新的輪轂電機(jī)驅(qū)動電動車電子差速控制系統(tǒng)研究_葛英輝

1、 葛英輝1971年4月生,1996年畢業(yè)于西安理工大學(xué)電力電子技術(shù)專業(yè),碩士學(xué)位,講師,現(xiàn)在浙江大學(xué)攻讀博士學(xué)位。研究方向?yàn)殡妱悠囉秒姍C(jī)及其控制技術(shù)。新的輪轂電機(jī)驅(qū)動電動車電子差速控制系統(tǒng)研究*葛英輝,李春生,倪光正(浙江大學(xué)電氣學(xué)院,杭州310027摘要本文針對輪轂電機(jī)驅(qū)動的電動車,提出了一種新的電子差速方案,并設(shè)計(jì)了基于T MS320F2407DSP 的雙輪輪轂電機(jī)電子差速協(xié)調(diào)驅(qū)動控制系統(tǒng),且通過軟件設(shè)計(jì)的改進(jìn)即實(shí)現(xiàn)了單電流傳感器檢測相電流,介紹3.35V 的接口電路,提高了轉(zhuǎn)子位置傳感器信號檢測準(zhǔn)確性等,實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了新方案的正確性。關(guān)鍵詞輪轂電機(jī)電子差速DSP2407電動車Study

2、 on Novel Electric Differential Control System Used for In -wheel Motor Driven EVGe Yinghui ,Li Chunsheng ,Ni GuangzhengA bstract :A novel electric differential strategy used for in -wheel motor driven EV is proposed .The electric differential control system based on T MS320F2407DSP is de -veloped ,

3、some novel schemes are discussed in detail .Experimental results validating the effectiveness are advanced .Key words :In -wheel motor Electric differential DSP2407Electric vehicle (E V *寧波市科委青年基金資助項(xiàng)目1引言目前,一些新穎的電動汽車(EV 采用獨(dú)立的驅(qū)動方式,其代表是東京電力推出的I ZA 電動車,其中集成的技術(shù)是一種直接驅(qū)動方法,每個(gè)輪裝的是輪轂電機(jī),不再需要傳動機(jī)構(gòu)和差速齒輪,可按所需動力來分配

4、兩電機(jī)的功率,因此整個(gè)系統(tǒng)的效率得以提高,同時(shí),對于這種驅(qū)動單元,需要一個(gè)電子差速驅(qū)動控制系統(tǒng)?，F(xiàn)有的相關(guān)研究很少,其中大部分集中在帶有差速運(yùn)行的特殊電機(jī)的設(shè)計(jì)上。本文通過對汽車差速現(xiàn)象的分析,提出了一種新的適用于中低速運(yùn)行的輪轂電機(jī)驅(qū)動電動車電子差速方案,并設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)了基于TMS320F2407DSP (兩個(gè)事件管理器模塊12路全比較PW M 輸出能夠?qū)崿F(xiàn)控制兩臺電機(jī)的雙輪輪轂電機(jī)驅(qū)動控制系統(tǒng),實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明新方案的可行性和有效性。2新的雙輪轂電機(jī)電子差速驅(qū)動方案研究根據(jù)汽車動力學(xué)分析可知,車輛轉(zhuǎn)彎行駛時(shí),汽車外側(cè)車輪的行程比內(nèi)側(cè)的長,如果是通過一根整驅(qū)動軸將動力傳給左右車輪,則會由于左右驅(qū)動車

5、輪的轉(zhuǎn)速雖相等而行程又不同的運(yùn)動學(xué)矛盾引起某一驅(qū)動車輪產(chǎn)生滑轉(zhuǎn)或滑移,不僅使輪胎過早磨損、無益地消耗功率等,而且易使汽車在轉(zhuǎn)向時(shí)失去抗側(cè)滑的能力而使穩(wěn)定性變壞,操縱性變差。傳統(tǒng)汽車通過左右輪間的機(jī)械差速器保證了兩側(cè)車輪具有以不同速度旋轉(zhuǎn)的可能性,從而滿足汽車行駛運(yùn)動學(xué)的要求。2.1已有的電子差速結(jié)構(gòu)模型分析低速時(shí)ACKERMANN 和JEANTAND 提出的模型如圖1所示,廣泛用于確定車輛的驅(qū)動策略(見文獻(xiàn)1,結(jié)論為34=CC +2B (1式中3,4兩驅(qū)動后輪的旋轉(zhuǎn)速度可知,車輛純滾動時(shí)內(nèi)外側(cè)輪的轉(zhuǎn)速比即為轉(zhuǎn)彎半徑比,這個(gè)模型只進(jìn)行了靜態(tài)分析,沒有考慮輪胎的影響,忽略了車輛轉(zhuǎn)彎行駛時(shí)的離心力和

6、向心力。文獻(xiàn)1按這個(gè)模型提出了電子差速方案,本文分析認(rèn)為其不夠合理,從上述結(jié)構(gòu)模型可知,在給定轉(zhuǎn)角的情況下,四個(gè)輪速和整車速度五個(gè)量的自由度為1,因此,如果同時(shí)對兩個(gè)驅(qū)動輪進(jìn)行轉(zhuǎn)速控制,實(shí)際系統(tǒng)稍有誤差,將產(chǎn)生矛盾,導(dǎo)致被控各個(gè)車輪之間滑移率不同甚至?xí)谢D(zhuǎn)出現(xiàn),造成系統(tǒng)不穩(wěn)定,影響整車的效率和最大功率輸出。 圖1低速行駛AC KER MANN 和JEANTAND 模型綜上所述,本文認(rèn)為輪式驅(qū)動電動車電子差 速不宜采用車輪速度作為控制變量。2.2新的電子差速控制方案本文設(shè)計(jì)的電子差速方案,考慮轉(zhuǎn)彎時(shí)車輪的垂直載荷的變化,以使兩驅(qū)動輪的附著率相等為目標(biāo),并以此為依據(jù)分配兩輪的驅(qū)動轉(zhuǎn)矩,從而使得車

7、輛發(fā)生滑轉(zhuǎn)的可能性減到最小?？紤]風(fēng)阻力和輪胎側(cè)向力的作用等多種因素,在給定總功率輸出下,本文對車輛的運(yùn)動狀態(tài)進(jìn)行了仿真,結(jié)果如圖2所示,可見在轉(zhuǎn)速及轉(zhuǎn)角都較大時(shí),轉(zhuǎn)矩分配比例變化較大,此時(shí)車體運(yùn)動的離心力產(chǎn)生的側(cè)翻力矩起了決定性的作用。圖2車輛轉(zhuǎn)彎轉(zhuǎn)矩分配比仿真結(jié)果 進(jìn)一步簡化計(jì)算,只考慮離心力對垂直載荷的影響。由汽車動力學(xué)分析可知,對于靜止或筆直前進(jìn)的車輛,兩后輪的垂直載荷相同,如下式N b =L -W2Lmg (2式中m 車體質(zhì)量轉(zhuǎn)彎時(shí)離心力產(chǎn)生的側(cè)向翻滾力矩為M x =F a H(3式中H 車輛質(zhì)心到地面的高度轉(zhuǎn)彎時(shí)驅(qū)動后車輪的載荷為N 3=N b -M xBN 4=N b +M xB

8、(4又F a =mv 2r r =Ltan +C 2+W2(5式中v 車體速度可以證明,對于輪距軸距0.7的車體和<30°的轉(zhuǎn)彎狀況,以r =Lsin 估算,其誤差在5%以內(nèi)。故在此條件下,可得轉(zhuǎn)矩比為式(6,其仿真結(jié)果如圖3所示,可以看出在中低速和轉(zhuǎn)角不過大的條件下,這種簡化的計(jì)算可以滿足工程要求。圖3簡化的車輛轉(zhuǎn)彎轉(zhuǎn)矩分配比仿真結(jié)果K (v ,=N 3N 4=L -W 2HBg -v 2sin L -W 2H Bg +v 2sin (62.3轉(zhuǎn)矩控制控制踏板輸入相當(dāng)于轉(zhuǎn)矩控制指令,采用線性調(diào)節(jié)負(fù)反饋的電流控制,從圖4的控制框圖得出輸出特性如式(7所示,機(jī)械特性如圖5所示,和

9、內(nèi)燃機(jī)汽車的踏板控制比較類似,有與傳統(tǒng)汽車類似的駕駛感覺。圖4轉(zhuǎn)矩控制框圖T m =K tK i v -K e R +K f K i(7式中R 電機(jī)相電阻K t 轉(zhuǎn)矩系數(shù)K e 電動勢系數(shù) 圖5電流負(fù)反饋的機(jī)械特性轉(zhuǎn)彎行駛時(shí)內(nèi)外側(cè)輪的轉(zhuǎn)矩差及內(nèi)外側(cè)輪實(shí)際所需轉(zhuǎn)矩分別為T =1-K (v ,1+K (v ,T m (8T 3=T m -T ,T 4=T m +T(93基于DSP2407的系統(tǒng)設(shè)計(jì)3.1總體控制框圖 本文所設(shè)計(jì)的基于DSP2407的電子差速控制系統(tǒng)總體框圖如圖6所示。功率電路采用半橋調(diào)制方式,可以降低逆變器的開關(guān)損耗,三相Y 聯(lián)接的無刷直流方波輪轂電機(jī)采用兩兩導(dǎo)通方式,即每一瞬間有

10、兩個(gè)功率管導(dǎo)通,每隔60°電角度換相一次,每個(gè)功率管導(dǎo)通120°電角度。DSP 選用美國德州儀器公司的電機(jī)微控制器TMS320X2407,其采用高性能靜態(tài)C MOS 技術(shù),使得供電電壓降到3.3V ,減小了控制器的功耗,兩個(gè)事件管理器模塊12路全比較PW M 輸出能夠?qū)崿F(xiàn)控制兩臺電機(jī),由于DSP 片內(nèi)的資源豐富,如具有AD 轉(zhuǎn)換等功能模塊,使控制電路大為簡化。限于篇幅,本文著重介紹設(shè)計(jì)中幾個(gè)方面。3.2新的半橋調(diào)制時(shí)相電流檢測方法針對本系統(tǒng)采用兩相導(dǎo)通三相六拍運(yùn)行方式,PW M 調(diào)制采用半橋調(diào)制方式,在PW M 無效期間直流端電流為0,所以在PW M 有效期間進(jìn)行電流信號采

11、樣,才可以有效地檢測到電機(jī)的相電流,本文通過軟件設(shè)計(jì)的改進(jìn),簡單準(zhǔn)確地實(shí)現(xiàn)了單電流傳感器檢測相電流。圖7為AD 轉(zhuǎn)換的時(shí)序示意圖,簡要說明如下:電流傳感器放在直流端,通過設(shè)定DSP 控制字ACTR A /B 使PWM 信號高電平有效,DSP 的通用定時(shí)器T1設(shè)定為連續(xù)加減記數(shù)方式,每十次T1周期中斷為一個(gè)電流采樣周期,啟動ADC 采樣電流信號,這樣每次進(jìn)行電流信號采樣的時(shí)刻均在PW M 的有效期間,從而實(shí)現(xiàn)了單電流傳感器相電流檢測。相比于文獻(xiàn)4的方法,檢測到的電流值與實(shí)際的電流平均值更為接近。另外,由于DSP2407的特點(diǎn),為了降低ADC 轉(zhuǎn)換的時(shí)間,電流傳感器的輸出信號經(jīng)過常規(guī)的濾波放大后再

12、加一級射極跟隨器電路,這樣信號端的輸出電阻很小,同時(shí),通過改變ADC TR1的寄存器中的AC QPS3ACQPS0位段域和CPS 位來實(shí)現(xiàn)調(diào)整2407器件ADC 的采樣和保持模塊來適應(yīng)信號阻抗的變化,這樣可以在保證采樣精度的同時(shí)盡可能選取轉(zhuǎn)換時(shí)間短的設(shè)定,以適應(yīng)PWM 脈寬小的情況。圖6控制系統(tǒng)總體框圖圖7AD 轉(zhuǎn)換時(shí)序示意圖3.3與DSP2407的接口電路DSP2407的控制器是3.3V ,但其和5V 的接口電路不可避免,現(xiàn)有的3.35V 的轉(zhuǎn)換芯片價(jià)格較貴,下面介紹幾種簡單實(shí)用的接口電路。DSP 的輸入腳有時(shí)有內(nèi)部的上拉或下拉電路,這樣,它不影響接口電路的阻抗計(jì)算,但是影響DC 偏置計(jì)算做

13、。圖8給出了幾個(gè)接口方法,為簡化分析,不考慮內(nèi)部的上拉或下拉。 圖85V 3.3V 的接口電路(15V TTL 輸出到3.3V DSP C MOS 輸入:當(dāng)TTL 器件最大供電電壓是5.25V ,在額定電流時(shí)TTL 輸出的高電壓是3.4V ,空載時(shí)是4.05V ;因此如考慮元件之間的最大壓差,假定DSP 供電電壓是3.0V ,最大容許電壓是3.3V ,邏輯高電平的最大壓差是0.75V 。如果電流限在75A ,在DSP 與TTL 之間加一10k 的電阻足夠了,這產(chǎn)生了小的RC 延時(shí)(10k ×5pF =50ns ,除了CAN 總線,這種延時(shí)可以忽略,也可用更大電阻降低電流,但延時(shí)變長噪

14、音抑制能力變差。(25V C MOS 輸出到3.3V DSP CMOS 輸入:當(dāng)供電電源是5.25V 時(shí),5V CMOS 輸出空載時(shí)是5.25V ,所以邏輯高電平時(shí)壓差是1.95V ,因此要加分壓電路,如果電阻減小輸入電阻也小。(33.3V DSP CMOS 輸出到5V TTL 輸入:因?yàn)镈SP 的輸出是TTL 兼容,不需要特別的電路,TTL 的高低邏輯是2.4V 到0.8V ,而3.3V CMOS 的輸出高低邏輯是2.8V 到0.4V ,這中間有很大的域度,許多電機(jī)控制芯片是5V 供電TTL 的,可以和3.3V DSP 直接接口。3.4改進(jìn)的轉(zhuǎn)子位置檢測方法本系統(tǒng)的永磁無刷輪轂電機(jī)帶有霍爾傳

15、感器,使用方便且價(jià)格低廉。但是,對于功率較大的電機(jī),當(dāng)繞組電流較大時(shí),一方面將影響永磁轉(zhuǎn)子所產(chǎn)生的磁場使其空間位置偏移,一方面由于換相電流沖擊影響位置傳感器附近的磁場分布,這兩種情況都使得霍爾位置傳感器的信號產(chǎn)生誤差,甚至因干擾不能正常工作。通常此類電機(jī)的控制方案是把三路位置傳感器輸出接DSP 器件的捕獲單元,本系統(tǒng)中兩個(gè)電機(jī)的六路位置傳感器信號如使用捕獲單元就需要涉及4個(gè)定時(shí)器及相應(yīng)中斷的使用。本系統(tǒng)摒棄這種常規(guī)方法,將位置傳感器輸出接DSP 的I /O 口,在產(chǎn)生PW M 的定時(shí)器下溢中斷服務(wù)程序中讀I /O 口的狀態(tài),判斷兩電機(jī)相應(yīng)的位置信號,并與前次位置信號對比,采取弱延遲換相和換相鎖

16、定技術(shù),即在檢測到位置改變時(shí)并非立即換相,而是繼續(xù)在微小間隔內(nèi)進(jìn)行若干次位置檢測,進(jìn)一步判定是否確實(shí)處于換相的位置,當(dāng)確定換相操作后,在一微小間隔內(nèi)無論轉(zhuǎn)子位置信號有無變化,都不再進(jìn)行換相。這樣既保證了換相處理的準(zhǔn)確性,相對于使用捕獲單元,軟件設(shè)計(jì)也簡化。設(shè)計(jì)中PW M 的開關(guān)頻率為15kHz ,電機(jī)額定轉(zhuǎn)速是340r /min ,所以定時(shí)器下溢中斷間隔相對于電機(jī)最小換相時(shí)間間隔足夠小。3.5軟件設(shè)計(jì)主程序部分完成系統(tǒng)初始化,兩電機(jī)電流AD 采樣結(jié)果的處理,兩驅(qū)動輪輪速計(jì)算,車體速度估算,電子差速算法及實(shí)施。T1定時(shí)器下溢中斷服務(wù)程序中完成從I /O 口分別讀取兩個(gè)電機(jī)位置信號,并完成上述的弱

17、延遲換相和換相鎖定,設(shè)定兩個(gè)電機(jī)的AC TRA /B 控制字,啟動車體轉(zhuǎn)角的AD 采樣等。T1定時(shí)器周期中斷十次啟動相應(yīng)的兩個(gè)電機(jī)的電流AD 采樣等。3.6驅(qū)動與保護(hù)系統(tǒng)中功率器件選用IRFP250,DSP 的12路全比較PWM 輸出經(jīng)過高速光耦隔離后接至驅(qū)動集成模塊IR2130。兩個(gè)電機(jī)的電流、過電壓、欠電壓等保護(hù)信號產(chǎn)生時(shí)先硬件封鎖其對應(yīng)的IR2130的輸出,同時(shí)接對應(yīng)的DSP 的PDPINTA 或PD -PI NTB 腳。在DSP 的相關(guān)參考書中,對PDPINT 電源中斷未有具體使用說明,本文根據(jù)實(shí)際試驗(yàn),總結(jié)了TI2407DSP 的PDPI NTA /B 電源中斷的特點(diǎn),說明如下:PD

18、PI NTA 或PDPINTB 管腳信號為下降沿有效,相應(yīng)的PW M 輸出變?yōu)楦咦锠顟B(tài),這種高阻狀態(tài)在程序復(fù)位后才可以解除,同時(shí),此管腳信號的下降沿同時(shí)產(chǎn)生中斷申請,如果相應(yīng)的中斷未被屏蔽,則進(jìn)入中斷服務(wù)程序,完成相應(yīng)的故障發(fā)生后的后臺處理,中斷服務(wù)程序完成后程序繼續(xù)運(yùn)行,但對ACTRA /B 的改動不會影響其輸出。本設(shè)計(jì)在電源中斷服務(wù)程序中進(jìn)行故障分析并給出故障指示,如果故障沒有解除則此循環(huán)檢測,故障解除后程序跳轉(zhuǎn)到0000H 復(fù)位。4實(shí)驗(yàn)結(jié)果與分析本控制系統(tǒng)中的輪轂電機(jī)參數(shù)為:額定直流電壓96V ,額定轉(zhuǎn)速340r /min ,額定功率900W ,極對數(shù)為8。圖9(a 顯示了一相的電流和采用本文所述的改進(jìn)的位置檢測方法處理后發(fā)出的PW M 波,可以看出得到了良好的換相檢測效果 ;(a (b (c 圖9實(shí)驗(yàn)結(jié)果圖9(b 是直線運(yùn)行時(shí)兩電機(jī)的電流,由于從電流波形的頻率可以換算到電機(jī)的轉(zhuǎn)速,可以看出此時(shí)兩電機(jī)的轉(zhuǎn)矩和