串聯(lián)式感應(yīng)加熱電源課程設(shè)計(word文檔良心出品)

1、武漢理工大學(xué)電力電子裝置及控制課程設(shè)計串聯(lián)式感應(yīng)加熱電源設(shè)計1緒論感應(yīng)加熱具有加熱效率高、速度快、可控性好及易于實現(xiàn)自動化等優(yōu)點(diǎn)， 廣 泛應(yīng)用于金屬熔煉、透熱、熱處理和焊接等工業(yè)生產(chǎn)過程中，成為冶金、國防、 機(jī)械加工等部門及鑄、鍛和船舶、飛機(jī)、汽車制造業(yè)等不可缺少的技術(shù)手段。1.1感應(yīng)加熱的工作原理感應(yīng)加熱原理為產(chǎn)生交變的電流，從而產(chǎn)生交變的磁場，在利用交變磁場來 產(chǎn)生渦流達(dá)到加熱的效果。如圖1.1:圖1.1感應(yīng)電流圖示當(dāng)交變電流通入感應(yīng)圈時，感應(yīng)圈內(nèi)就會產(chǎn)生交變磁通,使感應(yīng)圈內(nèi)的工件受到電磁感應(yīng)電勢e。設(shè)工件的等效匝數(shù)為2N。則感應(yīng)電勢：e= -?2藍(lán)？公式（11）如果磁通是交變得，設(shè)？ =

2、 ?則e= -?2 ?= -?2?cos?公式（1-2）有效值為:公式（1-3）E= 4.44f?2?感應(yīng)電勢E在工件中產(chǎn)生感應(yīng)電流使工件內(nèi)部開始加熱，其焦耳熱為：一工公式（1-4）式中：I 2 感應(yīng)電流有效值（安），R工件電阻（歐），t時 間（秒）。這就是感應(yīng)加熱的原理。感應(yīng)加熱與其它的加熱方式，如燃?xì)饧訜?，電阻爐 加熱等不同，它把電能直接送工件內(nèi)部變成熱能，將工件加熱。而其他的加熱方 式是先加熱工件表面，然后把熱再傳導(dǎo)加熱內(nèi)部。金屬中產(chǎn)生的功率為：P = 7cos（D = 4.44 加工盯 cos感應(yīng)電勢和發(fā)熱功率不僅與頻率和磁場強(qiáng)弱有關(guān)，而且與工件的截面大小、截面形狀等有關(guān)，還與工件本身

3、的導(dǎo)電、導(dǎo)磁特性等有關(guān)。在感應(yīng)加熱設(shè)備中存在著三個效應(yīng)一一集膚效應(yīng)、近鄰效應(yīng)和圓環(huán)效應(yīng)。透入深度由下式確定： - G工3一叫Qd公式（1-6）式中：工件電阻率（Q?m ）, u真空磁導(dǎo)率47tx 10（H/m）.工件磁導(dǎo)率（H/m ）, 工件相對磁導(dǎo)率，角頻率（rad/s ） , f頻率（HZ）。將小。和冗的數(shù)值代入，即可得公式：公式（1-7）從上式可以看出，當(dāng)材料電阻率、相對磁導(dǎo)率給定后，透入深度僅與頻率f 平方根成反比，此工件的加熱厚度可以方便的通過調(diào)節(jié)頻率來加以控制。頻率越 高，工件的加熱厚度就越薄。這種性質(zhì)在工業(yè)金屬熱處理方面獲得了廣泛的應(yīng)用。1.2感應(yīng)加熱電源技術(shù)發(fā)展現(xiàn)狀與趨勢感應(yīng)電

4、源按頻率范圍可分為以下等級：500Hz以下為低頻，1-10KHZ為中頻； 20KHZW上為超音頻和高頻。感應(yīng)加熱電源的水平與半導(dǎo)體功率器件的發(fā)展密切 相關(guān)，因此當(dāng)前功率器件在性能上的不斷完善， 使得感應(yīng)加熱電源的發(fā)展趨勢呈 現(xiàn)出高頻率、大容量化、負(fù)載匹配、智能化控制這幾個特點(diǎn)。2感應(yīng)加熱電源及其實現(xiàn)方案研究2.1 串并聯(lián)諧振電路的比較感應(yīng)加熱電源根據(jù)補(bǔ)償形式分為兩種，并聯(lián)諧振式（電流型）電源和串聯(lián)諧振 式（電壓型）電源。流 整用聯(lián)諧振式電源采用的逆變器是用聯(lián)諧振逆變器，其負(fù)載為串聯(lián)諧振負(fù)載。通常需電壓源供電，在感應(yīng)加熱中，電壓源通常由整流器加一個大電容構(gòu)成。 由 于電容值較大，可以近似認(rèn)為逆變

5、器輸入端電壓固定不變。 交替開通和關(guān)斷逆變 器上的可控器件就可以在逆變器的輸出端獲得交變的方波電壓， 其電壓幅值取決 于逆變器的輸入端電壓值，頻率取決于器件的開關(guān)頻率。串聯(lián)諧振逆變器和并聯(lián)諧振逆變器的差別，源于它們所用的振蕩電路不同，前者是用L、R和C串聯(lián)，后者是L、R和C并聯(lián)； 最后，決定對串聯(lián)諧振式電源進(jìn)行研究。2.2 串聯(lián)諧振電源工作原理串聯(lián)諧振逆變器也稱電壓型逆變器， 其原理圖如圖2.2所示。用聯(lián)諧振型逆 變器的輸出電壓為近似方波，由于電路工作在諧振頻率附近，使振蕩電路對于基 波具有最小阻抗，所以負(fù)載電流i近似正弦波同時，為避免逆變器上、下橋臂間 的直通，換流必須遵循先關(guān)斷后導(dǎo)通的原則

6、， 在關(guān)斷與導(dǎo)通間必須留有足夠的死 區(qū)時間。7v y !v(a)容性負(fù)載 .(b)感性負(fù)載圖2.3負(fù)載輸出波形圖2.2串聯(lián)逆變器結(jié)構(gòu)當(dāng)串聯(lián)諧振逆變器在低端失諧時（容性負(fù)載），它的波形見圖2.3（a）。由圖可 見，工作在容性負(fù)載狀態(tài)時，輸出電流的相位超前于電壓相位， 因此在負(fù)載電壓 仍為正時，電流先過零，上、下橋臂間的換流則從上（下）橋臂的二極管換至下（上） 橋臂的MOSFET。由于MOSFET寄生的反并聯(lián)二極管具有慢的反向恢復(fù)特性， 使得在換流時會產(chǎn)生較大的反向恢復(fù)電流， 而使器件產(chǎn)生較大的開關(guān)損耗，而且 在二極管反向恢復(fù)電流迅速下降至零時，會在與 MOSFET串聯(lián)的寄生電感中產(chǎn) 生大的感生電

7、勢，而使 MOSFET受到很高電壓尖峰的沖擊當(dāng)串聯(lián)諧振型逆變器 在高端失諧狀態(tài)時（感性負(fù)載），它的工作波形見圖2.3（b）。由圖可見，工作在感 性負(fù)載狀態(tài)時，輸出電流的相位滯后于電壓相位， 具換流過程是這樣進(jìn)行的，當(dāng) 上（T）橋臂的MOSFET關(guān)斷后，負(fù)載電流換至下（上）橋臂的反并聯(lián)的二極管 中，在滯后一個死區(qū)時間后，下（上）橋臂的MOSFET加上開通脈沖等待電流自 然過零后從二極管換至同橋臂的 MOSFET.由與MOSFET中的電流是從零開始 上升的，因而基本實現(xiàn)了零電流開通，其開關(guān)損耗很小。另一方面，MOSFET關(guān) 斷時電流尚末過零，此時仍存在一定的關(guān)斷損耗，但是由于MOSFET關(guān)斷時間很

8、短，預(yù)留的死區(qū)不長，并且因死區(qū)而必須的功率因數(shù)角并不大， 所以適當(dāng)?shù)乜?制逆變器的工作頻率，使之略高于負(fù)載電路的諧振頻率，就可以使上（T）橋臂的MOSFET向下（上）橋臂的反并聯(lián)的二極管換流其瞬間電流也是很小的, 即MOSFET 關(guān)斷和反并聯(lián)二極管開通是在小電流下發(fā)生的，這樣也限制了器件的關(guān)斷損耗。上述分析可知，串聯(lián)諧振型逆變器在適當(dāng)?shù)墓ぷ鞣绞较?，開關(guān)損耗很小因而， 可以工作在較高的工作頻率下這也是用聯(lián)諧振型逆變器在半導(dǎo)體高頻感應(yīng)加熱 電源中受到更多重視的主要原因之一。2.3 電路的功率調(diào)節(jié)原理電源工作在開關(guān)頻率大于諧振頻率狀態(tài)， 負(fù)載呈感性，負(fù)載電流滯后于輸出 電壓r角。所以在高頻條件下輸出

9、功率表達(dá)式為：乙二0 9七 X 介 cos r = 0.9匕U x IQ cos r式中的0. 9是因為矩形波所乘的波形率。從式中可以看出當(dāng)輸入電壓一定 時，可以通過調(diào)節(jié)輸出電流滯后輸出電壓的滯后角 r來調(diào)節(jié)輸出功率。而滯后角 r是由諧振參數(shù)和開關(guān)管工作頻率共同決定的。從上式可以看出當(dāng)系統(tǒng)工作在諧振頻率時 cos r =1,即r為0度，系統(tǒng)輸 出的功率最大。當(dāng)開關(guān)頻率提高時，滯后角r同時開始增大，輸出功率開始下降， 從而完成功率調(diào)節(jié)。2.4 本課題設(shè)計思路及主要設(shè)計內(nèi)容本課題研究的是一種感應(yīng)加熱電源。系統(tǒng)原理圖見圖2.4反饋校制電路圖2.4系統(tǒng)原理結(jié)構(gòu)本文主要設(shè)計內(nèi)容：(1)給出系統(tǒng)理論模型和

10、主要設(shè)計內(nèi)容。(2)主回路部分，進(jìn)一步介紹了整個系統(tǒng)的總體工作過程，分析了主回路的 等效模型，通過計算選擇主回路元器件參數(shù)。(3)控制系統(tǒng)及實驗論證，介紹了控制回路硬件原理和控制模塊SG3525A及其組成方案。(4)驅(qū)動電路部分，給出了 IGBT驅(qū)動電路的要求和驅(qū)動模塊 HCPL316J,及 其在本系統(tǒng)的用途，并分析了其短路方法。(5)輔助直流穩(wěn)壓電源，對系統(tǒng)設(shè)計過程需要的直流供電穩(wěn)壓電源作了具體 分析。(6)硬件調(diào)試部分，分析了系統(tǒng)硬件調(diào)試需要注意的問題及本系統(tǒng)調(diào)試過程 中出現(xiàn)的問題。(7)結(jié)論部分，對設(shè)計方案進(jìn)行了綜合和總結(jié)，并提出了進(jìn)一步的工作設(shè)想, 還附帶了經(jīng)過本次畢業(yè)設(shè)計的心得體會。

11、3感應(yīng)加熱電源電路的主回路設(shè)計3.1主電路的主要設(shè)計技術(shù)參數(shù)電網(wǎng)供電電壓：3相380V感應(yīng)加熱電源輸出功率：1kW輸出電流頻率：20KHz輸出電流值：2A3.2感應(yīng)加熱電源電路的主回路結(jié)構(gòu)主電路結(jié)構(gòu)框圖如圖3.1所示:圖3.1感應(yīng)加熱電源主結(jié)構(gòu)框圖感應(yīng)加熱電源主電路圖，如圖3.2所示:圖3.2感應(yīng)加熱電源的主電路圖如圖3.2所示，它由整流器、濾波器和逆變器組成。整流器采用不可控三相 全橋式整流電路。Cdi、L d和Cd(Ci、C2)構(gòu)成II型濾波器。兩個電解電容C1, C2串聯(lián)以減小單個電容的承受的電壓， R2 , R3起均壓作用。R1為限流電阻， 當(dāng)系統(tǒng)開始上電時，由于電容兩端電壓為零，故剛

12、開始對電容充電時，電流將很 大，加上限流電阻R1后則就電流不會很大了。當(dāng)電容兩端電壓達(dá)到一定數(shù)值時， 交流接觸器K1閉合，將限流電阻短接。系統(tǒng)即可正常工作。逆變器采用單相變逆變橋，經(jīng)變壓器和串聯(lián)諧振電路相接。利用輪流驅(qū)動單 相對角的兩組IGBT工作，把恒定的直流電壓變成10 Hz10 kHz方波電壓輸 出給負(fù)載。3.2.1 主回路的等效模型(1)從圖3.2可知，開始工作時，首先給電容 C充電。電路等效為一個一 階RC零狀態(tài)響應(yīng)電路，把整流器理想化為一個直流電壓源。如右下圖所示，開 關(guān)S閉合前電路處于零初始狀態(tài)，即在k0時刻，開關(guān)s閉合, 電路接入直流電壓源US。根據(jù)基爾霍夫電壓定律(KVD,有

13、n m +=lxVJ八力替I f jJ? 7 - C 把R 一 八， 力 代入，得電路微分方程28求解微分方程得出：，rr = Us -Use r 17(1 e T)(2) U c以指數(shù)形式趨近于它的最終恒定值Us ,達(dá)到該值后，電壓和電流不再變化，電容相當(dāng)于開路，電流為零。當(dāng)電解電容C充滿電后，相當(dāng)一個直流電壓源。T1和T4導(dǎo)通時，整流后 的直流電開始給負(fù)載供電，電流的流向 T1 R L T4 T1 ,則主回路等 效于一個一階RL零狀態(tài)響應(yīng)電路。電路圖如右下圖開關(guān)S接通后，i (0+) =i (0-) =0,電路的微分方程為dt初始條件為i (0+) =0時，電流i的通解為：/ z + Ae

14、 r式中p= L/R為時間常數(shù)特解i=us/R,積分常數(shù)A二一/(。心) pRf二土(1 4所以， R(3) T1繼續(xù)導(dǎo)通，電壓源提供的電流為 0,此時，電感儲存的能量通過 T1和續(xù)流二極管D o2形成回路，等效為一個一階 RL零輸入響應(yīng)電路。如右 下圖所示。電路在開關(guān)S動作之前電壓和電流已恒定不變，電感中有電流I0=U0/R0= ( i。-)。具有初始電流I0的電感L和電阻R連接，構(gòu)成一個閉合回路。在t 0時，根據(jù)KVL ,有：中 + nr 0K LthUT L 而“五一代7 ,工一小，電路的微分方程為+田=0dt其特征根為r r故電流為當(dāng)i - Ae L電阻和電感上電壓分別為：n 片= R

15、I/ L式Udi二 L：二一RI。1dt十+ IUL 3 LUR 立圖32主回路等效電路 3圖3.2d主回路等效電路4(4)當(dāng)T1和T4關(guān)斷，T2和T3到通時，電感的自感電流比整流電流大， 通過二極管D2、D3續(xù)流，等效為一個RLC二階零輸入響應(yīng)電路。如下圖所示, 為RLC串聯(lián)電路，假設(shè)電容原已充電，其電壓為U0 ,電感中的初始電流為I0 則t =0時，開關(guān)S閉合，此電路的放電過程即是二階電路的零輸入響應(yīng)。在指定的電壓、電流參考方向下，根據(jù) KVL可得:T% +UR +M1C,電加心=Rf = RCdtdtdnr八1- ur 0dt c上式以Uc(令U c = A?以方便求解)為未知量的RLC

16、串聯(lián)電路放電過程的 微分方程。求解后，特征方程為LCp2 +RCp + lQ解出特征根為:根號前有正負(fù)兩個符號，所以p有兩個值。為了兼顧這兩個值，電壓u C可 以寫成:二以港型+A?ec 12其中:可見，特征根pi和P2僅與電路參數(shù)和結(jié)構(gòu)有關(guān)，而與激勵和初始儲能無 關(guān)。根據(jù)給定的兩個初始條件結(jié)合電壓 U c的表達(dá)式，可得:- C將解得的Ai和A2代入電壓c u的表達(dá)式以得到RLC串聯(lián)電路零輸入響應(yīng)的表達(dá)式:3.2.2整流部分電路分析（1）基本工作原理為了盡可能減小整流器直流輸出電壓中的紋波， 通常在整流器直流一側(cè)并聯(lián) 容量較大的濾波電容。本設(shè)計采用目前應(yīng)用最為廣泛的三相橋式全控整流電路，其原理

17、圖如圖 3.2所示，習(xí)慣將其中陰極連接在一起的 3個二極管（Dl、D3、D5）稱為共陰極組；陽極連接在一起的3個二極管（D4、D6、D2）稱為共陽極組。止匕外，習(xí)慣上希望二 極管按從1至6的順序?qū)?，為此將二極管按圖示的順序編號，即共陰極組中a、與a、b、c三相電源相接的3個二極管分別為D1, D3, D5,共陽極組中與b、c三相電源相接的3個二極管分別為D4、D6、D2;從以下的分析可知，按 此編號圖3.3電容濾波的三相橋式不可控整流電路的波形對共陰極組的3個二極管，陽極所接交流電壓值最高的一個導(dǎo)通。而對共 陽極組的3個二極管，則是陰極所接交流電壓值最低（或者說負(fù)得最多）的一個導(dǎo) 通。這樣，

18、任意時刻共陽極組和共陰極組中各有1個晶閘管處于導(dǎo)通狀態(tài)，加于負(fù)載上的電壓為某一線電壓。此時電路工作波形如圖3.3所示。從相電壓波形看，以變壓器二次側(cè)的中點(diǎn)n為參考點(diǎn)，共陰極組二極管導(dǎo)通時，整流輸出電壓 Ud1為相電壓在正半周的包絡(luò)線；共陽極組導(dǎo)通時，整流 輸出電壓Ud2為相電壓在負(fù)半周的包絡(luò)線，總的整流輸出電壓Ud=Udl-Ud2,是兩條包絡(luò)線間的差值，將其對應(yīng)到線電壓波形上，即為線電壓在正半周的包絡(luò)線。直接從線電壓波形看，由于共陰極組中處于通態(tài)的二極管對應(yīng)的是最大（正得最多）的相電壓，而共陽極組中處于通態(tài)的二極管對應(yīng)的是最小 （負(fù)得最多）的相 電壓，輸出整流電壓Ud為這兩個相電壓相減，是線電

19、壓中最大的一個，因此輸 出整流電壓Ud波形為線電壓在正半周期的包絡(luò)線。由圖3.2知，第I階段，a相電位最高，共陰極組1 D導(dǎo)通，b相電位最低， 共陽極組D6導(dǎo)通。電流流通路徑為 a- D1 R L D6 b,負(fù)載上的電壓Ud =U a U b =U ab ,變壓器在a、b兩相工作，共陰極組a相電流為正，共陽 極組的b相電流為負(fù)。第R階段，a相電位仍為最高，D1繼續(xù)導(dǎo)通，但c相電位最低，D2導(dǎo)通，電流從b相換至c相。D2因承受反向電壓而關(guān)斷。這時電流流通路徑為： aD1 R1_ D2 c,負(fù)載上的電壓 U d= U a - U c = Uac第田階段，b相電位最高，D3導(dǎo)通，則共陰極組換相至 D

20、3,電流從a相 換至b相，D1因為承受反向電壓而關(guān)斷，D2因為c相電位仍為最低，而繼 續(xù)導(dǎo)通，電流流通路徑為：b-D5-R-LD2G負(fù)載上電壓U d = U b - U c = U bc o 以下IV、V、VI段依次類推。在IV段，D3、D4#通，Ud = Uba 0以后重復(fù)上訴過程。可知二極管導(dǎo)通順序為 D、D6 D1、D2 D2、D3D3、D4 D4、 D5D5、D6 D1、D6。3.2.3逆變部分電路分析（1）全橋逆變電路基本工作原理電壓型全橋逆變電路的原理圖己在圖 3.2中給出，它共有4個橋臂，可以 看成由兩個半橋電路組合而成。把橋臂l和4作為一對，橋臂2和3作為另一 對，成對的兩個橋

21、臂同時導(dǎo)通，兩對交替各導(dǎo)通 180。每個橋臂由一個IGBT和一個反并聯(lián)二極管組成。在直流側(cè)接有一個足夠大的電解電容。負(fù)載接在兩對橋臀聯(lián)結(jié)點(diǎn)之間。設(shè)四個IGBT有兩組的柵極信號在一個周期內(nèi)各有半周正偏，半周反偏，且二者互補(bǔ)。當(dāng)負(fù)載為感性時，其工作波 形如圖3.4所示。輸出電壓U0為矩形波，其幅值為Um=Ud,輸出電流i0波形 隨負(fù)載情況而異。設(shè)t2時刻以前T1,T4通態(tài)，T2,T3為斷態(tài)。t2時刻給T1,T4關(guān) 斷信號，給T2,T3開通信號，則T1,T4關(guān)斷，但由于感性負(fù)載中的電流i0 ,不 能立即改變方向，于是VD2, VD3導(dǎo)通續(xù)流。當(dāng)t3時刻i0降為零時，VD2, VD3 截止，T2, T

22、3開通。i0開始反向。同樣，在t4時刻給T2,T3關(guān)斷信號，給Tl,T4 開通信號后，T2,T3關(guān)斷，D1,D4先導(dǎo)通續(xù)流，t5時刻T1,T4才開通。各段時間 內(nèi)導(dǎo)通器件的名稱標(biāo)于圖3.4。圖3.4單相全橋電壓型逆變電路工作波形當(dāng)T1、T4或T2、T3為通態(tài)時，負(fù)載電流和電壓同方向。直流側(cè)向負(fù)載提 供能量；而當(dāng)D1, D4或D2, D3為通態(tài)時，負(fù)載電流和電壓反向，負(fù)載電感中 貯藏的能量向直流側(cè)反饋，即負(fù)載電感將其吸收的無功能量反饋回直流側(cè)。反饋 回的能量暫時儲存在直流側(cè)電容器中，直流側(cè)電容器起著緩沖這種無功能量的作 用。因為二極管Dl、D4、D2、D3是負(fù)載向直流側(cè)反饋能量的通道，故稱為反饋

23、 二極管；又因為Dl、D2、D3、D4起著使負(fù)載電流連續(xù)的作用，因此又稱續(xù)流二 極管。(2)無源功率因數(shù)校正所謂無源功率因數(shù)校正，就是通過在電路中加入無源電感L或加入無源電感L和無源電容而使整流器輸入端電流接近于正弦的方法，這是人們最早采用 的方法。無源功率因數(shù)校正由三種比較基本的方法：一種是在整流器與直流濾波電容 之間用入無源電感Ld;二是在整流器輸入端用入無源 LC串并聯(lián)槽路；三是利用電容和二極管網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成填谷方式。Ld的無源校正電路,本設(shè)計采用的是在整流器與直流濾波電容之間用入無源直流電感這種少量的改進(jìn)，主要是在整流器與直流電感dL之間并入一個數(shù)值較小的 電容di C ,使di C、d L

24、和d C構(gòu)成II型濾波器，以對輸出直流電壓有更好的濾波作用，使輸出電壓的紋波更小。由于 di C d C ,所以其上的電壓還是可以隨著輸入電壓而波動，冉則1 di .R C的值也很小，因此對輸入電流的畸變沒有什么影響，整流二極管的導(dǎo)通角也不會因此而減小。3.3系統(tǒng)主回路的元器件參數(shù)設(shè)定3.3.1 整流二極管和濾波電路元件選擇(i)整流二極管的選擇整流輸出的電壓平均值為:也 L-2 34U電流平均值： 輸出電流平均值IR為與單相電路情況一樣，電容電流平均值 C i為零、因此Id =Ir在一個電源周期中，d i有6個波頭，流過每一個二極管的是其中的兩個 波頭，因此二極管電流平均值為 d I的l/3

25、,即1 = d I /3= I R/3二極管D可能承受的最大正向電壓為線電壓峰值的1/2,即(，6 U )/2,即 J6x 220V/2=269.5V。二極管D可能承受的最大反向電壓為線電壓峰值 V6U= V6 X220V- 539V根據(jù)工程設(shè)計技術(shù)經(jīng)驗和工藝要求，整流二極管采用4個IN4007。IN4007反 向耐壓為1000V,封裝形式DO-41。(2)濾波電容的選擇濾波電容器dC主要起濾波和穩(wěn)定電壓的作用。由于采用三相橋式整流電路， 其電壓紋波脈動為300Hz,為保證給逆變電路提供穩(wěn)定的直流電壓，濾波電路的 時間常數(shù)，也即濾波電容器 Ca與直流電源的等效負(fù)載電阻 Rd的乘積，必須為 紋波

26、中基波的周期時間的6倍以上，這里取8,即此(二=8/300 fl (7則:g =27x1()t二 27x10t xl/Ua= 27X10-3 X2/ 311.08= 0.311= 173.58 F電容電壓必須高于V2U d = 440 (V)?？梢赃x用220UF/400V的電解 電容2只串聯(lián)。3.3.2 IGBT和續(xù)流二極管的選擇當(dāng)三相交流電380V整流變成直流電時，其有效值大約在 311.8V左右，當(dāng)IGBT關(guān)斷時，續(xù)流二極管導(dǎo)通，穩(wěn)壓電源的全部輸入電壓都加在IGBT集-射極的兩端。因此，開關(guān)管的集 浦寸額定電壓UCE必須大于穩(wěn)壓電源的輸入電壓。IGBT受到的最大正向電壓為逆變器輸入端電壓源

27、的電壓U d，考慮到開關(guān)時的浪涌電壓，取額定電壓：U =1.5 X U d =1.5 X 311.08=466.62 (V)額定電流：Im=v2x2=2.283(A)另外，考慮與專用驅(qū)動芯片 HCPL316J的兼容性，故選用型號為 G80N60,其有關(guān)參數(shù)如下：表3.4 G80N系列 的性能參數(shù)開啟電壓5V 1V柵極擊穿電壓20V集射電壓600V集電極電流6A集射峰值電流Icm20A耗散功率20W集射截止電流IGES0.5mA飽和壓降UCe2.7V正向跨導(dǎo)Gs36輸入電容GSS220 F下降時間t f43ns根據(jù)續(xù)流二極管的正向額定電流必須等于開關(guān)管的最大集電極電流，以及當(dāng)開關(guān)管截止時，輸入電

28、壓加在續(xù)流二極管的兩端， 因此，續(xù)流二極管的耐壓值必 須大于輸入電壓。再者，因為開關(guān)管的工作頻率很高，續(xù)流二極管也只是在IGBT 管關(guān)斷的很短一段時間內(nèi)工作，因此這種二極管的恢復(fù)時間還必須遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于開關(guān) 管的工作周期，這樣也只有200ns以下的快速恢復(fù)二極管能滿足要求。3.3.3 槽路電容和電感的參數(shù)設(shè)定(1)槽路電容設(shè)計由于此感應(yīng)加熱電源不采用阻抗匹配變壓器，因此在設(shè)計槽路電容時，主要考慮它與諧振電感的無功能量交換平衡。感應(yīng)加熱電源直流側(cè)電壓為 U d ,逆變時在負(fù)載上產(chǎn)生正負(fù)交變的方波士U d ,經(jīng)付氏級數(shù)展開基波電壓有效值為 2v2 U d /冗。取Q=3,因此諧振時槽路電容兩端的電壓為：

29、2v2Uc= QU= 3 Xx?= 420.4?其阻抗為：Xc=Uc/Ic=420.4/2=210.2Q所以C= 1/3 X c=13.37(nF)所以可按420.4V、14nF選配槽路電容(2)諧振電感和電阻的設(shè)計諧振時有XL = Xc= 210.2 Q所以L = XL = 1681.6 以 f453Q=所以槽路線圈和負(fù)載等效電阻可按 420.4V、2A、1182”設(shè)計加熱線圈，負(fù)載和線圈等效電阻為0.2Q4控制電路的設(shè)計在中小容量變頻電源的設(shè)計中，采用自關(guān)斷器件的脈寬調(diào)制系統(tǒng)比非自關(guān)斷 器件的相控系統(tǒng)具有更多的優(yōu)越性。第一代脈寬調(diào)制器SG3525A應(yīng)用于交流電機(jī)調(diào)速、UPS電源以及其他需要

30、PWM脈沖的領(lǐng)域。其外圍電路可對串聯(lián)諧振 式逆變電源進(jìn)行多功能控制，實現(xiàn) H橋式IGBT脈寬調(diào)制PWM信號的生成和 逆變電源的保護(hù)功能，以及變頻電源工作過程中諧振頻率的跟蹤控制?？刂齐娐罚▓D4.1）的核心為PWM 控制器SG3525A,用SG3525A發(fā)出的 PWM脈沖，來控制逆變器 VT1、VT4和VT2、VT3輪流導(dǎo)通，從而控制逆變 電壓和逆變頻率。圖4.1中SG3525A的6腳連接電阻R,改變R的大小，這 樣就可調(diào)控SG3525輸出的PWM脈沖頻率。同時通過調(diào)節(jié) SG3525的9腳電 壓來改變輸出脈寬。3 G3 您A .J-210awaOUTAOUTB%圖4.1控制電路原理圖反饋電路如上

31、圖4.1所示，當(dāng)電流互感器從負(fù)載端感應(yīng)出交流電流，通過橋式整流器把他轉(zhuǎn)化為直流電，在滑動變阻器PR2上產(chǎn)生電壓。由滑動端輸出的信號接到SG3525A的10腳上，當(dāng)腳10電壓大于0. 7V時，芯片將進(jìn)行限流 操作，當(dāng)腳10電壓超過1.4V時，將使PWM鎖存器關(guān)斷，直至下一個時鐘周 期才能夠恢復(fù)。以下分別獨(dú)立介紹感應(yīng)加熱電源控制電路各個組成部分的基本原理、功能及參數(shù)計算。4.1 控制芯片SG3525A設(shè)計電路的控制電路是整個電路的主要部分。 如何保證系統(tǒng)穩(wěn)定且可靠工作 又使系統(tǒng)的開發(fā)周期短，性價比高，是一個需要綜合考慮的問題。目前實際產(chǎn)品應(yīng) 用中有各種典型的控制電路，鑒于對電源和驅(qū)動的要求，結(jié)合本

32、次畢業(yè)設(shè)計選擇了 SG3525A.4.1.1 芯片管腳及其功能介紹SG3525脈寬調(diào)制型控制器是美國通用電氣公司的產(chǎn)品，作為SG3524的改進(jìn)型，更適合于運(yùn)用 MOS管作為開關(guān)器件的DC/DC變換器，它是采用雙級型 工藝制作的新型模擬數(shù)字混合集成電路，性能優(yōu)異，所需外圍器件較少。它的主要特點(diǎn)是：輸出級采用推挽輸出，雙通道輸出，占空比0-50%可調(diào)，每一通道的驅(qū)動電流最大值可達(dá)200mA,灌拉電流峰值可達(dá)500mA工NV. INPUTl-JL. INPUTSYBCOSC.OUPUTCTRTDISCHARGESOFT-START圖4.3 SG3525A的引腳圖VREF+VINOUTPUT BGRO

33、UNDOUTPUT ATDOWNCOMPENSATIONINV.INPUT（反相輸入端1）：誤差放大器的反相輸入端，該誤差放大器的增 益標(biāo)稱值為80db,其大小由反饋或輸出負(fù)載來決定，輸出負(fù)載可以是純電阻，也可以是電阻性元件和電容元件的組合。該誤差放大器共模輸入電壓范圍是1.5V-5. 2V。此端通常接到與電源輸出電壓相連接的電阻分壓器上。負(fù)反饋控制時， 將電源輸出電壓分壓后與基準(zhǔn)電壓相比較。NI.NPUT（同相/&入端2）:此端通常接到基準(zhǔn)電壓16腳的分壓電阻上，取 得2. 5V的基準(zhǔn)比較電壓與INV. INPUT端的取樣電壓相比較。SYNC（同步端3）:為外同步用。需要多個芯片同步工作時，

34、每個芯片有各自 的震蕩頻率，可以分別他們的4腳和3腳相連，這時所有芯片的工作頻率以最 快的芯片工作頻率同步。也可以使單個芯片以外部時鐘頻率工作。OSC.OUTPUT（同步輸出端4）:同步脈沖輸出。作為多個芯片同步工作時使 用。但幾個芯片的工作頻率不能相差太大，同步脈沖頻率應(yīng)比震蕩頻率低一些。 如不需多個芯片同步工作時，3腳和4腳懸空。4腳輸出頻率為輸出脈沖頻率 的2倍。輸出鋸齒波電壓范圍為 0. 6V到3. 5V。Cr（震蕩電容端5）:震蕩電容接至5腳，另一端直接接至地端。其取值范圍 為0.001uF到0. 1 u F。正常工作時，在Cr兩端可以得到一個從0.6V到3. 5V變 化的鋸齒波。R

35、 （震蕩電阻端6）:震蕩電阻一端接至6腳，另一端直接接至地端。R的阻 值決定了內(nèi)部恒流值對 Cr充電。其取值范圍為2K歐到150K歐R和Cr越 大充電時間越長，反之則充電時間短。DISCHATGE RD（放電端7）: Cr的放電由5、7兩端的死區(qū)電阻決定。把充 電和放電回路分開，有利于通過死區(qū)電阻來調(diào)節(jié)死區(qū)時間， 使死區(qū)時間調(diào)節(jié)范圍 更寬。其取值范圍為0歐到500歐。放電電阻Rd和Ct越大放電時間越長，反 之則放電時間短。這樣，SG3525A的振蕩頻率可由下面的公式進(jìn)行計算：九區(qū)二%（0.7K丁+3夫口）SOFTSTATR儆啟動8）:比較器的反相端即軟啟動器控制端 8,端8可外接 軟啟動電容，

36、該電容由內(nèi)部 Vf的50uA恒流源充電。COMPENSATION（償端9）:在誤差放大器輸出端 9腳與誤差放大器反相輸 入端1腳間接電阻與電容，構(gòu)成PI調(diào)節(jié)器，補(bǔ)償系統(tǒng)的幅頻、相頻響應(yīng)特性。 補(bǔ)償端工作電壓范圍為1.5V到5. 2V。SHUTDOWN（關(guān)斷端10）: 10端為PWM鎖存器的一個輸入端，一般在 10 端接入過流檢測信號。過流檢測信號維持時間長時，軟起動端8接的電容C被放電。一般用法是將過流脈沖信號送至關(guān)閉控制端 10腳，當(dāng)腳10電壓大于0. 7V 時，芯片將進(jìn)行限流操作，當(dāng)腳10電壓超過1.4V時，將使PWM鎖存器關(guān)斷， 直至下一個時鐘周期才能夠恢復(fù)。OUTPUTA, OUTPU

37、T B（脈沖輸出端11、14）:輸出末級采用推挽輸出電路， 驅(qū)動場效應(yīng)功率管時關(guān)斷速度更快。11腳和14腳相位相差180 ,拉電流和灌 電流峰值達(dá)200mA。由于存在開閉滯后，使輸出和吸收間出現(xiàn)重迭導(dǎo)通。在重 迭處有一個電流尖脈沖，起持續(xù)時間約為100ns。可以在V c處接一個約0. hxf的 電容濾去電壓尖峰。GROUN吸地端12）:該芯片上的所有電壓都是相對于 GROUND而言，即是 功率地也是信號地。在實驗電路中，由于接入誤差放大器反向輸入端的反饋電壓 也是相對與12腳而言，所以主回路和控制回路的接地端應(yīng)相連。VC（推挽輸出電路電壓輸入端 13）:作為推挽輸出級的電壓源，提高輸出級 輸出

38、功率?？梢院?5腳共用一個電源，也可用更高電壓的電源。電壓范圍是 4.5V-35V 。+VIN（芯片電源端15）:直流電源從15腳引入分為兩路：一路作為內(nèi)部邏輯 和模擬電路的工作電壓；另一路送到基準(zhǔn)電壓穩(wěn)壓器的輸入端， 產(chǎn)生5.1 1%V 的內(nèi)部基準(zhǔn)電壓。如果該腳電壓低于門限電壓（Turn-off=8V），該芯片內(nèi)部電路鎖 定，停止工作（基準(zhǔn)源及必要電路除外）使之消耗的電流降至很小（約2mA）0另 外，該腳電壓最大不能超過35V,使用中應(yīng)該用電容直接旁路到 GROUND端。VREF（基準(zhǔn)電壓端16）:基準(zhǔn)電壓端16腳的電壓由內(nèi)部控制在5. 1 V 1%。 可以分壓后作為誤差放大器的參考電壓。由于本設(shè)計中的輸出電流頻率為 20KHz;所以由頻率公式，Ct可取1nf, RT 可用100K的滑