第四章----地震數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)及-相關(guān)技術(shù)

1、精選優(yōu)質(zhì)文檔-傾情為你奉上第四章 地震數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)及相關(guān)技術(shù)第一節(jié) 地震數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)組成地震勘探技術(shù)、電子技術(shù)、計算機技術(shù)及信息技術(shù)共同推動了地震數(shù)據(jù)采集儀器的不斷發(fā)展和更新?lián)Q代，共經(jīng)歷了模擬光點地震儀、模擬磁帶地震儀、集中式數(shù)字地震儀和分布式遙測地震儀。一、 集中式地震數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)：上個世紀(jì)70年代中期，數(shù)字地震儀的出現(xiàn)，把地震勘探帶入了一個嶄新的時代， 出現(xiàn)了以DFSV和SN338為代表的集中式數(shù)字地震儀。集中式地震數(shù)據(jù)采集儀器成功用于野外地震勘探約20年。集中式地震勘探數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)的最大特點是：采用IFP與14位逐次逼近型A/D轉(zhuǎn)換器，IFP采用34位增益碼，A/D轉(zhuǎn)換器采用15位（1位

2、符號位，14位尾數(shù)）逐次逼近型，集中式數(shù)字地震儀動態(tài)范圍理論上可達168dB，但實際考慮儀器噪聲等因素的影響，儀器的系統(tǒng)動態(tài)范圍一般不超過120dB。檢波器檢波器記錄邏輯數(shù)字磁帶機多路轉(zhuǎn)換開關(guān)瞬時浮點放大器模數(shù)轉(zhuǎn)換器儀器輸入電路低噪聲前置放大器模 擬濾波器儀器輸入電路低噪聲前置放大器模 擬濾波器 其中：為IFP放大器的增益范圍，n 為模數(shù)轉(zhuǎn)換器的位數(shù)。二、 分布式遙測地震數(shù)據(jù)采集系統(tǒng) 把數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)中的放大器、濾波器、A/D轉(zhuǎn)換器、數(shù)據(jù)傳輸控制邏輯以及整個控制用CPU做在一個小箱體內(nèi)，稱為“采集站”，將采集站放置在檢波點上，每個采集站用小線與18道檢波器連接，各采集站用數(shù)字大線或以無線方式與中

3、央控制主機相連，構(gòu)成分布式（Distributed）數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)。由于受到采樣間隔和大線重量的限制，集中式地震儀生產(chǎn)道數(shù)一般不超過120道，適應(yīng)不了三維地震勘探對道數(shù)的要求。而分布式遙測地震儀的道數(shù)可達到上千道甚至上萬道，完全能夠滿足三維地震勘探的需要。集中式數(shù)字地震儀的檢波器通過大線與采集系統(tǒng)連接，由于大線上傳輸?shù)氖悄M信號，傳輸?shù)木嚯x又比較遠(yuǎn)，因此，信號易受各種干擾因素的影響。而遙測地震儀的采集站與中央控制主機之間傳輸?shù)氖菙?shù)字信號，采集站和記錄主機可以靈活組合，可以大大降低信號傳輸過程中各種干擾因素的影響。 根據(jù)遙測地震儀采集站所采用的電路結(jié)構(gòu)形式，采集站又分為早期IFP型采集站和當(dāng)代24

4、位-A/D型采集站。 1、IFP型采集站典型的代表儀器是法國舍塞爾公司的SN368型地震儀。 IFP型采集站的內(nèi)與集中式地震數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)基本相同，只是采集站的道數(shù)一般為68道，可以使檢波器通過較短距離的小線就近接入采集站。采集站中的控制部分一般由CPU完成，控制功能主要包括對前置放大器增益、濾波器的選擇、多路采樣開關(guān)切換、浮點放大器、A/D轉(zhuǎn)換器、數(shù)據(jù)存儲以及數(shù)據(jù)傳輸接口的控制。輸 入電 路電路前置放大器高通、陷波低通濾波器多路采樣開關(guān)瞬時浮點放大器A/D轉(zhuǎn)換器檢波器輸 入電 路前置放大器高通、陷波低通濾波器檢波器 采集站控制電路（CPU）數(shù)據(jù)存儲器數(shù)據(jù)傳輸接口去前端數(shù)據(jù)指令2、24位-A/D

5、型采集站典型的代表儀器是美國I/O公司的SYSTEM 2、SYSTEM 2000型地震儀、法國舍塞爾公司的SN 388、408UL型地震儀。24位-A/D型采集站與IFP型采集站相比，它具有如下特點： （1） 地震檢波器拾取的信號只經(jīng)過一級前放后，直接和24位-A/D轉(zhuǎn)換器連接，模擬信號傳輸通道大大縮短，有利于降低信號失真度、提高信噪比； （2）省略了電模擬濾波器，所有濾波均由后續(xù)高性能數(shù)字濾波器實現(xiàn)，這樣在簡化硬件電路的同時提高了濾波性能； （3）動態(tài)范圍理論上達到138dB，考慮各種因素的影響，系統(tǒng)動態(tài)范圍接近120dB，可以滿足高分辨率地震勘探對動態(tài)范圍的要求； （4） 由于采集站電路結(jié)

6、構(gòu)簡單，所用器件可以采用高度集成化的低功耗通用器件，大大降低了采集站的整體體積和功耗，并可以達到較高的性價比。第二節(jié) 瞬時浮點放大技術(shù)一、瞬時浮點放大器（IFP放大器）的功能提高信號的記錄精度因為針對較小的子樣電壓，IFP放大器將對其采用較大的增益進行放大，之后再進行A/D量化工作，因此可以降低A/D量化的相對誤差。擴大了儀器的動態(tài)范圍IFP放大器的增益是根據(jù)被放大的子樣幅值來確定的，因此它具有一定的變化范圍（）。與模數(shù)轉(zhuǎn)換器聯(lián)合考慮后，儀器的動態(tài)范圍為：一般A/D位數(shù)，代入上式計算得。三、 IFP放大器實例（衰減型IFP放大器）衰減型IFP放大器組成及原理這是一種以最大固定增益（）放大同時配

7、以適當(dāng)衰減來完成增益調(diào)整的IFP放大器，主要代表儀器為DFSV。是輸出緩沖級；、和為基本放大級，增益均為23.68。、和為由電阻網(wǎng)絡(luò)及開關(guān)組成的衰減器，改變衰減系數(shù)可以達到調(diào)整增益的目的。當(dāng)IFP輸出大于窗口電平上限時，比較器發(fā)出I=0和D=1，增益調(diào)整計數(shù)器減1計數(shù)一次，控制衰減系數(shù)增大，增益減?。划?dāng)IFP輸出小于窗口電平下限時，比較器發(fā)出I=1和D=0，增益調(diào)整計數(shù)器加1計數(shù)一次，控制衰減系數(shù)減小，增益增加；當(dāng)IFP輸出電平處于窗口電平之內(nèi)時，增益比較器發(fā)出I=0和D=0，增益調(diào)整計數(shù)器不計數(shù)，衰減系數(shù)不變，增益也不變。 DFS地震儀IFP放大器從開始，共進行八次放大、比較和調(diào)整，增益變化

8、臺階為，放大、比較和調(diào)整是逐次進行的。計數(shù)器狀態(tài)衰減系數(shù)IFP增益QCQBQAA5A6A70002624242000124242422010222424240112024242610020222428101202024210110202022212111202020214表 4-6 衰減系數(shù)與IFP增益圖4-12 衰減型IFP逐次增益調(diào)整圖 增益比較器電路分析A1為放大器，增益為，A2A5為過零比較器。，E為浮點放大器輸出的的子樣電壓，則輸入到A2A5的電壓為。A2和A4還輸入+15V標(biāo)準(zhǔn)電壓，A3和A5輸入15V的標(biāo)準(zhǔn)電壓，子樣電壓和標(biāo)準(zhǔn)電壓經(jīng)權(quán)電阻在比較器入口作+_A2+_A3+_A10.

9、75kRAR1DECREASEE/2E1.5k+_A4+_A5INCREASER2R3R4R5R6R7R84.7M4.7M4.7M4.7MABBCDCD+15V15V和，形成A、B、C、D點電位，由該四點電位的極性決定比較器輸出的邏輯電平（A、B、C、D）。增益增加（INCREASE）和增益減?。―ECREASE）指令可表示為 （1）由節(jié)點電位法列出方程組 （2）由式（1）可知，使IFP增益減小的邏輯條件為A=0或B=1，即VA0或VB0，由此可得 (3) 將實際電阻值代入上式可得： 對于一個正子樣，只要其幅值大于+7.11V，增益就減小；或者對于一個負(fù)子樣，只要其幅值小于7.11V，增益就減

10、小。由式（1）可知，使IFP增益增加的邏輯條件為C=1和D=0，即VC0和VD0，由此可得 (4) 將電阻值代入上式可得： 對于一個正子樣，只要其小于+1.46V，增益就增加；對于一個負(fù)子樣，只要其大于1.46V，增益就增加。第三節(jié) 24位A/D轉(zhuǎn)換器目前的高分辨率地震勘探，普遍使用24位A/D型遙測地震儀，理論動態(tài)范圍達到138Db，系統(tǒng)動態(tài)范圍在110dB120Db。代表儀器為SN388（法國產(chǎn)）和SYSTEM2000（美國產(chǎn)），這類地震儀的技術(shù)關(guān)鍵都是在野外采集站中設(shè)置了24位A/D轉(zhuǎn)換器。一、A/D基本理論1.調(diào)制型A/D轉(zhuǎn)換技術(shù)調(diào)制型A/D轉(zhuǎn)換技術(shù)是A/D轉(zhuǎn)換技術(shù)的基礎(chǔ)，與傳統(tǒng)A/D

11、轉(zhuǎn)換技術(shù)截然不同，調(diào)制型A/D轉(zhuǎn)換器工作的基本動作僅僅是將信號相鄰離散點的差值（）轉(zhuǎn)換為1位二進制代碼（0或1），也即現(xiàn)時子樣電壓A/D轉(zhuǎn)換的結(jié)果僅由前一子樣（已被轉(zhuǎn)換成數(shù)字量）末位加1或減1而成。圖4-16 調(diào)制型 A/D原理示意調(diào)制型A/D轉(zhuǎn)換原理可以結(jié)合圖4-16加以說明，x(t)是輸入的連續(xù)模擬電壓信號，y(t)是輸出的數(shù)字量，y(t)經(jīng)D/A轉(zhuǎn)換后輸出一個模擬電壓xp(t)，它代表了前一個離散點值，由過采樣保證xp(t)與x(t)相差甚小。當(dāng)x(t) xp(t)>0時，e(t)>0，D觸發(fā)器輸出1，累加器加1；當(dāng)x(t) xp(t)<0時，e(t)<0，D觸發(fā)

12、器輸出0，累加器減1。舉例：設(shè)x(t)=20sin78.5t (mV)，信號頻率為f=12.5Hz，時間t以ms 為單位，過采樣頻率為Fs=1000Hz (t=1ms)，Xp(t)的臺階為=2mV，將計算結(jié)果繪制成圖如圖4-17。過采樣技術(shù)由調(diào)制型 A/D轉(zhuǎn)換技術(shù)可知，信號相鄰離散點的差值必須足夠小，否則對其進行1位量化將帶來較大的誤差。解決的辦法是將采樣頻率提高到信號頻率的成百上千倍，并稱此為過采樣。在傳統(tǒng)A/D轉(zhuǎn)換技術(shù)中，采樣定理要求在一圖4-17 輸入信號與階梯跟蹤信號個信號周期之內(nèi)，離散點數(shù)應(yīng)多于兩個。而在過采樣技術(shù)中，一個信號周期之內(nèi)應(yīng)有成百上千個離散點。從上述分析過程可以看出，xp

13、(t)是一個階梯電壓，其橫向階梯為過采樣間隔（t=1/Fs），縱向階梯為一很小的電壓量，整個A/D量化過程就是用階梯電壓xp(t)跟蹤連續(xù)模擬電壓x(t)的過程。在數(shù)學(xué)上，對微小量的累加就是積分，所以圖4-16中的累加器就是積分器。而階梯信號xp(t)可以由模擬積分器對具有一定大小的正負(fù)電壓積分獲得，由此得到調(diào)制型 A/D組成框圖如圖4-18。圖4-18 調(diào)制型 A/D組成框圖數(shù)字濾波技術(shù)數(shù)字濾波器的主要功能是對高速數(shù)據(jù)流進行數(shù)字去假頻濾波和數(shù)據(jù)抽取。由于過采樣，使得在一個信號周期內(nèi)具有成百上千個離散點值，所以需要按正常采樣頻率fs對數(shù)據(jù)進行抽?。ㄖ夭蓸樱?，不過在重采樣之前必須先進行數(shù)字去假頻

14、濾波，以防止在重采樣時引入假頻干擾（或稱混迭干擾）。4.A/D組成調(diào)制型 A/D存在兩方面缺點和不足，首先當(dāng)輸入為一變化速率過快的交流信號時，產(chǎn)生斜率過載失真；其次當(dāng)輸入為直流信號時，調(diào)制型 A/D輸出為一交流信號，二者嚴(yán)重不符。解決上述問題的辦法是在信號量化之前對其積分然后再對輸出進行微分。結(jié)合圖4-18，將兩個積分器合并為一個放在輸入加法器之后將兩個積分器合并為一個放在輸入加法器之后，在輸出端積分和微分可抵消，得到A/D組成框圖如圖4-19所示。圖4-19 A/D組成A/D的信噪比為： 二、高階-A/D及應(yīng)用二階巴特沃斯A/D，它的信噪比可表示為： 推廣到L階： 在當(dāng)代24位遙測地震儀中，

15、過采樣頻率達到幾百千赫茲，以法國產(chǎn)SN388遙測地震儀為例（Fs=320KHz），并且分別取L=3、L=4和L=5，得到信噪比為：滿足勘探精度要求的信噪比應(yīng)不小于120dB，能夠滿足這一要求的最高頻率分別為17Hz、610Hz、1855Hz、3968Hz和6423Hz。當(dāng)采樣率分別是0.25ms、0.5ms、1.0ms和2.0ms時,信號的最高頻率成分分別為1600Hz、800Hz、圖4-20 二階A/D組成 （4-19）400Hz和200Hz，能夠滿足信噪比在120dB以上的模數(shù)轉(zhuǎn)換器分別是三階、四階和五階A/D，考慮到儀器整體系統(tǒng)的信噪比（瞬時動態(tài)范圍）要小于A/D的量化信噪比，所以要求量

16、化信噪比要比120dB大得多，將fB=1600Hz代入（4-19）式計算出信噪比分別是124.5dB、157.5dB和186.4dB，由此可見選擇四階A/D基本能夠滿足地震勘探的需要。圖4-21 信噪比與信號頻率關(guān)系曲線圖針對SN388遙測地震儀，前置放大器增益分別為0dB、12dB和24dB時，等效輸入噪聲分別為1.6V、400nV和200nV，折算到模數(shù)轉(zhuǎn)換器中的噪聲分別為1.6V、1.6V和3.2V，量化階梯電壓=0.2V，24位(一位符號)A/D的滿標(biāo)電壓為(2231)×0.21.68×10V，系統(tǒng)信噪比(瞬時動態(tài)范圍)分別為120dB、120dB和114dB。由此

17、可見SN388遙測地震儀采用四階24位A/D轉(zhuǎn)換，基本滿足了高分辨率地震勘探對瞬時動態(tài)范圍與信噪比的需要。三、數(shù)字濾波器的作用及原理1.計算過采樣的離散點值。這一過程相當(dāng)于累加，之后再進行微分運算，輸出是24位高速數(shù)據(jù)流；2.按重采樣頻率的要求進行數(shù)字去假頻濾波運算。濾波器的截止頻率fc=0.4/Ts，Ts是儀器指標(biāo)參數(shù)中的采樣率，SN388儀器的采樣率分別是0.25ms、圖4-22去假頻濾波器振幅特性0.5ms、1.0ms、2.0ms, 所以fc分別為1600Hz、800Hz、400Hz和200Hz。梳狀濾波器的第一個通帶具有良好的低通特性，所以用普通低通濾波器將其高端濾除后將獲得更加理想的

18、低通濾波器。梳狀濾波器的振幅特性表示為 取Fs4000Hz，Ts=1ms采樣，則去假頻濾波器的截止頻率為fc=400Hz，所以應(yīng)取5。3.數(shù)據(jù)抽取。針對SN388儀器，在數(shù)字去假頻濾波之前有兩次抽取，使其數(shù)據(jù)速率降為4000Hz，相當(dāng)于將過采樣頻率降至Fs4000Hz，之后再按fc=400Hz（1ms采樣）進行數(shù)字去假頻濾波，最后進行1/4抽取，使得輸出相當(dāng)于1ms采樣的離散信號。圖4-23 去假頻濾波及數(shù)據(jù)抽取過程第四節(jié) 合一型模擬/浮點數(shù)轉(zhuǎn)換技術(shù)SN348、SN368數(shù)字地震儀的信號采樣、浮點放大、模數(shù)轉(zhuǎn)換由同一電路分階段完成，該電路稱為合一型模擬/浮點數(shù)轉(zhuǎn)換電路，又稱編碼放大器。編碼放大

19、器的每一次工作循環(huán)包括四個階段：零漂和信號采樣、浮點放大、模數(shù)轉(zhuǎn)換和復(fù)位，從掌握其工作原理的角度出發(fā)，重點是浮點放大和模數(shù)轉(zhuǎn)換階段。一、編碼放大器浮點放大階段此階段最多有七個節(jié)拍，第1、3、5、7個節(jié)拍時，開關(guān)、置位置“1” ，第2、4、6個節(jié)拍時，開關(guān)、置位置“2” 。開關(guān)置“1”時，電容C1上存儲的電壓放大4倍后存儲在C2上；開關(guān)置“2”時，電容C2上存儲的電壓放大4倍后存儲在C1上。初始時信號電壓存儲在C1上，這樣信號電壓從第一個節(jié)拍開始，每來一個節(jié)拍，信號電壓就被放大4倍（循環(huán)放大）：第一節(jié)拍： 第二節(jié)拍： 第三節(jié)拍： 第四節(jié)拍： 圖4-70 編碼放大器浮點放大階段等效電路第五節(jié)拍：

20、第六節(jié)拍： 第七節(jié)拍： 以上是循環(huán)放大的全部過程，在實際工作過程中，每個節(jié)拍過后，放大器的輸出與模數(shù)轉(zhuǎn)換器的四分之一滿標(biāo)值進行比較，當(dāng)放大器的輸出大于四分之一滿圖4-71 編碼放大器浮點放大增益調(diào)整圖標(biāo)值時，增益比較器輸出邏輯“1”控制循環(huán)放大過程停止。此時，信號電壓獲得的增益值便為“最佳增益值” ，其中J為循環(huán)放大的次數(shù)。二、編碼放大器模數(shù)轉(zhuǎn)換階段模數(shù)轉(zhuǎn)換階段共有15個節(jié)拍，第一個節(jié)拍判定子樣的符號，后14個節(jié)拍進行量化工作。在量化期間，放大器的反相端輸入為電源電壓，放大器對其進行倍放大；放大器（AR1）的同相端輸入為儲存在C1或C2上的電壓，放大器對其進行+2倍放大。在放大器的輸出端，放大

21、+2倍的存儲電壓與電源電壓進行相減運算，差值電壓一方面去極性比較器，以判斷取舍；另一方面差值電壓被存儲在C1或C2上。起初時，被量化的子樣電壓存儲在C1上，第一次比較時子樣電壓放大兩倍后與電源電壓相減，等效成電源電壓除2，相當(dāng)于加入第一個權(quán)電壓；第二次比較時差值電壓放大兩倍（子樣電壓放大4倍），等效成電源電壓除，相當(dāng)于加入第二個權(quán)電壓。依此類推，第14次比較時差值電壓放大兩倍（子樣電壓放大倍），等效成電源電壓除，相當(dāng)于加入第十四個權(quán)電壓。 圖 4-72 編碼放大器模數(shù)轉(zhuǎn)換階段等效電路電源電壓除21、22、23、24、25、26、27、28、29、210、211、212、213、214的結(jié)果剛好

22、是由大到小的以系列權(quán)電壓。第1、3、5、7、9、11、13、15節(jié)拍時，開關(guān)、置位置“2” ，第2、4、6、8、10、12、14節(jié)拍時，開關(guān)、置位置“1” 。開關(guān)的位置取決于子樣電壓或差值電壓的極性。1、量化正子樣電壓第一節(jié)拍：開關(guān)斷開，、置位置“2”，子樣電壓（V0）先前存儲在C2上經(jīng)AR1 1：1跟隨輸出，使BRL=1，代表為正子樣電壓。同時，子樣電壓存儲在C1上。第二節(jié)拍：由于是正子樣，決定了開關(guān)S3接+E（A/D滿標(biāo)）電源，開關(guān)、置位置“1” ，C1上的存儲電壓V0和+E電源經(jīng)AR1放大后輸出為 V1存儲在C2上，當(dāng)V10時BRL=1，判斷為??；當(dāng)V10時BRL=0，判斷為舍。第三節(jié)拍

23、：、置位置“2”，若上一個節(jié)拍時BRL=1，則開關(guān)S3接+E電源，C2上的存儲電壓V1和+E電源經(jīng)AR1放大后輸出為 若上一個節(jié)拍時BRL=0，則開關(guān)S3接E電源，C2上的存儲電壓V1和E電源經(jīng)AR1放大后輸出為 V2存儲在C1上，當(dāng)V20時BRL=1，判斷為??；當(dāng)V20時BRL=0，判斷為舍。上述過程一直進行到第十五個節(jié)拍，當(dāng)子樣為正滿標(biāo)時，第十五節(jié)拍時表示為： 量化正子樣電壓的工作規(guī)律為：判斷為取時，下一個節(jié)拍接正電源（+E），將AR1輸出放大兩倍后再與之比較，相當(dāng)于加入下一位權(quán)電壓；判斷為舍時，下一個節(jié)拍節(jié)負(fù)電源（E），將AR1輸出放大兩倍后再與之比較，相當(dāng)將先前加入的正權(quán)電壓抵消掉一半

24、，剩下的一半為加入的下一位權(quán)電壓。 2、量化負(fù)子樣電壓第一節(jié)拍：開關(guān)斷開，、置位置“2” ，子樣電壓（V0）先前存儲在C2上經(jīng)AR1 1：1跟隨輸出，使BRL=0，代表為負(fù)子樣電壓。同時，子樣電壓存儲在C1上。第二節(jié)拍：由于是負(fù)子樣，決定了開關(guān)S3接E（A/D滿標(biāo)）電源，開關(guān)、置位置“1”，C1上的存儲電壓V0和E電源經(jīng)AR1放大后輸出為 V1存儲在C2上，當(dāng)V10時BRL=1，判斷為舍；當(dāng)V10時BRL=0，判斷為取。第三節(jié)拍：、置位置“2”，若上一個節(jié)拍時BRL=0，則開關(guān)S3接E電源，C2上的存儲電壓V1和E電源經(jīng)AR1放大后輸出為 若上一個節(jié)拍時BRL=1，則開關(guān)S3接+E電源，C2上

25、的存儲電壓V1和+E電源經(jīng)AR1放大后輸出為 V2存儲在C1上，當(dāng)V20時BRL=1，判斷為舍；當(dāng)V20時BRL=0，判斷為取。上述過程一直進行到第十五個節(jié)拍，當(dāng)子樣為負(fù)滿標(biāo)時，第十五節(jié)拍時為 量化負(fù)子樣電壓的工作規(guī)律為：判斷為取時，下一個節(jié)拍接負(fù)電源（E），但將AR1輸出放大兩倍后再與之比較，相當(dāng)于加入下一位權(quán)電壓；判斷為舍時，下一個節(jié)拍接正電源（+E），但將AR1輸出放大兩倍后再與之比較，相當(dāng)將先前加入的負(fù)權(quán)電壓抵消掉一半，剩下的一半相當(dāng)于加入的下一位權(quán)電壓。第五節(jié) 頻譜整形濾波技術(shù)地層的高頻吸收衰減效應(yīng)是導(dǎo)致深層石油地震勘探分辨率大大降低的主要原因，要想獲得地震勘探的高分辨率，就必須在儀

26、器記錄之前對地層吸收衰減進行補償，所以野外采集記錄時有必要進行高頻提升補償。頻譜整形濾波器（Spectral Shaping FilterSSF）是地震儀采集系統(tǒng)中唯一能對高頻信號進行一定提升補償?shù)碾娐凡考?，它是I/O公司的專利技術(shù)，從20世紀(jì)90年代初推向市場以來收到一定效果，但效果并不顯著，主要原因是它對高頻信號提升的速率遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于地層的吸收衰減速率，提升量也很有限（不超過26dB），還遠(yuǎn)遠(yuǎn)滿足不了高分辨率地震勘探記錄弱高頻信號的需要。一、頻譜整形濾波器電路分析低于起始頻率時，其增益為前置放大器預(yù)選的增益；當(dāng)信號頻率位于起始和終止頻率之間時，其增益按6dB/oct的速率遞增；當(dāng)高于終止頻率時，其增益為起始預(yù)選的前放增益和終止頻率所提升的增益之和。頻譜整形濾波器是在前置放大器中加入了由RH、C組成的負(fù)反饋支路，放大器傳遞函數(shù)為： 其中，前置放大器的直流增益為，所以頻譜整形系數(shù)為 其中已考慮到，將代入上式得到：所以頻譜整形系數(shù)的振幅和相位特性為 當(dāng)RH1254，0.8125F，R25056，R11136時，代入上式得到： 圖4-27 頻譜整形濾波器簡化原理圖 A 振幅特性 B 相位特性圖4-28 頻譜整形濾波器頻率