有源功率因數(shù)校正電路設(shè)計

1、有源功率因數(shù)校正電路設(shè)計1、 摘要： 由于電力電子裝置中的相控整流和不可控二極管整流使輸入電流波形發(fā)生嚴(yán)重畸變，不但大大降低了系統(tǒng)的功率因數(shù)，還引起了嚴(yán)重的諧波污染。介紹了有源功率因數(shù)校正電路的工作原理，提出了基于. UC3854芯片的一種有源功率因數(shù)校正電路方案。經(jīng). PSpice軟件仿真證明電路合理可行。關(guān)鍵詞：有源功率因數(shù)校正；Booost變換器；UC3854；PSpice仿真1、引言 將交流2 2 0 V電網(wǎng)電壓經(jīng)整流再提供直流是實際單 相電源應(yīng)用中最為廣泛的變流方案， 但電力電子裝置中的相控整流和不可控二極管整流使輸入電流波形發(fā)生嚴(yán)重畸變，不但大大降低了系統(tǒng)的功率因數(shù)，還引起了嚴(yán)重的

2、諧波污染。另外，硬件電路中電壓和電流的急劇變化，使得電力電子器材承受很大的電應(yīng)力，并給周圍的電氣設(shè)備及電波造成嚴(yán)重的電磁干擾。 有源功率因數(shù)校正 技術(shù)可將開關(guān)電源 等電子負(fù)載變換成等效的純電阻， 從而提高電路功率因 數(shù)， 減小低頻諧波。在各種單相功率因數(shù)校正電路中， 單 相 B o o s t電路因具有效率高、 電路簡單、 成本低等優(yōu)點而 得到廣泛應(yīng)用 。 隨著軟開關(guān)技術(shù) 的發(fā)展和 AP F C電路 的廣泛應(yīng) 用 ， 針 對 A P F C電路提出了多種軟開關(guān)方法， 用來降低器件的開 關(guān)損耗、 減小電磁干擾、 提高開關(guān)頻率， 使電力電子裝置系 統(tǒng)在響應(yīng)時間、 頻率范圍、 噪聲和模塊體積等方面的

3、性能 都得到很大的提高， 滿足其高頻化、 數(shù)字化、 環(huán)?；湍K 化的未來發(fā)展要求。現(xiàn)提出了一種基于 U C 3 8 5 4的零電 壓控制 A P F C電路的控制方案， 并由仿真結(jié)果證明達(dá)到了技術(shù)要求 。2、功率因數(shù)校正原理功率因數(shù)( P F ) 是指交流輸入有 功功率( P ) 與輸入視在功率( S ) 的比值。所以功率因數(shù)可以定義為輸入電流失真系數(shù)與相移因數(shù)的乘積。式中： 輸入基波電流有效值； 輸入電流有效值； 輸入電流失真系數(shù)?？梢姽β室驍?shù)由電流失真系數(shù)和基波電壓、基波電流相移因數(shù)決定，低則表示用電電器設(shè)備的無功功率大，設(shè)備利用率低，導(dǎo)線、變壓器繞組損耗大。同時值低，則表示輸入電流諧波

4、分量大，將造成輸入電流波形畸變，對電網(wǎng)造成污染，嚴(yán)重時對三相四線制供電，還會造 成 中線 電壓偏移，致使用電設(shè)備損壞。提 高功率因數(shù)的方法 由功率因數(shù) 可知， 要提高功率因數(shù) ， 有兩 個途徑 ： 1 )使輸入電壓、 輸入電流同相位。此時， 所以。2 )使輸入電流正弦化。即 ( 諧波為 零) ， 有 從而實現(xiàn)功率因數(shù)校正。 功率因數(shù)校正技術(shù)，從其實現(xiàn)方法上講，就是使電網(wǎng)輸入電流波形完全 跟蹤電網(wǎng)輸入電壓波形，且和電壓波形同相位。在理想的情況下，可將整流器的負(fù)載等效為一個電阻。此時的PF值為1，所以有時把功率因數(shù)校正電路叫做電阻仿真器。利用功率因數(shù)校正技術(shù)可以使交流輸入電流波形完全 跟蹤交流輸入

5、電壓波形， 使輸入電流波形呈純正弦波， 并且 和輸入電壓同相位 ， 此時整流器的負(fù)載可等效為純電阻。功率因數(shù)校正原理框圖 A P F C電路的主要思想是： 選擇輸入電壓為參考信號， 使得輸入電流跟蹤參考信號 ， 實現(xiàn)輸入電流的低頻分量與 輸入電壓為一個近似的同頻同相正弦波， 以提高功率因數(shù) 和抑制諧波。圖 l所示為一個 B o o s t 變換器 A P F C電路的 原理圖， 其主電路由單相橋式整流器和 D C D C B o o s t 變換 器組成?？刂齐娐酚呻妷赫`差放大器，參考電壓，電流誤差放大器CA。乘法器M，PWM調(diào)制器和驅(qū)動器組成。圖1 Boost變換器APFC電路的原理圖工作原

6、理： 主電路的輸出電壓 和參考電壓 比較 后， 輸入給電壓誤差放大器 V A， 整流電壓檢測值和電壓誤 差放大器 V A的輸出電壓信號共同加到乘法器 M 的輸入 端， 乘法器 M的輸出則作為電流反饋控制的基準(zhǔn)信號， 與 開關(guān)電流的檢測值比較后， 經(jīng)過電流誤差放大器 C A加到 P WM調(diào)制器及驅(qū)動器， 以控制開關(guān)管 V T的導(dǎo)通與關(guān)斷，從而使輸入電流( 即電感電流 ) 低頻分量的波形與整流電 壓的波形基本一致， 使電流諧波大為減少， 提高了電路功 率因數(shù)。其中， 輸入電流高頻分量對系統(tǒng)的影響可通過設(shè) 置電流誤差放大器 C A的幅頻特性來降低， 通過設(shè)計， 對 于低頻分量， 電流誤差放大器 C

7、A的增益較大， 使得輸入 電流中的低頻分量非常接近作為電流反饋控制的基準(zhǔn)信 號； 對于高頻分量， 電流誤差放大器 C A的增益則很小， 使 得高頻分量在電流誤差放大器輸出端幾乎不存在， 從而保 證 P WM調(diào)制器為正弦波脈寬調(diào)制方式控制。 3、有源功率因數(shù)校正電路主電路設(shè)計有源功率因數(shù)校正（APFC）法，就是在整流器和負(fù)載間接一個DCDC變換器，應(yīng)用電流反饋技術(shù)，使輸入電流波形跟蹤交流輸入正弦波形，從而把功率因數(shù)提高到0.99或更高。單相交流電源經(jīng) E M I 濾波后通過整流橋整流變成直 流電， 經(jīng)由 組成的 B o o s t 功率因數(shù)校正電路， 通過輸出濾波電路輸出直流電壓 的 1 52倍

8、， 本設(shè)計的目標(biāo)為 U = 5 0 0 V 。 2 1 E MI濾波器的設(shè) 計 從頻率選擇的角度看 ， E MI 濾波器屬于低通濾波器。 它能毫無衰減地把直流電和工頻交流電傳輸?shù)介_關(guān)電源， 不但可以大大地衰減從電網(wǎng)引入的外部電磁干擾， 還可以 避免開關(guān) 電源設(shè)備本身向外部發(fā)出噪聲， 干擾其他電子設(shè) 備的正常工作。本設(shè)計中采用的 E MI 濾波器基本結(jié)構(gòu)如 圖2所示 ， 它由 和 L組成。其中L表示繞在 同一鐵心上的共模電感， 兩者匝數(shù)相等， 繞 向相同； 為濾波電容，L 的兩個繞組形成的電感分別與 構(gòu)成 共模噪聲濾波器， 濾除電源線上的共模噪聲。由于電感器 的繞制工藝不可能保證兩個電感完全相等

9、， 所以兩者之差 就形成了差模電感。差模電感與 構(gòu)成差模噪聲濾波器， 濾除差模噪聲。圖2 E MI 濾波器的結(jié)構(gòu) 所設(shè)計變換器的輸入電壓為交流市電5 0 Hz ， 2 2 0 V 1 0 ， 即 1 9 8 2 4 2 V， 其峰值為： 2 8 03 4 2 V， 則整流橋所 承受的最大反向電壓為 = 3 4 2 V 取5 0 的裕量得： 3 4 2( 1 +5 0 ) =5 1 3 V 因為電源的輸入功率隨效率變化， 所以應(yīng)取電源效率 最差時的值。在此， 我們按開關(guān)電源的效率最差時取值， 取 = 0 .9； 輸出功率為 250 W， 最大輸入電流有效值為： 考慮裕量， 取整流橋的額定電流為5

10、 A。 考慮到安全裕度， 選用型號為 D 5 S B A 5的整流橋， 其電壓、 電流定額為 6 0 0 V 5 A。 2 3 輸入 濾波 電容 的設(shè)計 輸入濾波電容 C主要起濾波和平滑直流電壓輸出電 壓， 減小其脈動的作用。從能量角度估算電容值， 即輸入 濾波電容要能為后續(xù)電路提供所需的足夠的能量， 以保證 其按要求運(yùn)行。推算方法如下： 輸入整流后續(xù)電路每個周期中所需的能量約為： 式中， A為輸人交流電壓的相數(shù)， 單相輸入為1 ， 三相輸入為3 。 每半個周期輸入濾波電容所提供的能量為： 可得輸入濾波電容的容量為： 2 4 升壓電感的設(shè)計 電感器在線路中起著能量的傳遞、 儲存和濾波等作 用，

11、 并決定了輸入端的高頻紋波電流總量， 因此按照限制 電流脈動最小的原則來確定電感值。考慮最差的情況： 輸 出功率最大， 輸入電壓最低， 此時 ， 輸入電流最大， 紋波也 最大。為了保證在這種情況下輸入電流的紋波仍然滿足 要求， 電感的設(shè)計應(yīng)該在輸入電壓最低點講行計算。般 的 1. 5 2倍， 本設(shè)計的目標(biāo)為 = 5 0 0 V。 確定輸入電流的最大峰值： 峰值功率等于 2倍的平均 功率，. 當(dāng)輸入電壓最低時， 輸人電流最大， 有： 在電流紋波和峰值電流之間最好的妥協(xié)辦法就是允 許電感電流有 2 0 的波動， 即： 電感電流出現(xiàn)最大峰值時的占空比為： 計算所需要的升壓電感值為： 取 L l =1

12、 .3 mH。2 5 功率因數(shù)校正開關(guān)管的選擇 在本課題設(shè)計的 P F C主電路中， 電子開關(guān)采用功率 場效應(yīng)管 M O S F E T 。開關(guān)管導(dǎo)通時流過的電流為電感電 流， 電感電流的最大峰值為 1 98 A。 開關(guān)管承受的最大直流電壓為： Un s=Ua +AU=5 0 0+50 020 =6 0 0V 再加上開關(guān)管上形成的過壓尖刺 ， 考慮安全裕度， 主 功率開關(guān)管的耐壓至少為 8 0 0 V， 選用 A P T 1 0 0 2 6 L 2 L L型 的 MO S F E T ， 其額定指標(biāo)為3 8 A 1 0 0 0 V 。 3 控制電路的設(shè)計 基于本課題的設(shè)計指標(biāo)， 選擇工作于連續(xù)

13、調(diào)制模式下 的平均電流型升壓式 A P F C電路來實現(xiàn)較為適合。在具 體的電路設(shè)計中， 控制芯片選用 U C 3 8 5 4， 這是 U n i t r o d e 公 司生產(chǎn)的一款高功率因數(shù)校正集成控制電路芯片， 它的峰 值開關(guān)電流近似等于輸入電流， 對瞬態(tài)噪聲的響應(yīng)極小， 是一款理想的 A P F C控制芯片。 3 1 由U C 3 8 5 4構(gòu)成的有源功率因數(shù)校正 電路框 圖如 圖 3所示 圖 3 有源功率因數(shù)校 正電路 3 2 U C 3 8 5 4外圍電路的參數(shù)的設(shè)置 a )乘法除法器外圍電路設(shè)計 ： 模擬乘法 除法器 M 是功率因數(shù)校正控制電路的核心， 其輸出為電流誤差放大 器

14、C A提供基準(zhǔn)電流 ， 直接決定著功率因數(shù)校正的性能。 1 )確定電阻 。 ： 芯片引腳 6接作為輸入電流端接內(nèi) 部模擬乘法 除法器 M的輸入端B， 外部為經(jīng)電阻 接整 流輸 入電壓正端 。電阻 用輸入 電壓峰值和允許的最 高 輸入電流來決定， 數(shù)據(jù)記錄中， 6 0 0 A， 即： 2 )確定偏置電阻 ： 偏置電阻 R 主要起基準(zhǔn)電壓 和整流輸入電壓 的分壓器， 通常 ， 則有 偏置電阻為 1 1 7 5 ， 取 1 2 0 。 3 )確 定 電阻 ： 外 接 電 阻 接 芯 片 引腳 1 2 ( R S E T ) ， 其值決定了乘法器 除法器的最大輸出， 要求乘 法器 除法器的輸入電流腳

15、( 6腳決定) 不能大于流過 電阻 電流的兩倍 ， 則有： 因此， 電阻值為：， 取 1 5 。 b )振蕩器定時電容的確定： 芯片引腳 1 4 ( C T ) 為振蕩 器定時電容， 能產(chǎn)生振蕩開關(guān)頻率為： 則振 蕩 器 定時 電 容 為： 4、 仿真結(jié)果 仿真主要參數(shù)為： 輸入交流電壓 2 2 0 V， 升壓 電感為 1 3 m H， 輸入濾波電容1 7 0 0 。圖4為加了功率因數(shù)校 正電路后的輸入端電壓、 電流波形。圖5為功率因數(shù)校正 輸出后的電壓電流波形。 圖4 工頻整流輸入端電壓、 電流仿真波形 。圖5 功率因數(shù)校正電路輸出電壓、 電流波形 由仿真結(jié)果可見： 在加入功率因數(shù)校正電路后， 輸入 端的平均電流與輸入電壓同相位、 大小成正比， 從而在理 想條件下可實現(xiàn)功率因數(shù)為 1的預(yù)期目標(biāo)。 5 結(jié)語 基于 B o o s t 電路拓?fù)洌?采用連續(xù)調(diào)制模式( C C M) 的平 均電流型控制方式設(shè)計了