪去其中個(gè)，并在/倍時(shí)鐘下輸出剩余的個(gè)比特，最終碼率為/除以/，即/。源數(shù)據(jù) QUOTE QUOTE QUOTE 編碼數(shù)據(jù) 刪余比特 刪余后數(shù)據(jù)圖. /碼率刪余過(guò)程同理，/碼率的刪余過(guò)程為每輸入個(gè)編碼比特的數(shù)據(jù)，刪去其中兩個(gè)，并在/倍時(shí)鐘下輸出剩余的個(gè)比特，最終碼率為/除以/，即/。 多碼速卷積編碼OFDM系統(tǒng)中根據(jù)不同的數(shù)據(jù)速率，有不同的編碼率，如表.所示表

48、. 不同數(shù)據(jù)速率對(duì)應(yīng)的不同碼率數(shù)據(jù)速率Mbit/s碼率/OFDM中Data域的數(shù)據(jù)，經(jīng)過(guò)加擾處置后，需求進(jìn)展卷積編碼。根據(jù)所需的傳輸速率，分別選擇/，/，或/中的一種碼率進(jìn)展卷積編碼。傳輸速率信息由Signal域中的Rate決議。其中，/碼率可以直接由R=/的卷積編碼器生成，其他碼率那么需求在/碼率卷積編碼的根底上進(jìn)展刪余操作才干得到。Signal域的數(shù)據(jù)只進(jìn)展/碼率的卷積編碼。.交錯(cuò)編碼交錯(cuò)是為了在時(shí)域或頻域或者同時(shí)在時(shí)域、頻域上分布傳輸?shù)男畔⒈忍兀剐诺赖耐话l(fā)錯(cuò)誤在時(shí)間上得以分散，從而使得譯碼器可以將它們當(dāng)作隨機(jī)錯(cuò)誤處置，處理了由噪聲、干擾等引起的突發(fā)過(guò)失，使糾錯(cuò)碼能抵抗這些突發(fā)錯(cuò)誤。交錯(cuò)

49、器在幾個(gè)分組長(zhǎng)度或幾個(gè)約束長(zhǎng)度范圍內(nèi)對(duì)碼元進(jìn)展混洗，這個(gè)范圍是由突發(fā)繼續(xù)時(shí)間決議的。通訊系統(tǒng)的交錯(cuò)方式取決于信道特性。假設(shè)系統(tǒng)在一個(gè)純粹的AWGN加性高斯白噪聲環(huán)境下運(yùn)轉(zhuǎn)，即準(zhǔn)平穩(wěn)信道，那么在一個(gè)數(shù)據(jù)包的繼續(xù)時(shí)間上根本沒(méi)有什么變化，就不需求交錯(cuò)。由于這時(shí)，經(jīng)過(guò)重新分配的方法是無(wú)法改動(dòng)誤碼分布的。交錯(cuò)必然在系統(tǒng)中引入延時(shí)，這是由于接納到的比特順序與信息源發(fā)送時(shí)的順序是不一樣的。通訊系統(tǒng)常規(guī)定了系統(tǒng)所能容忍的最大延時(shí)，因此也限制了所能運(yùn)用的交錯(cuò)器的交錯(cuò)深度。在發(fā)送端加上數(shù)據(jù)交錯(cuò)器，在接納端去掉交錯(cuò)器，是信道中的突發(fā)錯(cuò)誤離散開(kāi)來(lái)，將原來(lái)屬于突發(fā)過(guò)失的信道改成獨(dú)立的隨機(jī)過(guò)失信道，從而充分發(fā)揚(yáng)糾錯(cuò)編碼的

50、作用。交錯(cuò)實(shí)踐上一種信道改造技術(shù)，它將一個(gè)數(shù)據(jù)序列在一一對(duì)應(yīng)的條件下進(jìn)展數(shù)據(jù)的位置重排過(guò)程。其逆過(guò)程成為解交錯(cuò)，即將接納到得序列進(jìn)展位置復(fù)原，使數(shù)據(jù)恢復(fù)原來(lái)發(fā)送時(shí)的順序。經(jīng)常運(yùn)用的兩種交錯(cuò)分別為分組交錯(cuò)器和卷積交錯(cuò)器。 分組交錯(cuò)器原理 常用的交錯(cuò)器主要有種：矩陣分組式，偽隨機(jī)式和半偽隨機(jī)式。由于序列較短的偽隨機(jī)數(shù)之間的相關(guān)特性較大，對(duì)于實(shí)時(shí)性要求高、信息幀較短的通訊系統(tǒng)，矩陣分組式交錯(cuò)器性能優(yōu)于偽隨機(jī)和半偽隨機(jī)式交錯(cuò)器。隨著信息幀長(zhǎng)度的添加，交錯(cuò)長(zhǎng)度也相應(yīng)增長(zhǎng)，此時(shí)假設(shè)采用矩陣分組交錯(cuò)器，交錯(cuò)前后信息序列的不動(dòng)點(diǎn)增多，偽隨機(jī)數(shù)的產(chǎn)生更加均勻，交錯(cuò)前后的序列相關(guān)性減小，所以對(duì)于譯碼精度要求較高的

51、通訊系統(tǒng)，應(yīng)采用隨機(jī)交錯(cuò)器，半偽隨機(jī)交錯(cuò)方式那么為折中的方案。下面經(jīng)過(guò)一個(gè)簡(jiǎn)單的矩陣分組交錯(cuò)器例子，分析經(jīng)過(guò)交錯(cuò)和反交錯(cuò)變換，將一突發(fā)錯(cuò)誤信道改造為獨(dú)立過(guò)失信道的過(guò)程。假設(shè)發(fā)送一組信息X=(x，x，.x)，首先將X送入交錯(cuò)器，此交錯(cuò)器設(shè)計(jì)為按列寫(xiě)入按行取出的陣列存儲(chǔ)器。送入交錯(cuò)器后，從存儲(chǔ)器里按行輸出，送入突發(fā)錯(cuò)誤信道，信道輸出再送入反交錯(cuò)器，完成交錯(cuò)的相反變換，即按行寫(xiě)入，按列讀出。反交錯(cuò)器的輸出，即陣列存儲(chǔ)器中按列讀出的信息，其過(guò)失規(guī)律就變成了獨(dú)立過(guò)失。過(guò)程如下：交錯(cuò)矩陣為 那么交錯(cuò)器輸出為 QUOTE 假設(shè)突發(fā)信道產(chǎn)生兩個(gè)突發(fā)：第一個(gè)突發(fā)產(chǎn)生于x至x連錯(cuò)個(gè)，第二個(gè)突發(fā)產(chǎn)生于x至x連錯(cuò)個(gè)，

52、那么此時(shí)接納到的信號(hào)為去交錯(cuò)矩陣為那么去交錯(cuò)矩陣的輸出為由此可見(jiàn)，經(jīng)過(guò)交錯(cuò)矩陣和反交錯(cuò)矩陣后，原來(lái)信道的突發(fā)過(guò)失，即個(gè)連錯(cuò)和個(gè)連錯(cuò)變成了無(wú)記憶隨機(jī)性的獨(dú)立過(guò)失。這個(gè)例子的陣列存儲(chǔ)器可推行至MN的分組交錯(cuò)器，進(jìn)展類似的分析，上述結(jié)論依然有效。M，N分組交錯(cuò)器具有的特性如下：任何長(zhǎng)度L M的突發(fā)過(guò)失，經(jīng)過(guò)交錯(cuò)變換后，成為至少被N-位隔開(kāi)的一些單個(gè)獨(dú)立過(guò)失；任何長(zhǎng)度L M的突發(fā)過(guò)失，經(jīng)過(guò)去交錯(cuò)變換后，可將長(zhǎng)突發(fā)變換成短突發(fā)，其突發(fā)長(zhǎng)度為 QUOTE ；在不計(jì)信道時(shí)延的條件下，完成交錯(cuò)與去交錯(cuò)變換兩端間的時(shí)延為MN個(gè)符號(hào)，而交錯(cuò)和去交錯(cuò)各占MN個(gè)符號(hào)。在特殊情況下，周期為M個(gè)符號(hào)單個(gè)獨(dú)立過(guò)失序列經(jīng)過(guò)去

53、交錯(cuò)后，會(huì)產(chǎn)生相應(yīng)序列長(zhǎng)度的突發(fā)錯(cuò)誤。 卷積交錯(cuò)器原理卷積交錯(cuò)器是一種非常適宜于運(yùn)用延續(xù)比特流系統(tǒng)的交錯(cuò)方式，圖.所示為卷積交錯(cuò)器的根本構(gòu)造。這種交錯(cuò)器將比特在左邊的轉(zhuǎn)換器中寫(xiě)入，從右邊的轉(zhuǎn)換器中讀出。卷積交錯(cuò)器的主要優(yōu)點(diǎn)在于到達(dá)同樣交錯(cuò)深度時(shí)，其所存儲(chǔ)的容量幾乎是分組交錯(cuò)器所存儲(chǔ)容量的一半，因此可以大大減少由交錯(cuò)而引起的延時(shí)。卷積交錯(cuò)器的反交錯(cuò)是經(jīng)過(guò)對(duì)交錯(cuò)器沿其程度軸翻轉(zhuǎn)來(lái)實(shí)現(xiàn)的，詳細(xì)操作過(guò)程與交錯(cuò)的過(guò)程是類似的。圖. 卷積交錯(cuò)器的構(gòu)造 .a中的交錯(cuò).a中的交錯(cuò)深度等于一個(gè)OFDM符號(hào)，因此這是一個(gè)分組交錯(cuò)器。交錯(cuò)深度與所采用的調(diào)制方式有關(guān)：BPSK、QPSK、QAM和QAM的交錯(cuò)深度分別為

54、、和個(gè)比特，每種調(diào)制方式的交錯(cuò)深度是經(jīng)過(guò)數(shù)據(jù)子載波的數(shù)量與每個(gè)符號(hào)中比特的個(gè)數(shù)相乘而得到的。. OFDM映射與調(diào)制技術(shù).映射調(diào)制 OFDM中的調(diào)制根據(jù)不同的速率要求，OFDM的子載波需求用BPSK、QPSK、QAM或QAM調(diào)制方式調(diào)制。數(shù)據(jù)經(jīng)過(guò)卷積編碼和交錯(cuò)后，串行的數(shù)據(jù)流每、或個(gè)比特分成一組，以一定的規(guī)那么映射成復(fù)數(shù)，構(gòu)成BPSK、QPSK、QAM或QAM調(diào)制。在傳輸過(guò)程中，調(diào)制方式能夠發(fā)生變化，如Signal符號(hào)的數(shù)據(jù)采用的是BPSK調(diào)制，而Data符號(hào)采用的是另一種調(diào)制方式。為了使一切的映射有一樣的平均功率，需求對(duì)映射進(jìn)展歸一化。映射后的復(fù)數(shù)值乘上一個(gè)歸一化的量 QUOTE ,即可得到輸

55、出數(shù)據(jù)。 QUOTE 的值根據(jù)不同的調(diào)制方式而不同，如表.所示。表. 不同調(diào)制方式對(duì)應(yīng)的歸一化因子 QUOTE ModulationBPSKQPSKQAMQAM QAM(正交幅度調(diào)制)以QAM的映射方式為例。QAMQuadature Amplitude Modulation,正交幅度調(diào)制與其他調(diào)制技術(shù)相比，能得到高的頻譜效率，且具有抗操聲才干強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)，因此得到廣泛運(yùn)用。MQAM信號(hào)的平均信號(hào)功率譜主瓣寬度為RS,RS為符號(hào)傳輸速率，等于信息符號(hào)速率Rb/(logM)。在Rb一定時(shí)，M越大，其主瓣寬度越大，頻帶利用率就越高。QAM調(diào)制中，數(shù)據(jù)信號(hào)由相互正交的兩個(gè)載波的幅度變化表示。QAM是一種矢

56、量調(diào)制，將輸入比特先映射普通采用格雷碼到一個(gè)復(fù)平面星座上，構(gòu)成復(fù)數(shù)調(diào)制符號(hào)，然后將該符號(hào)的I、Q分量即該復(fù)數(shù)的實(shí)部和虛部采用幅度調(diào)制，分別對(duì)應(yīng)調(diào)制在相互正交時(shí)域正交的兩個(gè)載波cos QUOTE 和sin QUOTE 上。正交振幅調(diào)制可以表示為式中：兩個(gè)相互正交的載波分量中，每一個(gè)載波被一組離散的振幅 QUOTE 、 QUOTE 所調(diào)制，故稱這種方式為正交振幅調(diào)制；TS是碼元寬度，m=、 、M，M為 QUOTE 和 QUOTE 的電平數(shù)。振幅 QUOTE 和 QUOTE 可以表示成： QUOTE (-)式中：A是固定振幅， QUOTE 、 QUOTE 由輸入信號(hào)確定。 QUOTE 決議已調(diào)QAM

57、信號(hào)在星座圖中的坐標(biāo)點(diǎn)。QAM是幅度、相位結(jié)合調(diào)制的技術(shù)，它同時(shí)利用載波的幅度和相位來(lái)傳送信息比特，因此在最小間隔 一樣的條件下可實(shí)現(xiàn)更高的頻帶利用率。QAM調(diào)制器的實(shí)現(xiàn)過(guò)程中，發(fā)送數(shù)據(jù)在進(jìn)展串并轉(zhuǎn)換器內(nèi)分成兩路，然后分別與一對(duì)正交調(diào)制分量相乘，求和后輸出，如圖.所示。圖. QAM調(diào)制器原理類似于其他數(shù)字調(diào)制方式，QAM的信號(hào)可以用星座圖方便地表示，星座圖上每一個(gè)星座點(diǎn)對(duì)應(yīng)發(fā)射信號(hào)集中的那一點(diǎn)。星座點(diǎn)數(shù)越多，每個(gè)符號(hào)能傳輸?shù)男畔⒘烤驮酱蟆Ｕ{(diào)制技術(shù)的可靠性可由相鄰星座點(diǎn)之間的最小間隔 來(lái)衡量，最小間隔 越大，抵抗噪聲等干擾的才干越強(qiáng)，前提是信號(hào)的平均功率一樣。常見(jiàn)的QAM方式有QAM、QAM、Q

58、AM等，WiMAX系統(tǒng)就采用了QAM及QAM這兩種QAM技術(shù)。QAM信號(hào)在星座圖上具有個(gè)樣點(diǎn)，每個(gè)樣點(diǎn)表示一種矢量形狀，QAM有態(tài)，每位二進(jìn)制數(shù)規(guī)定了態(tài)中的一態(tài)，QAM的每個(gè)符號(hào)時(shí)間傳送比特映射。圖.所示為QAM的星座圖。根據(jù).a規(guī)定，QAM編碼表如表.所示。圖. QAM的星座圖映射經(jīng)過(guò)表.映射后得到的I/Q數(shù)據(jù)再乘上 QUOTE 進(jìn)展歸一化，即得到調(diào)制后的I/Q值。I/Q數(shù)據(jù)分別進(jìn)展A/D變換，得到兩路模擬電平信號(hào)，用于和 QUOTE 相乘，從而實(shí)現(xiàn)調(diào)制。表. QAM編表輸入比特bbI輸入比特bbQ-QAM輸入比特采用格雷碼映射到一個(gè)復(fù)平面上，構(gòu)成復(fù)數(shù)符號(hào)。采用格雷碼使得接納端發(fā)生星座點(diǎn)誤判

59、時(shí)，會(huì)以較大的概率誤判為相鄰星座點(diǎn)，這樣只出現(xiàn)一個(gè)比特錯(cuò)誤，提高了抗噪聲才干;相鄰星座點(diǎn)發(fā)生轉(zhuǎn)換時(shí)，由于只需一個(gè)比特發(fā)生變化，因此數(shù)字電路尖峰脈沖較小。. IFFT實(shí)現(xiàn)OFDM調(diào)制 IFFT/FFT 原理由本章第.節(jié)中所提的-與IDFT運(yùn)算的表達(dá)式一致，闡明OFDM復(fù)等效基帶信號(hào)可以用離散傅立葉反變換的方法得到，而在OFDM系統(tǒng)的實(shí)踐運(yùn)用中，通常采用更加方便快捷的快速傅立葉變換IFFT/FFT來(lái)降低運(yùn)算復(fù)雜度。設(shè)x(n)為N點(diǎn)有限長(zhǎng)序列，其DFT為式中： QUOTE ，而反變換IDFT為對(duì)IDFT取共軛，得因此這闡明IDFT的實(shí)現(xiàn)只需先將X(k)取共軛，就可以直接利用DFT方法計(jì)算，最后再將運(yùn)

60、算結(jié)果取一次共軛，并乘以/N即可得到x(n)。所以，DFT和IDFT可以共用一個(gè)算法，這里僅討論DFT的快速傅立葉變換算法FFT的實(shí)現(xiàn)。由于旋轉(zhuǎn)因子 QUOTE 具有對(duì)稱性、周期性和可約性，使得DFT的運(yùn)算中有些項(xiàng)可以合并且可以將長(zhǎng)序列的DFT分解為短序列的DFT，由此產(chǎn)生了FFT算法。其算法根本上可以分為兩大類：按時(shí)間抽選DIT法和按頻率抽選法DIF法。按照逐次分解的塊蝶形運(yùn)算的大小，常用的FFT算法主要為radix-或radix-，前者較為直觀但乘法器較多，而后者需求較少的乘法器但控制更復(fù)雜。 DIT的基FFT算法FFT算法的根本思想在于以下兩點(diǎn)：系數(shù) QUOTE 是一個(gè)周期函數(shù)，它的周期