第3章模擬信號的調(diào)制與解調(diào)

1、第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 第 3 章 模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 3.1 模擬信號的線性調(diào)制模擬信號的線性調(diào)制 3.2 模擬信號的非線性調(diào)制模擬信號的非線性調(diào)制 3.3 模擬調(diào)制方式的性能比較模擬調(diào)制方式的性能比較 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 3.1 模擬信號的線性調(diào)制模擬信號的線性調(diào)制 3.1.1 3.1.1 常規(guī)雙邊帶調(diào)制（常規(guī)雙邊帶調(diào)制（AMAM） 常規(guī)雙邊帶調(diào)制就是標(biāo)準(zhǔn)幅度調(diào)制，它用調(diào)制信號去控制高頻載波的振幅，使已調(diào)波的振幅按照調(diào)制信號的振幅規(guī)律線性變化。 AM調(diào)制器模型如圖3 - 1所示。 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 圖 3 - 1 AM調(diào)制器模型 x(t)A0coscts

2、AM(t)h(t)第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 假設(shè)調(diào)制信號為x(t)，沖擊響應(yīng)為h(t)=(t)，即濾波器H()=，是全通網(wǎng)絡(luò)，載波信號為c(t)=cosct, 調(diào)制信號x(t)疊加直流A0后與載波相乘，經(jīng)過濾波器后就得到標(biāo)準(zhǔn)調(diào)幅（AM）信號，AM信號的時域和頻域表示式分別為 )()(21)()()(cos)(coscos)(cos)()(cccc0AMcc0cc0AMXXAsttxtAttAttxAts(3-1) (3-2) AM信號的波形和頻譜如圖3 - 2所示。 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 圖 3 - 2AM信號的波形和頻譜(a) 調(diào)制信號； (b) 疊加直流的調(diào)制信號； (c)

3、 載波信號； (d) 已調(diào)波信號 Ox(t)tX()Om m(a)A0 x(t)A0Ot(b)mmOA0 x(t)信號頻譜2A0X第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 圖 3 - 2AM信號的波形和頻譜(a) 調(diào)制信號； (b) 疊加直流的調(diào)制信號； (c) 載波信號； (d) 已調(diào)波信號 cosct1O 1(c)余 弦 信 號 頻 譜ccOOsAM(t)tt ccSAM() cc2m2mUSBLSBA0cA0cLSBUSBO(d )(21cX)(21cX第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 由圖3 - 2可以看出： （1） 調(diào)幅過程使原始頻譜X()搬移了c，且頻譜中包含載頻分量A0(+c)+(-c)和邊

4、帶分量（1/2）X(+c)+ X(c)兩部分。 （2）AM波的幅度譜|X()|是對稱的。 在正頻率區(qū)域，高于c的頻譜叫上邊帶（USB），低于c的頻譜叫下邊帶（LSB）；又由于幅度譜對原點是偶對稱的，所以在負(fù)頻率區(qū)域，上邊帶應(yīng)落在低于- c的頻譜部分，下邊帶應(yīng)落在高于- c的頻譜部分。 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) （3）AM波占用的帶寬BAM（Hz）應(yīng)是基帶消息信號帶寬fm（fm=m/2）的兩倍，即BAM=2fm。 （4） 要使已調(diào)波不失真，必須在時域和頻域滿足以下條件： 在時域范圍內(nèi)， 對于所有t，必須 0max| )(|Atx（3 - 3） 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 這就保證了A(

5、t)=A0+x(t)總是正的。這時，調(diào)制后的載波相位不會改變，信息只包含在信號之中，已調(diào)波的包絡(luò)和x(t)的形狀完全相同，用包絡(luò)檢波的方法很容易恢復(fù)出原始的調(diào)制信號。 否則， 將會出現(xiàn)過調(diào)幅現(xiàn)象而產(chǎn)生包絡(luò)失真。 在頻域范圍內(nèi)， 載波頻率應(yīng)遠大于x(t)的最高頻譜分量，即 mcff （3 - 4） 若不滿足此條件， 則會出現(xiàn)頻譜交疊， 此時的包絡(luò)形狀一定會產(chǎn)生失真。 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 振幅調(diào)制信號的一個重要參數(shù)是調(diào)幅度ma， 其定義如下： minmaxminmaxa)()()()(tAtAtAtAm(3 - 5) 一般情況，ma小于1, 只有A(t)為負(fù)值時，出現(xiàn)過調(diào)幅現(xiàn)象，ma才

6、大于1。 AM信號在1電阻上的平均功率PAM等于sAM(t)的均方值。 當(dāng)x(t)為確知信號時，sAM(t)的均方值等于其平方的時間平均， 即 ttxAttxtAttxAtxPc20c22c220c2202AMAMcos)(2cos)(coscos)()(第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 當(dāng)調(diào)制信號無直流分量時，x(t)=0，且當(dāng)x(t)是與載波無關(guān)的較為緩慢變化的信號時， 有 sc220AM2)(2PPtxAP（3 - 6） 式中，Pc=A20/2為載波功率，為邊帶功率。 2/ )(2stxP 由式（3 - 6）可知，AM信號的平均功率是由載波功率和邊帶功率組成的，而只有邊帶功率才與調(diào)制信號有

7、關(guān)。 載波功率在AM信號中占有大部分能量，即使在滿調(diào)制(ma=1)條件下，兩個邊帶上的有用信號仍然只占很小能量。因此，從功率上講， AM信號功率利用率比較低。 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 已調(diào)波的調(diào)制效率定義為邊帶功率與總平均功率之比， 即 )()(2202scsAMtxAtxPPP 對 于 調(diào) 制 信 號 為 單 頻 余 弦 信 號 的 情 況 ，x(t)=Amcos(mt+m)，x2(t) =A2m/2, 此時 2a2a2m202m2202AM22)()(mmAAAtxAtx(3 - 7) “滿調(diào)制”ma=1 時， 調(diào)制效率達到最大值, AM=1/3。 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào)

8、3.1.2 3.1.2 抑制載波雙邊帶調(diào)幅抑制載波雙邊帶調(diào)幅(DSB-SC)(DSB-SC)為了提高調(diào)幅信號的效率，就得抑制掉已調(diào)波中的載波分量。要抑制掉AM信號中的載波，只需在圖-中將直流分量A取掉，得到抑制載波的雙邊帶信號，簡稱雙邊帶信號(DSB)。 DSB信號的時域表示為 ttxtscDSBcos)()(當(dāng)調(diào)制信號x(t)為確知信號時，DSB信號的頻譜為 2)(2)()(ccDSBXXs(3 - 9) (3 - 8) 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 圖 3 - 3 DSB信號的波形和頻譜(a) 調(diào)制信號； (b) 載波信號； (c) 已調(diào)波信號 x(t)OtO mmX()cosctt11

9、OO ccccsDSB(t)O反相點t ccOUSBLSBLSBUSBSDSB()(21cX)(21cX(a)(b)(c)第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 由于DSB頻譜中沒有載波分量，Pc=0。因此，信號的全部功率都包含在邊帶上， 即 2)(2SDSBtxPP(3 - 10) 這就使得調(diào)制效率達到，即DSB=1。 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 3.1.3 單邊帶調(diào)幅單邊帶調(diào)幅(SSB) 1. 1. 濾波法產(chǎn)生單邊帶信號濾波法產(chǎn)生單邊帶信號所謂濾波法，就是在雙邊帶調(diào)制后接上一個邊帶濾波器， 保留所需要的邊帶，濾除不需要的邊帶。邊帶濾波器可用高通濾波器產(chǎn)生USB邊帶信號，也可用低通濾波器產(chǎn)生LS

10、B信號。 圖-(a)是產(chǎn)生SSB信號的高通和低通濾波特性，圖-(b)是SSB信號的頻譜特性。 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 圖 3 - 4 產(chǎn)生SSB信號的濾波和頻譜特性（a） 邊帶濾波特性； (b) 頻譜特性 X() HHSM() ccOO 上邊帶 下邊帶 下邊帶 上邊帶 ccO上邊帶頻譜O cc下邊帶頻譜H()1O ccH()O cc1(a)(b)第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 用濾波法產(chǎn)生SSB信號的原理框圖如圖 - 所示。 圖中乘法器是平衡調(diào)制器，濾波器是邊帶濾波器。從頻譜圖中可以看出，要產(chǎn)生單邊帶信號，就必須要求濾波器特性十分接近理想特性，即要求在c處必須具有銳截止特性。這一點在低

11、頻段還可制作出較好的濾波器，但對于高頻段就很難找到合乎特性要求的濾波器了。 通常解決高頻段濾波器的辦法是采用多級調(diào)制濾波， 實現(xiàn)多級頻率搬移。也就是說，先在低載頻上形成單邊帶信號，然后通過變頻將頻譜搬移到更高的載頻。頻譜搬移可以連續(xù)分幾步進行，直至達到所需的載頻為止。圖 - 是兩級調(diào)制濾波器的原理框圖及頻譜圖。 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 圖 3 - 5 濾波法產(chǎn)生SSB信號 HSSB()x(t)載 波 c(t)sDSB(t)sSSB(t)第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 圖 3-6 兩級調(diào)制濾波產(chǎn)生SSB信號(a) 原理框圖； (b) 調(diào)制頻譜 H1()x(t)cosc1(t)s1(t)調(diào)

12、制信號H2()s2(t)sSSB(t)cosc2(t)(a)(b)S1(H1(Oc1S2(c2H2(O第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 2. 2. 移相法產(chǎn)生單邊帶信號移相法產(chǎn)生單邊帶信號任一調(diào)制基帶信號，可用n個余弦信號之和來表示， 即 txtxinii1cos)(經(jīng)雙邊帶調(diào)制 ttxttxtsniici1cDSBcoscoscos)()(如果通過上邊帶濾波器HUSB(), 則得到USB信號 ttxttxttsniicc1cUSBsin)( 21cos)(21)cos(21)(第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 如果通過下邊帶濾波器HLSB(), 則得到LSB信號 ttxttxtsccLSBsin

13、)( 21cos)(21)(式中是將x(t)中所有頻率成分均相移90后得到的。 txtxiniisin)( 1把上、下邊帶信號合并起來， 單邊帶信號就可寫成 ttxttxtsccSSBsin)( 21cos)(21)(3 - 11)式中， “”號表示上邊帶， “”號表示下邊帶。 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 根據(jù)式(3 - 11)可得到相移法實現(xiàn)單邊帶信號的原理框圖如圖 - 所示。 從圖-可知，相移法單邊帶信號產(chǎn)生器有兩個相乘器， 第一個相乘器產(chǎn)生一般的雙邊帶信號，第二個相乘器的輸入信號需要移相90。對于單頻移相比較容易實現(xiàn)，但對于寬頻信號，需要一個寬帶移相網(wǎng)絡(luò)，而制作寬帶移相網(wǎng)絡(luò)是非常困難

14、的。如果寬帶移相網(wǎng)絡(luò)做得不好，容易使單邊帶信號失真。 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 總之，單邊帶調(diào)制方式的優(yōu)點是：節(jié)省載波發(fā)射功率， 同時頻帶利用率也高，它所占用的頻帶寬度僅是雙邊帶的一半， 和基帶信號的頻帶寬度相同。 單邊帶信號的解調(diào)和雙邊帶一樣，不能采用簡單的包絡(luò)檢波，因為它的包絡(luò)不能直接反映調(diào)制信號的變化，所以仍然需要采用相干解調(diào)。 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 圖 3 - 7 相移法產(chǎn)生單邊帶信號原理圖 90 xSSB(t)cosctttxcsin)( ttxcsin)( 90 x(t)第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 3.1.4 殘留邊帶調(diào)幅殘留邊帶調(diào)幅(VSB)當(dāng)調(diào)制信號x(t)

15、的頻譜具有豐富的低頻分量時，如電視和電報信號，已調(diào)信號頻譜中的上、下邊帶就很難分離，這時用單邊帶就不能很好地解決問題。那么，殘留邊帶就是解決這種問題一個折衷的辦法，它是介于SSB和DSB之間的一種調(diào)制方法，既克服了DSB信號占用頻帶寬的缺點，又解決了SSB實現(xiàn)上的難題。 在VSB中，不是對一個邊帶完全抑制，而是使它逐漸截止， 使其殘留一小部分。圖3 - 8 示出了調(diào)制信號、DSB、SSB及 VSB信號頻譜結(jié)構(gòu)比較特性。 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 圖 3 - 8 調(diào)制信號、DSB、SSB和VSB信號的頻譜 X()22OSDSB() ccOSSSB()O cc ccSVSB()O(a)(b)

16、(c)(d)第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 濾波法實現(xiàn)殘留邊帶調(diào)制的原理如圖3 - 9(a)所示。 圖中HVSB()是殘留邊帶濾波器傳輸特性，它的特點是c附近具有滾降特性，如圖 - (b)所示，而且要求這段特性對于|c|上半幅度點呈現(xiàn)奇對稱，即互補對稱特性。 在邊帶范圍內(nèi)其他各處的傳輸特性應(yīng)當(dāng)是平坦的。 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 圖 3 - 9 VSB調(diào)制原理框圖及濾波器特性(a) 殘留邊帶調(diào)制器；(b) 殘留邊帶濾波器(c) 殘留邊帶濾波器的互補對稱性 HVB S c HVB ScHVSB()x(t)c(t) cosctsVSB(t)HVSB()U B SU B Smm0 cc2m22

17、0HVB ScHVB Sc(c)(a)(b)第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 由于邊帶信號頻譜具有偶對稱性，因此，VSB中的互補對稱性就意味著將HVSB()分別移動c和c就可以到如圖 - (c)所示的HVSB(+c)和HVSB(c)，將兩者疊加，即 常數(shù))()(cVSBcVSBHH|m (3 - 12) 式中，m是調(diào)制信號的最高頻率。 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 3.1.5 3.1.5 模擬線性調(diào)制的一般模型模擬線性調(diào)制的一般模型1. 1. 模擬線性調(diào)制信號產(chǎn)生的一般模型模擬線性調(diào)制信號產(chǎn)生的一般模型模擬線性調(diào)制的一般模型如圖 - 所示。 圖 - 模擬線性調(diào)制的一般模型 h(t)x(t)sc

18、(t)cosct第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 設(shè)調(diào)制信號x(t)的頻譜為X()，沖激響應(yīng)h(t)的濾波器特性為H()，則其輸出已調(diào)信號的時域和頻域表示式為 )()()(21)()(cos)()(ccccHXXSthttxts(3 - 13) (3 - 14) 式中, c為載波角頻率， )()(thH。 如果將式(3 - 13)展開， 就可得到另一種形式的時域表示式， 即 ttsttstsQccIcsin)(cos)()(3 15) 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 式中， tththtxthtstththtxthtscQQQcIIIsin)()(),()()(cos)()(),()()(3 -

19、 16) (3 17) 式(3 - 15)中第一項是載波為cosct的雙邊帶調(diào)制信號，與參考載波同相，稱為同相分量，第二項是以sinct為載波的雙邊帶調(diào)制，與參考載波cosct正交，稱為正交分量。sI(t)和sQ(t)分別稱為同相分量幅度和正交分量幅度。 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 相應(yīng)的頻域表示式為 )()(2j)()(21)(cQcQcIcIcSSSSS 于是，模擬線性調(diào)制的模型可換成另一種形式，即模擬線性調(diào)制相移法的一般模型，如圖3-11所示。這個模型適用于所有線性調(diào)制。 (3-18)第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) HQ()2s(t)cosctHI()sI(t)sQ(t)x(t)圖3

20、-11 模擬線性調(diào)制相移法的一般模型第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 2. 2. 模擬線性調(diào)制相干解調(diào)的一般模型模擬線性調(diào)制相干解調(diào)的一般模型 調(diào)制過程是一個頻譜搬移的過程，它是將低頻信號的頻譜搬到載頻位置；解調(diào)是調(diào)制的反過程，它是將已調(diào)信號的頻譜中位于載頻的信號頻譜再搬回到低頻上來。因此，解調(diào)的原理與調(diào)制的原理是類似的，均可用乘法器予以實現(xiàn)。相干解調(diào)的一般模型如圖3-12所示。 為了不失真地恢復(fù)出原始信號，要求相干解調(diào)的本地載波和發(fā)送載波必須相干或者同步，即要求本地載波和接收信號的載波同頻和同相。 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 圖 - 模擬線性調(diào)制相干解調(diào)的一般模型 LPFsc(t)cd(t

21、)cosctsd(t)sp(t)第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 相干解調(diào)的輸入信號應(yīng)是調(diào)制器的輸出信號， 這時相干解調(diào)的輸入信號為 ttsttstscQcIcsin)(cos)()(與同頻同相的本地載波相乘后， 得 ttsttststtstspcQcIIcc2sin)(212cos)(212)(cos)()(（3 - 19) 經(jīng)低通濾波器（LPF）后， )(2)()(Idtxtsts（3 20) 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 3.1.6 3.1.6 線性調(diào)制系統(tǒng)的抗噪聲性能線性調(diào)制系統(tǒng)的抗噪聲性能 1. 1. 分析模型分析模型在實際系統(tǒng)中，噪聲對系統(tǒng)的影響是在所難免的。最常見的噪聲有加性噪聲

22、，加性噪聲通常指接收到的已調(diào)信號疊加上一個干擾，而加性噪聲中的起伏噪聲對已調(diào)信號造成連續(xù)的影響，因此，通信系統(tǒng)把信道加性噪聲的這種起伏噪聲作為研究對象。 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 圖 3 - 13 解調(diào)器抗噪聲性能的分析模型 帶 通濾波器解調(diào)器sc(t)n(t)si(t)ni(t)so(t)no(t)第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 圖3-13中，xc(t)為已調(diào)信號，n(t)為信道疊加的高斯白噪聲，經(jīng)過帶通濾波器后到達解調(diào)器輸入端的有用信號為si(t)，噪聲為ni(t)，解調(diào)器輸出的有用信號為so(t)，噪聲為no(t)。 帶通濾波器帶寬遠小于中心頻率c時，可視帶通濾波器為窄帶濾波器，平

23、穩(wěn)高斯白噪聲通過窄帶濾波器后，可得到平穩(wěn)高斯窄帶噪聲。于是ni(t)即為窄帶高斯噪聲， 其表示式為 ttnttntncQcIisin)(cos)()(（3 - 21） 或者 )(cos)()(citttVtn（3 22） 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 其中 )()()(2Q2ItntntV)()(arctan)(ItntntQV(t)的一維概率密度為瑞利分布，(t)的一維概率密度函數(shù)是平均分布。ni(t)、nI(t)和nQ(t)的均值均為零，但平均功率不為零且具有相同值，即 i2Q2I2)()()(Ntntntni(3 - 23) 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 式中，Ni為輸入噪聲功率。若

24、白噪聲的雙邊功率譜密度為n0/2, 帶通濾波器是高度為1、帶寬為B的理想矩形函數(shù)，則解調(diào)器的輸入噪聲功率為 BnN0i(3 - 24) 這里的帶寬B通常取已調(diào)信號的頻帶寬度，目的是使已調(diào)信號能無失真地進入解調(diào)器，同時又最大限度地抑制噪聲。 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 模擬通信系統(tǒng)的可靠性指標(biāo)就是系統(tǒng)的輸出信噪比，其定義為 率解調(diào)器輸出噪聲的平均平均功率解調(diào)器輸出有用信號的ooNS當(dāng)然，也有對應(yīng)的輸入信噪比， 其定義為 率解調(diào)器輸入噪聲的平均平均功率解調(diào)器輸入有用信號的iiNS第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 為了便于衡量同類調(diào)制系統(tǒng)采用不同解調(diào)器時輸入信噪比的影響，還可用輸出信噪比和輸入信噪

25、比的比值G來度量解調(diào)器的抗噪聲信能， 比值G稱為調(diào)制制度增益， 定義為 iioo/NSNSG (3 - 25) 顯然，調(diào)制制度增益越大，表明解調(diào)器的抗噪聲性能越好。 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 2. DSB2. DSB調(diào)制系統(tǒng)的性能調(diào)制系統(tǒng)的性能DSB調(diào)制系統(tǒng)中的解調(diào)器是相干解調(diào)器，由乘法器和低通濾波器組成。由相干解調(diào)的一般模型可知，經(jīng)低通濾波器輸出后的信號與原始信號成正比例關(guān)系，見式(3 - 20)。因此， 解調(diào)器輸出端的有用信號功率為 )(41)(41)(22I2dotxtntsS（3 - 26） 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 解調(diào)器輸出端的噪聲功率是根據(jù)解調(diào)器輸入噪聲與本地載波co

26、sct相干后，再經(jīng)低通濾波器而得到輸出噪聲no(t)的平均功率而推出的。因此，解調(diào)器最終的輸出噪聲為 )(21)(Iotntn故輸出噪聲功率為 )(41)(2I2ootntnN(3- 27) 根據(jù)式(3 - 23)和式(3 - 24)， 可得 BNNtnN0i2io4141)(41(3- 28) 對于DSB, 帶寬B=2m。 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 解調(diào)器輸入信號平均功率為 )(21cos)()(22c2iitxttxtsS(3 - 29) 這時，可求得 BntxNS02ii2/ )(3 -30) BntxNtxNS02i2oo)(4/4/ )(/(3 -31) 第 3 章模擬信號的調(diào)

27、制與解調(diào) 于是調(diào)制制度增益為 2/iiooDSBNSSSG(3 - 32) 上式說明，DSB調(diào)制系統(tǒng)的調(diào)制制度增益為2，DSB調(diào)制使系統(tǒng)信噪比改善了一倍。 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 3.SSB 3.SSB調(diào)制系統(tǒng)的性能調(diào)制系統(tǒng)的性能 在SSB相干解調(diào)中，與DSB相比較，所不同的是SSB解調(diào)器之前的帶通濾波器的帶寬是DSB帶寬的一半，即B=fm。這時，單邊帶解調(diào)器的輸入信噪比為 BntxBntxNS0202ii4)(4/ )(3 - 33) 輸出信噪比為BntxBntxNS0202oo4)(4/16/ )(3 - 34) 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 因此，SSB的調(diào)制制度增益為 1/i

28、iooSSBNSNSG(3 - 35) 這里GSSB=1并不說明DSB抗噪聲性能好于SSB。這是因為雙邊帶已調(diào)信號的平均功率是單邊帶信號的兩倍，所以兩者的輸出信噪比是在不同的輸入信號功率情況下得到的。如果我們在相同的輸入信號功率Si、相同輸入噪聲功率譜密度n0、相同基帶信號寬帶fm條件下，對這兩種調(diào)制方式作比較，可以發(fā)現(xiàn)它們的輸出信噪比是相等的。由此我們可以說，DSB和SSB兩者的抗噪聲性能是相同的，但雙邊帶信號所需的傳輸帶寬是單邊帶的兩倍。 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 4. AM 4. AM調(diào)制系統(tǒng)的性能調(diào)制系統(tǒng)的性能 AM信號可采用相干解調(diào)和包絡(luò)檢波兩種方式。相干解調(diào)時AM調(diào)制系統(tǒng)的性

29、能分析與前面幾個的分析方法相同， 在此無需贅述。這里，僅就常用的簡單的包絡(luò)檢波解調(diào)性能作一分析， 其分析模型如圖-所示。 設(shè)包絡(luò)檢波器的輸入信號為 ttxAtsc0icos)()(3 - 36) 且假設(shè)x(t)均值為零，A0|x(t)|max。 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 圖3-14 AM包絡(luò)檢波抗噪聲性能分析模型帶 通濾 波 器包 絡(luò)檢 波 器s(t)n(t)si(t)ni(t)so(t)no(t)第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 輸入噪聲為 ttnttntncQcIisin)(cos)()(3 - 37) 包絡(luò)檢波器輸入端的信噪比為 BntxAtntsNS02202i2iii2)()()

30、(3 38) 當(dāng)包絡(luò)檢波器輸入端的信號是有用信號和噪聲的混合波形時， 即 )(cos)(sin)(cos)()()()(cccIiitttAttnttntxAtntsQ第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 其中, 合成包絡(luò)為 )()()()(22ItntntxAtAQ(3 - 39) 合成相位為 )()()(arctan)(ItntxAtntQ(3 40) 包絡(luò)檢波的作用就是輸出A(t)中的有用信號。實際上，檢波器輸出的有用信號與噪聲混合在一起， 無法完全分開，因此， 計算輸出信噪比十分困難。這里，考慮兩種特殊情況。 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 1) 大信噪比情況大信噪比指的是輸入信號幅度遠大于

31、噪聲幅度， 即 )()()(2Q2ItntntxA這時，式(3 - 39)可簡化為 )()()(I0tntxAtA(3 - 41) 由于A0被電容器阻隔，有用信號與噪聲獨立分成兩項，可類似前面的分析方法進行。系統(tǒng)輸出信噪比為 BntxtntxNS022I2oo)()()(3 - 42) 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 由式(3 - 38)和式(3 - 42)可得調(diào)制制度增益為 )()(2/2202iiooAMtxAtxNSNSG(3 - 43) 上式表明，AM信號的調(diào)制制度增益GAM隨A0的減小而增大。由于A0 |x(t)|max，所以GAM總是小于，可見包絡(luò)檢波器對輸入信噪比沒有改善，而是惡

32、化了。 對于100%調(diào)制，x(t)為單頻正弦信號，GAM最大值為。 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 2) 小信噪比情況小信噪比指的是輸入信號幅度遠小于噪聲幅度， 即 )()()(22ItntntxAQ這時，式(3 - 39)變?yōu)?)(cos)()()()(cos)(1)()(00ttxAtRtRttxAtRtA(3 - 44) 式中，R(t)及(t)代表噪聲ni(t)的包絡(luò)和相位。其中 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) )()()(cos)()(arctan)()()()(II2Q2ItRtnttntnttntntRQ由此可見，A(t)中沒有與x(t)成正比或單獨信號項, 只有受cos(t)調(diào)制

33、的x(t)cos(t)項，由于cos(t)是隨機噪聲，因而x(t)被噪聲擾亂， 結(jié)果 x(t)cos(t)仍然被視為噪聲。這表明，在小信噪比情況下， 信號不能通過包絡(luò)檢波器恢復(fù)出來。 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 有資料分析表明，小信噪比輸入情況下，包絡(luò)檢波器的輸出信噪比基本上與輸入信噪比的平方成正比，即 1ii2iiAMooNSNSNS(3 - 45) 因此, 小信噪比輸入情況下，包絡(luò)檢波器不能正常解調(diào)。 由于大信噪比條件下，檢波輸出信噪比So/No與輸入信噪比Si/Ni成正比，能夠?qū)崿F(xiàn)正常解調(diào)?？梢灶A(yù)料，應(yīng)該存在一個臨界值， 當(dāng)輸入信噪比大于此臨界值時包絡(luò)檢波器能正常地工作， 而小于此臨

34、界值時，不能正常工作， 這個臨界狀態(tài)的輸入信噪比叫做門限值。 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 門限值的意義表示，當(dāng)Si/Ni降到此值以下時，So/No惡化的速度比Si/Ni迅速得多。包絡(luò)檢波器存在門限值這一現(xiàn)象叫做門限效應(yīng)。門限效應(yīng)是由包絡(luò)檢波器的非線性解調(diào)作用引起的，因此，所有非相干解調(diào)都存在著門限效應(yīng)。門限效應(yīng)在輸入噪聲功率接近載波功率時開始明顯。在小信噪比輸入情況下，包絡(luò)檢波器的性能較相干解調(diào)器差，所以在噪聲條件惡劣下常采用相干解調(diào)。 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 3.2 模擬信號的非線性調(diào)制模擬信號的非線性調(diào)制 3.2.1 3.2.1 基本概念基本概念 角度調(diào)制信號的一般表示式為 )

35、(cos)(cttAts(3 - 46) 式中，A是載波的恒定幅度，ct+(t)是信號的瞬時相位(t),而(t)稱為相對于載波相位ct的瞬時相位偏移。而瞬時相位的導(dǎo)數(shù)d ct+(t) /dt就是瞬時頻率，瞬時相位偏移的導(dǎo)數(shù)d(t)/dt就稱為相對于載頻c的瞬時頻偏。 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 所謂相位調(diào)制，就是指瞬時相位偏移隨調(diào)制信號x(t)作線性變化，相應(yīng)的已調(diào)信號稱為調(diào)制信號，當(dāng)起始相位為零時， 其時域表示式為 )(cos)(pcPMtxKtAts（3 - 47） txKtAtsd)(cos)(fcFM式中，Kp為常數(shù)，稱為相移常數(shù)。 所謂頻率調(diào)制，就是指瞬時頻率偏移隨調(diào)制信號x(t

36、)作線性變化，相應(yīng)的已調(diào)信號稱為調(diào)頻信號，調(diào)頻信號的域表示式為 （3 48） 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 式中，Kf為常數(shù)，稱為頻偏常數(shù)，因為 )(d)(dftxKtt（3 - 49） 所以 d )()(ftxKt（3 - 50） 由式(3 - 47)可知，如果將調(diào)制信號先微分，然后進行調(diào)頻， 則可得到調(diào)相信號，這種方法稱為間接調(diào)相法，如圖-所示，同樣，也可用相位調(diào)制器來產(chǎn)生調(diào)頻信號，這時調(diào)制信號必須先積分然后送入相位調(diào)制器，這種方法稱為間接調(diào)頻法， 如圖 -所示。 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 圖 - 調(diào)相法 d()dtx(t)FMsPM(t)(b)PMsPM(t)x(t)(a)第 3

37、 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 圖 - 調(diào)頻法 ()dtx(t)PMsFM(t)(b)FMsFM(t)x(t)(a)第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) . . . 窄帶調(diào)頻窄帶調(diào)頻(NBFM)(NBFM) 通常認(rèn)為調(diào)頻所引起的最大瞬時相位偏移遠小于30， 即 6d)(ftxK（ - ） 稱為窄帶調(diào)頻。 將調(diào)頻信號時域表示式展開， 并將式（ - ）代入， 可得 txAKtAtstcfcNBFMsind)(cos)(（ - ） 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 利用傅氏變換公式，可將窄帶調(diào)頻信號的頻域表示為 ccccfccNBFM)()(2)()(A)(XXAKS（ - ） 其中 ccccccccccc)()

38、(21sind)()(d)()()(sin)()(cos)()(XXtttxjXttxjttXtx第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 一般情況下，AM信號中載波與上、下邊頻的合成矢量與載頻同相，只發(fā)生幅度變化，而在NBFM中，由于一個邊頻為負(fù)，兩個邊頻的合成矢量與載波則是正交相加，因而NBFM存在相位變化，當(dāng)最大相位偏移滿足式（ - ）時， 合成矢量的幅度基本不變，這樣就形成了調(diào)頻信號。AM與NBFM的矢量表示如圖 - 所示。 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 圖 - AM與NBFM矢量表示(a) AM矢量表示； (b) NBFM矢量表示 調(diào)幅載波上邊頻下邊頻M(t)(a)窄帶調(diào)頻下邊頻上邊頻載波(

39、b)第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 對于窄帶調(diào)相(NBPM)系統(tǒng)而言，只要調(diào)相所引起的最大瞬時相位偏移滿足下式即可 6)(maxptxK（ - ） 窄帶調(diào)相信號可表示成 ttxAKtAtscfcNBFMsin)(cos)(（ - ） 窄帶調(diào)相信號的頻譜為 )()(2j)()()(ccfccNBFMXXAKAS（ - ） 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 3.2.3 3.2.3 寬帶調(diào)頻寬帶調(diào)頻(WBFM)(WBFM)當(dāng)調(diào)頻引起的最大相位偏移不滿足式（-）時，調(diào)頻信號為寬帶調(diào)頻，這時，調(diào)頻信號的時域表示不能簡化，因而寬帶調(diào)頻系統(tǒng)的頻譜分析就顯得困難一些。為使問題簡化， 我們只研究單音調(diào)制的情況，

40、并將其推廣到多音情況。 若單音調(diào)制信號為 tfAtAtxmmmm2coscos)(調(diào)頻信號的瞬時相偏為 tmtKAKAttmfmmfmmfmsinsindcos)(（ - ）第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 式中，AmKf為最大角頻偏，記為。mf為調(diào)頻指數(shù)，它表示為 mmmfmfffKAm（ - ） mf表示最大頻率偏移f相對于中心頻率fm的相對變化值。于是， 單音寬帶調(diào)頻的時域表示式可寫為 )sincos()(mfcFMtmtAts（ - ） 將上式用三角函數(shù)展開， 則有 )sinsin(sin)sincos(cos)(mfcmfcFMtmtAtmtAts（ - ） 第 3 章模擬信號的調(diào)制與

41、解調(diào) 進一步利用貝塞爾(Bessel)函數(shù)為系數(shù)的三角函數(shù)， 有 )2cos)(2)()sincos(mf12f0mftnmJmJtmnntnmJtmnnmf112mf) 12cos()(2)sinsin(有關(guān)貝塞爾函數(shù)知識， 請參閱相關(guān)參考書。 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 調(diào)頻信號的級數(shù)展開式為 tnmJAtsnn)cos()()(mcfFM其相應(yīng)的傅氏變換所得到的頻譜為 )()()()(mcmcfFMnnmJAsnn（ - ） 以上分析可以看出，調(diào)頻波的頻譜包含無窮多個分量，從理論上講，它的頻帶寬度為無限寬。實際上，邊頻幅度Jn（mf) 隨著n的增大而逐漸減小，因此只要適當(dāng)選取n值，使

42、得邊頻分量減小到可以忽略的程度，調(diào)頻信號的帶寬可近似認(rèn)為是有限頻譜。 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 當(dāng)mf時，取邊頻數(shù)n=mf，這時n mf以上的邊頻幅度Jn（mf)均小于.1，相應(yīng)產(chǎn)生的功率均在總功率以下，可以忽略不計。這時調(diào)頻波的帶寬為 )(2) 1(2mmfFMfffmB（ - ） 上式說明，調(diào)頻信號的帶寬取決于最大頻偏f和調(diào)制信號的頻率fm。當(dāng)mf時, BFM2f，這就是大指數(shù)寬帶調(diào)頻的情況， 帶寬由最大頻偏所決定。 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 根據(jù)式（ - ），將其推廣于任意信號調(diào)制的調(diào)頻波， 可得到任意限帶信號調(diào)制時的調(diào)頻信號帶寬，實際應(yīng)用的估計公式為 mFM)2(2fDB(

43、3 - 66) 式中，fm是調(diào)制信號的最高頻率，D是最大頻偏f與fm的比值，D通常大于。 對于寬帶調(diào)相（WBPM）的情況， 其分析方法同上，仍考慮單頻調(diào)相。 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) PM信號的時域表示式為 2)(cos)()(mcPMntnmJAtspnn（ - ） 式中，mp叫調(diào)相指數(shù)，它等于最大相移， 即 ppAKm（ - ） 調(diào)相波的最大頻偏為 = mpm （ - ） 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 將式（ - ）進行傅氏變換，將到PM信號的頻譜為 )(e)(e)()(mc/2jn-mc/2jnpPMnnmJASnn（ - ） 由此可見，PM和FM的表示式基本相同，所不同的是,

44、PM信號的不同頻率分量具有不同的相位，它們都是的整數(shù)倍。PM信號的帶寬與FM的計算方法相同。 mp時 mmpPM22ffmB（ - ） 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) WBPM與WBFM不同的是，在WBFM中，當(dāng)f固定時， 帶寬BFM為常數(shù)f，而與調(diào)制信號頻率fm無關(guān)；但在WBPM中，若固定，則帶寬BPM將隨調(diào)制信號頻率fm的增大而增加。 另一方面，若固定調(diào)制信號頻率fm，則無論FM還是PM, 它們的帶寬都隨調(diào)制指數(shù)的增大而增加。 由此可見，在FM中，當(dāng)f恒定時，BFM基本不變，系統(tǒng)可充分利用給定的傳輸信道帶寬；在PM中，當(dāng)恒定時，調(diào)制信號頻率增加，BPM也增加，不能充分利用信道帶寬。因此，

45、當(dāng)調(diào)制信號x(t)包含許多頻率分量時，采用FM比較有利，所以， FM比PM應(yīng)用更廣泛。 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 3.2.4 3.2.4 調(diào)頻信號的產(chǎn)生與解調(diào)調(diào)頻信號的產(chǎn)生與解調(diào)1. 1. 調(diào)頻信號的產(chǎn)生調(diào)頻信號的產(chǎn)生 產(chǎn)生調(diào)頻信號的方法通常有兩種：直接法和間接法。 直接法就是用調(diào)制信號直接控制振蕩器的頻率， 使其按調(diào)制信號的規(guī)律線性變化。直接法產(chǎn)生調(diào)頻信號的原理請讀者參閱有關(guān)高頻電子線路書籍。直接法的主要優(yōu)點是可以得到較大的頻偏，主要缺點是頻率穩(wěn)定度不高， 因而需要附加穩(wěn)頻措施。 間接法是先對調(diào)制信號積分后再對載波進行相位調(diào)制， 從而產(chǎn)生窄帶調(diào)頻(NBFM)信號，然后，利用倍頻器把窄帶

46、調(diào)頻(NBFM)信號變換成寬帶調(diào)頻(WBFM)信號，其原理圖如圖3-18所示。 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 圖 - 間接調(diào)頻框圖 積分器N倍頻器相位調(diào)器x(t)sNBFM(t)sWBFM(t) Acosct第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 由式（ - ）可知，NBFM信號可看成由正交分量和同相分量合成，同相項為A cosct, 正交項為sinct, 系數(shù)為，實現(xiàn)NBFM信號的原理框圖如圖-所示。由NBFM向WBFM的變換只需用N倍頻器即可實現(xiàn)。 其目的是提高調(diào)頻指數(shù)mf，經(jīng)N次倍頻后可以使調(diào)頻信號的載頻和調(diào)頻指數(shù)增為N倍。 間接法的優(yōu)點是頻率穩(wěn)定度好， 缺點是需要多次倍頻和混頻， 因而電路較

47、為復(fù)雜。 txAKd)(f第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 圖 - NBFM信號的產(chǎn)生 積分器 90 移相x(t)調(diào)制信號Acosct載波sNB FM(t)第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 2. 調(diào)頻信號的解調(diào)調(diào)頻信號的解調(diào) 1） 非相干解調(diào)由于調(diào)頻信號的特點是瞬時頻率正比于調(diào)制信號的幅度， 因此， 調(diào)頻信號的解調(diào)就是要產(chǎn)生一個與輸入調(diào)頻波的頻率成線性關(guān)系的輸出電壓， 完成這個頻率電壓轉(zhuǎn)換關(guān)系的器件就是頻率解調(diào)器，它可以是斜率鑒頻器、 鎖相環(huán)鑒頻器、 頻率負(fù)反饋解調(diào)器等。 圖3 - 20給出了理想鑒頻特性和鑒頻器的方框圖。 理想鑒頻器可看成是帶微分器的包絡(luò)檢波器， 微分器輸出為 txKtxKAts

48、d)(sin)()(fcfcd（3 - 73） 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 圖 3 - 20 理想鑒頻器特性及其組成框圖(a) 理想鑒頻特性； (b) 鑒頻器的方框圖 輸出電壓O輸入頻率fc斜率為Kd(a)限幅器及帶通微分器包 絡(luò)檢 波低 通濾波器sFM(t)sd(t)鑒頻器so(t)(b)第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 這是一個幅度、頻率均被調(diào)制的調(diào)幅調(diào)頻信號，用包絡(luò)檢波取出其幅度信號，并濾去直流成分，鑒頻器的輸出so(t)與調(diào)制信號x(t)成正比例關(guān)系。 )()(fdotxKKts(3 - 74) 式中，Kd為鑒頻器靈敏度。 鑒頻器中的微分器實際是一個調(diào)頻到調(diào)幅的轉(zhuǎn)換器，調(diào)制信號是用包

49、絡(luò)檢測法得到的，它的缺點是對于信道中噪聲和其他原因引起的幅度起伏有反應(yīng)，因而在使用中常在微分器之前加一個限幅器和帶通濾波器。 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) ）相干解調(diào)在NBFM中，NBFM信號可分解成同相分量與正交分量之和， 因而可以采用線性調(diào)制中相干解調(diào)法進行解調(diào)，其相干解調(diào)方框圖如圖3-21所示。如果是NBFM信號解調(diào)，取掉圖中微分器即可。 圖 - NBFM信號的相干解調(diào) sNB FM(t)帶通c(t)sP(t)低通sd(t)微分so(t)相干解調(diào)si(t)第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 因為NBFM信號為 ttxKAtAtscfcNBFMsind)(cos)( 相乘器的相干載波 ttc

50、csin)(相乘器的輸出為 )2cos1 (d)(22sin2)(cfcptxKAtAtst第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 經(jīng)低通濾波器后，得 d )(2)(fptxKAts經(jīng)微分器后， 輸出信號為 )(2)(fotxKAts（ - ） 可見相干解調(diào)器的輸出正比于調(diào)制信號x(t)。 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) . . . 調(diào)頻系統(tǒng)的抗噪聲性能調(diào)頻系統(tǒng)的抗噪聲性能1. 1. 非相干解調(diào)的抗聲性能非相干解調(diào)的抗聲性能不論是窄帶調(diào)制還是寬帶調(diào)制都可采用非相干解調(diào)，非相干解調(diào)在實際應(yīng)用中也非常廣泛。 非相干解調(diào)器的分析模型如圖-所示。圖中帶通濾波器的作用是抑制信號帶寬以外的噪聲；n(t)是均值為0

51、，單邊功率譜密度為n0的高斯白噪聲，經(jīng)過帶通濾波器以后變?yōu)檎瓗Ц咚乖肼?；限幅器是為了消除接收信號在幅度上可能出現(xiàn)的畸變。 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 圖 - 調(diào)頻非相干解調(diào)抗噪聲性能分析模型 sFM(t)帶通n(t)si(t)鑒頻ni(t)低通so(t)解調(diào)器no(t)限幅第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 下面介紹解調(diào)器輸入信噪比的方法： 設(shè)輸入調(diào)頻信號為 txKtAtsd)(cos)(fcFM輸入信號功率為 22iAS （ - ） 輸入噪聲功率為 FM0iBnN （ - ） 理想帶通濾波器的帶寬與調(diào)頻信號的帶寬BFM相同。 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 輸入信噪比為 FM02ii2BnA

52、NS(3 - 78) 輸出信噪比的計算可分兩種情況，即大信噪比情況和小信噪比情況， 因為非相干解調(diào)不滿足疊加性，無法分別計算出輸出信號功率和噪聲功率。 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) ） 大信噪比情況在輸入信噪比足夠大的情況下，信號和噪聲的相互作用可以忽略，這時，可以把信號和噪聲分開來計算。 設(shè)輸入噪聲為零時，經(jīng)鑒頻器的微分和包絡(luò)檢波，再經(jīng)低通濾波器的濾波后，輸出信號為KdKfx(t), 故輸出信號平均功率為 )()()(22fd2ootxKKtsS( - ） 不考慮信號的影響輸出噪聲功率為 23m02d2o38AfnKN 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 于是，得到解調(diào)器輸出信噪比為 3m02

53、2f2oo8)(3fntxKANS（ - ） 當(dāng)輸入信號x(t)為單一頻率余弦波，且振幅Am=1時(x(t)=cosmt)，可以得到輸出信噪比 3m022oo43fnfANS（ - ） 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 而 上 式 可 以 用 Si/ Ni來 表 示 ， 且 考 慮mf=f/fm,BFM=2(mf+1)fm=2(f+fm)可得解調(diào)器制度增益 ) 1(3/f2fiiooFMmmNSNSG(3 - 82) 當(dāng)FM是mf1的寬帶調(diào)頻時 3fFM3mG(3 83) 可見，大信噪比時寬帶調(diào)頻系統(tǒng)的制度增益是很高的，它與調(diào)制指數(shù)的立方成正比。由帶寬公式BFM可知，mf越大，GFM越大， 但系

54、統(tǒng)所需的帶寬也越寬。這表明調(diào)頻系統(tǒng)抗噪聲性能的改善是以增加傳輸帶寬而換來的。 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) ） 小信噪比情況小信噪比情況當(dāng)輸入信噪比很低時，解調(diào)器的輸出端信號與噪聲混疊在一起，不存在單獨的有用信號項，信號被噪聲擾亂，因而， 輸出信噪比急劇下降，它的計算也變得復(fù)雜起來。這時，調(diào)頻信號的非相干解調(diào)和AM信號的非相干解調(diào)一樣，存在著門限效應(yīng)。當(dāng)輸入信噪比大于門限電平時，解調(diào)器的抗噪聲性能較好， 而當(dāng)輸入信噪比小于門限電平時，輸出信噪比急劇下降。 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 圖 - (a)示出了以mf為參量，單音調(diào)制時門限值附近的輸出信噪比與輸入信噪比的關(guān)系曲線圖。由圖可以看出：(1) 曲線中存在著明顯的門限值。當(dāng)輸入信噪比在門限值以上時，輸出信噪比與輸入信噪比成線性關(guān)系，在門限值以下時，輸出信噪比急劇惡化。 (2) 門限值與調(diào)頻指數(shù)mf有關(guān)。不同的調(diào)頻指數(shù)，門限值不同， mf大的門限值高， mf小的門限值低。但門限值的變化范圍不大，一般在dB范圍內(nèi)。門限值與mf的關(guān)系曲線如圖 - （b）所示。 第 3 章模擬信號的調(diào)制與解調(diào) 圖 - 調(diào)頻信號的門限值(a)