混頻器特性分析

1、微波混頻器技術(shù)指標與特性分析一、噪聲系數(shù)和等效噪聲溫度比噪聲系數(shù)的基本定義已在第四章低噪聲放大器中有過介紹。但是混頻器中存在多個頻率，是多頻率多端口網(wǎng)絡(luò)。為適應(yīng)多頻多端口網(wǎng)絡(luò)噪聲分析，噪聲系數(shù)定義改為式（9-1），其理論基礎(chǔ)仍是式（6-1）的原始定義，但此處的表示方式不僅適用于單頻線性網(wǎng)絡(luò)，也可適用于多頻響應(yīng)的外差電路系統(tǒng)，即（9-1）式中 Pno-當系統(tǒng)輸入端噪聲溫度在所有頻率上都是標準溫度T0 = 290K時，系統(tǒng)傳輸?shù)捷敵龆说目傇肼曎Y用功率； Pns僅由有用信號輸入所產(chǎn)生的那一部分輸出的噪聲資用功率。根據(jù)混頻器具體用途不同，噪聲系數(shù)有兩種。一、噪聲系數(shù)和等效噪聲溫度比1、單邊帶噪聲系數(shù)在

2、混頻器輸出端的中頻噪聲功率主要包括三部分：（1）信號頻率fs端口的信源熱噪聲是kT0Df，它經(jīng)過混頻器變換成中頻噪聲由中頻端口輸出。這部分輸出噪聲功率是式中 Df中頻放大器頻帶寬度；am混頻器變頻損耗；T0環(huán)境溫度，T0 = 293K。（2）由于熱噪聲是均勻白色頻譜，因此在鏡頻fi附近Df內(nèi)的熱噪聲與本振頻率fp之差為中頻，也將變換成中頻噪聲輸出，如圖9-1所示。這部分噪聲功率也是kT0Dfam。（3）混頻器內(nèi)部損耗電阻熱噪聲以及混頻器電流的散彈噪聲，還有本機振蕩器所攜帶相位噪聲都將變換成輸出噪聲。這部分噪聲可用Pnd表示。這三部分噪聲功率在混頻器輸出端相互疊加構(gòu)成混頻器輸出端總噪聲功率Pno

3、把Pno等效為混頻器輸出電阻在溫度為Tm時產(chǎn)生的熱噪聲功率，即Pno = kTmDf，Tm稱混頻器等效噪聲溫度。kTmDf和理想電阻熱噪聲功率之比定義為混頻器噪聲溫度比，即按照定義公式（9-1）規(guī)定，可得混頻器單邊帶工作時的噪聲系數(shù)為在混頻器技術(shù)手冊中常用FSSB表示單邊帶噪聲系數(shù)，其中SSB是Singal Side Band的縮寫。Pns是信號邊帶熱噪聲（隨信號一起進入混頻器）傳到輸出端的噪聲功率，它等于kT0Dfam。因此可得單邊帶噪聲系數(shù)是2、雙邊帶噪聲系數(shù)在遙感探測、射電天文等領(lǐng)域，接收信號是均勻譜輻射信號，存在于兩個邊帶，這種應(yīng)用時的噪聲系數(shù)稱為雙邊帶噪聲系數(shù)。此時上下兩個邊帶都有噪

4、聲輸入，因此Pns = kT0Dfam。按定義可寫出雙邊帶噪聲系數(shù)（9-5）式中DSB是Double Side Band的縮寫。將公式（9-4）和（9-5）相比較可知，由于鏡像噪聲的影響，混頻器單邊帶噪聲系數(shù)比雙邊帶噪聲系數(shù)大一倍，即高出3dB。為了減小鏡像噪聲，有些混頻器帶有鏡頻回收濾波器或鏡像抑制濾波器。因此在使用商品混頻器時應(yīng)注意：（1）給出的噪聲系數(shù)是單邊帶噪聲還是雙邊帶噪聲，在不特別說明時，往往是指單邊帶噪聲系數(shù)。（2）鏡頻回收或鏡頻抑制混頻器不宜用于雙邊帶信號接收，否則將增大3dB噪聲。（此類混頻器將在第二節(jié)鏡頻抑制混頻器中詳述）（3）測量混頻器噪聲系數(shù)時，通常采用寬頻帶熱噪聲源，

5、此時測得的噪聲系數(shù)是雙邊帶噪聲系數(shù)。在商品混頻器技術(shù)指標中常給出整機噪聲系數(shù)，這是指包括中頻放大器噪聲在內(nèi)的總噪聲系數(shù)。由于各類用戶的中頻放大器噪聲系數(shù)并不相同，因此通常還注明該指標是在中頻放大器噪聲系數(shù)多大時所測得的?；祛l器和中頻放大器的總噪聲系數(shù)是式中 Fif中頻放大器噪聲系數(shù)；am混頻器變頻損耗；tm混頻器等效噪聲溫度比。tm值主要由混頻器性能決定，也和電路端接負載有關(guān)。tm的范圍大約是厘米波段 tm = 1.11.2毫米波段 tm = 1.21.5在厘米波段，由于tm » 1，所以可粗估整機噪聲是二、變頻損耗混頻器的變頻損耗定義是：混頻器輸入端的微波信號功率與輸出端中頻功率之

6、比，以分貝為單位時，表示式是（9-8）混頻器的變頻損耗由三部分組成：包括電路失配損耗ab，混頻二極管芯的結(jié)損耗ar和非線性電導(dǎo)凈變頻損耗ag。1、失配損耗失配損耗ar取決于混頻器微波輸入和中頻輸出兩個端口的匹配程度。如果微波輸入端口的電壓駐波比為rs，中頻輸出端口的電壓駐波比為ri，則電路失配損耗是（9-9）混頻器微波輸入口駐波比rs一般為2以下。ar的典型值約為0.51dB。管芯的結(jié)損耗主要由電阻Rs和電容Cj引起，參見圖9-2。在混頻過程中，只有加在非線性結(jié)電阻Rj上的信號功率才參與頻率變換，而Rs和Cj對Rj的分壓和旁路作用將使信號功率被消耗一部分。結(jié)損耗可表示為 （dB）混頻器工作時，

7、Cj和Rj值都隨本振激勵功率Pp大小而變化。Pp很小時，Rj很大，Cj的分流損耗大；隨著Pp加強，Rj減小，Cj的分流減小，但Rs的分壓損耗要增長。因此將存在一個最佳激勵功率。當調(diào)整本振功率，使Rj = lwsCj時，可以獲得最低結(jié)損耗，即 （dB）可以看出，管芯結(jié)損耗隨工作頻率而增加，也隨Rs和Cj而增加。表示二極管損耗的另一個參數(shù)是截止頻率fc為 圖9-2 混頻管芯等效電路通常，混頻管的截止頻率fc要足夠高，希望達到。比如fc = 20fs時，將有armin = 0.4dB。根據(jù)實際經(jīng)驗，硅混頻二極管的結(jié)損耗最低點相應(yīng)的本振功率大約為12mW，砷化鎵混頻二極管最小結(jié)損耗相應(yīng)的本振功率約為3

8、5mW。3、混頻器的非線性電導(dǎo)凈變頻損耗凈變頻損耗ag取決于非線性器件中各諧波能量的分配關(guān)系，嚴格的計算要用計算機按多頻多端口網(wǎng)絡(luò)進行數(shù)值分析；但從宏觀來看，凈變頻損耗將受混頻二極管非線性特性、混頻管電路對各諧波端接情況，以及本振功率強度等影響。當混頻管參數(shù)及電路結(jié)構(gòu)固定時，凈變頻損耗將隨本振功率增加而降低，如圖9-3所示。本振功率過大時，由于混頻管電流散彈噪聲加大，從而引起混頻管噪聲系數(shù)變壞。對于一般的肖特基勢壘二極管，正向電流為l3mA時，噪聲性能較好，變頻損耗也不大。 圖9-3 變頻損耗、噪聲系數(shù)對本振功率的關(guān)系三、動態(tài)范圍動態(tài)范圍是混頻器正常工作時的微波輸入功率范圍。（1）動態(tài)范圍的下

9、限通常指信號與基噪聲電平相比擬時的功率。可用下式表示式中 am混頻器變頻損耗；Fif中頻放大器噪聲系數(shù)； Dfif中放帶寬；M信號識別系數(shù)。例如混頻器有am = 6dB，中放噪聲系數(shù)為Fif = 1dB，中頻帶寬Dfif = 5MHz，要求信號功率比熱噪聲電平高10倍，即M = 10，此時混頻器動態(tài)范圍下限是在不同應(yīng)用環(huán)境中，動態(tài)范圍下限是不一樣的。比如在輻射計中由于采用了調(diào)制技術(shù)，能接收遠低于熱噪聲電平的弱信號。雷達脈沖信號則要高于熱噪聲約8dB，而調(diào)頻系統(tǒng)中接收信號載噪比約需要812dB。數(shù)字微波通信信號取決于要求的誤碼率，一般情況下比特信噪比也要在1015dB以上。（2）動態(tài)范圍的上限受

10、輸出中頻功率飽和所限。通常是指1dB壓縮點的微波輸入信號功率Pmax，也有的產(chǎn)品給出的是1dB壓縮點輸出中頻功率。二者差值是變頻損耗。本振功率增加時，1dB壓縮點值也隨之增加。平衡混頻器由2支混頻管組成，原則上1dB壓縮點功率比單管混頻器時大3dB。對于同樣結(jié)構(gòu)的混頻器，1dB壓縮點取決于本振功率大小和二極管特性。一般平衡混頻器動態(tài)范圍的上限為210dBm。混頻器動態(tài)范圍曲線如圖9-4所示。圖9-4 混頻器動態(tài)范圍四、雙頻三階交調(diào)與線性度如果有兩個頻率相近的微波信號ws1、ws2和本振wp一起輸入列混頻器，這時將有很多組合諧波頻率，其中稱雙頻交調(diào)分量。定義m + n = k為交調(diào)失真的階數(shù)，例

11、如k = 2（當m = 1，n = 1）是二階交調(diào)，二階交調(diào)產(chǎn)物有當k = 2 + 1 = 3時是三階交調(diào)，其中有兩項 和 三階交調(diào)分量出現(xiàn)在輸出中頻附近的地方。當ws1和ws2相距很近時，wm3將落入中頻放大器工作額帶內(nèi)，造成很大干擾。這種情況在微波多路通信系統(tǒng)中是一個嚴重問題，如果各話路副載波之間有交叉調(diào)制，將造成串話和干擾。上述頻譜關(guān)系如圖9-5所示。圖中Dwif是中頻帶寬。圖9-5 混頻器頻譜分布四、雙頻三階交調(diào)與線性度1、混頻器三階交調(diào)系數(shù)三階交調(diào)系數(shù)Mi的定義為其值為負分貝數(shù)，單位常用dBc，其物理含義是三階交調(diào)功率比有用中頻信號功率小的分貝數(shù)。三階交調(diào)功率隨輸入微波信號功率Ps的

12、變化斜率較大，而中頻功率Pif隨Ps的變化呈正比關(guān)系，基本規(guī)律是Ps每減小1dB，Mi就改善2dB，如圖7、6所示。圖9-6 混頻器基波和三階交調(diào)成分隨信號功率的變化2、三階交調(diào)截止點Mi值與微波輸入信號強度有關(guān)，是個不固定的值。所以有時采用三階交調(diào)截止點Ma對應(yīng)的輸入功率PM作為衡量交調(diào)特性的指標。三階交調(diào)截止點Ma是Pi直線和直線段延長的交點，此值和輸入信號強度無關(guān)。1dB壓縮點P1dB和三階交調(diào)截止值PM都常作為混頻器線性度的標志參數(shù)。有關(guān)三階交調(diào)變化特性的改進可參見第六章，區(qū)別僅在于混額器的輸出飽和是指中頻功率。通常三階交調(diào)截止值比1dB壓縮點值高1015dB，微波低頻端約高出15dB

13、，微波高頻段高10dB。在混頻器應(yīng)用中，只要知道了三階交調(diào)截止值就能計算出任何輸入電平時的三階交調(diào)系數(shù)。由于三階交調(diào)截止值處，Mi為0dB，輸入信號每減弱1dB，Mi就改善2dB，例如信號功率比PM小15dB時，Mi將為30dBc。三階交調(diào)特性及飽和點，都和使用時的本振功率及偏壓有關(guān)?；祛l管加正偏壓時，動態(tài)范圍上限下降，三階交調(diào)特性變壞，但可節(jié)省本振功率或改善變頻損耗；加負偏壓時，上述情況剛好相反。另外。混領(lǐng)管反向飽和電流越小，接觸電位越大時，要求的本振功率大，此時1dB壓縮點提高，三階交調(diào)特性也較好。五、工作頻率混頻器是多頻率器件，除了應(yīng)指明信號工作頻帶以外，還應(yīng)該注明本振頻率可用范圍及中頻

14、頻率。分支電橋式的集成混頻器工作頻帶主要受電橋頻帶限制，相對頻帶約為10%30%，加補償措施的平衡電橋混頻器可做到相對頻帶為30%40%。雙平衡混頻器是寬頻帶型，工作頻帶可達多個倍頻程。六、隔離度混瀕器隔離度是指各頻率端口之間的隔離度，該指標包括三項，信號與本振之間的隔離度，信號與中頻之間的隔離度，本振與中頻之間的隔離度。隔離度定義是本振或信號泄漏到其他端口的功率與原有功率之比，單位為dB。例如信號至本振的隔離度定義是信號至本振隔離度是個重要指標，尤其是在共用本振的多通道接收系統(tǒng)中，當一個通道的信號泄漏到另一通道時，就會產(chǎn)生交叉干擾。例如，單脈沖雷達接收機中的合信號漏入差信號支路時將使跟蹤精度

15、變壞。在單通道系統(tǒng)中信號泄漏就要損失信號能量，對接收靈敏度也是不利的。本振至微波信號的隔離度不好時，本振功率可能從接收機信號端反向輻射或從天線反發(fā)射，造成對其他電設(shè)備干擾，使電磁兼容指標達不到要求，而電磁兼容是當今工業(yè)產(chǎn)品的一項重要指標。此外，在發(fā)送設(shè)備中，變頻電路是上變頻器，它把中頻信號混頻成微波信號，這時本振至微波信號的隔離度有時要求高達80100dB。這是因為，上變頻器中通常本振功率要比中頻功率高10dB以上才能得到較好的線性變頻。變頻損耗可認為10dB，如果隔離度不到20dB，泄漏的本振將和有用微波信號相等甚至淹沒了有用信號。所以還得外加一個濾波器來提高隔離度。信號至中額隔離度指標在低

16、中頻系統(tǒng)中影響不大，但是在寬頻帶系統(tǒng)中就是個重要因素了。有時微波信號和中頻信號都是很寬的頻帶，兩個頻帶可能邊沿靠近，甚至頻帶交疊，這時，如果隔離度不好，就造成直接泄漏干擾。單管混頻器隔離度依靠定向耦合器，很難保證高指標，一般只有10dB量級。平衡混頻器則是依靠平衡電橋。微帶式的集成電橋本身隔離度在窄頻帶內(nèi)不難做到30dB量級，但由于混頻管寄生參數(shù)、特性不對稱、或匹配不良，不可能做到理想平衡。所以實際混頻器總隔離度一般在1520dB左右，較好者可達到30dB。七、鏡頻抑制度在本節(jié)噪聲系數(shù)論述中已提到過單邊帶混頻器鏡頻噪聲的影響，它將使噪聲系數(shù)變壞3dB。在混頻器之前如果有低噪聲放大器，就更必須采

17、取措施改善對鏡頻的抑制度。現(xiàn)在優(yōu)良的低噪聲放大器在C波段已能做到Nf = 0.5dB，若采用無鏡頻抑制功能的常規(guī)混頻器，整機噪聲將惡化到3.5dB。此外，如果在鏡頻處有干擾，甚至可能破壞整機正常工作。抑制鏡頻的方式大都是在混頻器前加濾波器，可采用對鏡頻帶阻式或?qū)π蓬l帶通式。對于捷變頻雷達則必須用自動抑制鏡頻的混頻器，將在下節(jié)詳述。鏡頻抑制度一般是1020dB，對于抑制鏡頻噪聲來說已經(jīng)夠用，詳見第四章第二節(jié)。有些特殊場合，為抑制較強鏡頻干擾，則需25dB或更高。八、本振功率與工作點混頻器的本振功率是指最佳工作狀態(tài)時所需的本振功率。商品混頻器通常要指定所用本振功率的數(shù)值范圍，比如指定Pp = 10

18、12dBm。這是因為，本振功率變化時將影響到混頻器的許多項指標。本振功率不同時，混頻二極管工作電流不同，阻抗也不同，這就會使本振、信號、中頻三個端口的匹配狀態(tài)變壞；此外也將改變動態(tài)范圍和交調(diào)系數(shù)。不同混頻器工作狀態(tài)所需本振功率不同。原則上本振功率愈大，則混頻器動態(tài)范圍增大，線性度改善，1dB壓縮點上升，三階交調(diào)系數(shù)改善。本振功率過大時，混頻管電流加大，噪聲性能要變壞。此外混頻管性能不同時所需本振功率也不一樣。截止頻率高的混頻管（即Q值高）所需功率小，砷化鎵混頻管比硅混頻管需要較大功率激勵。本振功率在厘米波低端大約需25mW，在厘米波高端為510mW，毫米波段則需1020mW；雙平衡混頻器和鏡頻

19、抑制混頻器用4只混頻管，所用功率自然要比單平衡混頻管大一倍。在某些線性度要求很高、動態(tài)范圍很大的混頻器中，本振功率要求高達近百毫瓦。九、端口駐波比在處理混頻器端口匹配問題時，常常受許多因素影響。在寬頻帶混頻器中很難達到高指標，不僅要求電路和混頻管高度平衡，還要有很好的端口隔離。比如中頻端口失配，其反射波再混成信號，可能使信號口駐波比變壞，而且本振功率漂動就會同時使三個端口駐波變化。例如本振功率變化45dB時，混頻管阻抗可能由500變到1000，從而引起三個端口駐波比同時出現(xiàn)明顯變化。所以混頻器駐波比指標一般都在22.5量級。十、中頻輸出阻抗在70MHz中頻時，中頻輸出阻抗大多是200400W，

20、中頻阻抗的匹配好壞也影響變頻損耗。中頻頻率不同時，輸出阻抗差別很大，有些微波高頻段混頻器的中頻是1GHz左右，其輸出阻抗將低于100W。以上敘述的混頻器指標參數(shù)是表征混頻器主要性能的一些參數(shù)。對于一般商品微波集成混頻器，在產(chǎn)品目錄中所給出的特性指標并不齊全，當用于整機系統(tǒng)時，有些特性需要自己測量。詳細測量方法將在本章最后一節(jié)介紹。六、混頓器與前置中放組件混頻器必然要與中頻放大器聯(lián)接，在多數(shù)微波系統(tǒng)中，為了保證系統(tǒng)性能，常把中放分成兩部分，一部分是主中放，用于提供優(yōu)良的頻帶特性和高增益；另一部分是前置中放，緊置于混頻之后，雖無頻帶要求，但要求噪聲很低。1、混頻一前置中放集成組件若把混頻器與前置中

21、放制做在同一塊基片上，構(gòu)成一個整體接收組件，將有如下優(yōu)點。（1）前置中放的輸入匹配電路可專門按最佳噪聲信源阻抗設(shè)計，以獲得整機最低噪聲系數(shù)。如果用單獨的混頻和前置中放相連，往往由于混頻器輸出阻抗的差異，尤其當中頻高于1GHz時較難得到最好性能。（2）避免接插轉(zhuǎn)換損耗。常規(guī)微波集成混頻器用微帶同軸轉(zhuǎn)換器把微帶轉(zhuǎn)換成同軸接頭再與中放聯(lián)接，其接插損耗不可避免，而且結(jié)構(gòu)穩(wěn)定性差。（3）工作頻帶可以合理分配。在寬頻帶系統(tǒng)中信號頻帶和中頻頻帶有時相距很近，甚至有重疊，一體設(shè)計時可以合理分配頻帶，避免直通干擾。（4）體積尺寸小，結(jié)構(gòu)緊湊?？梢院侠碓O(shè)置混頻工作點的直流監(jiān)視電路。2、混頻器電流監(jiān)測電路在有些微波

22、通信系統(tǒng)中需要監(jiān)視接收機工作狀態(tài)。測量混頻二極管電流是一種簡便易行的方式。一種方法如圖9-30所示。此方式很簡單，原混頻電路變動最小，在混頻器中頻端口并接微安表。正常工作情況下，兩混頻器也會略有差異，微安表可測出約幾十微安量級的直流電流差值DI。如果發(fā)現(xiàn)此差電流DI劇增，必有一個混頻管損壞，接收機尚能工作，但指標急劇下降；若差電流變小，則說明可能本振功率減弱，或本振停振。圖9-30 混頻器總電流監(jiān)視 圖9-31 混額管電流監(jiān)視另一種方式如圖9-31所示。用兩支電流表分別監(jiān)測兩支混頻管整流電流，并能根據(jù)電流大小調(diào)整本振功率，使混頻器工作到最佳狀態(tài)。為避免電流表串入直流電路引起附加反偏壓而影響混頻器，需并聯(lián)電阻以降低電流表直流電阻。電感則是對中頻濾波。3、前置中頻放大器前置中頻放大器的主要任務(wù)是使混頻器輸出口獲得匹配，而且對混頻輸出信號進行預(yù)放大，這樣就可以把主中放安裝在機柜的另一個框架中，用較長電纜把混頻一前置中放聯(lián)至主中放。前置中放的頻率在微波中繼通信中較多采用70MHz或1