對推挽逆變器中變壓器漏感尖峰有源鉗位的研究

1、 一 推挽逆變器的原理分析 主電路如圖1所示： Q1，Q2理想的柵極（UG1,UG2）漏極(UD1,UD2)波形如圖2所示： 實際輸出的漏極波形： 從實際波形中可以看出，漏極波形和理想波形存在不同：在Q1,Q2兩管同時截止的死區(qū)處都長了一個長長的尖峰，這個尖峰對逆變器/UPS性能的影響和開關管Q1,Q2的威脅是不言而喻的，這里就不多說了。 二 Q1,Q2兩管漏極產生尖峰的成因分析 從圖1中可以看出，主電路功率元件是開關管Q1,Q2和變壓器T1。 Q1,Q2的漏極引腳到TI初級兩邊走線存在分布電感， T1初級存在漏感，當然T1存在漏感是主要的?？紤]到漏感這個因素我們畫出推挽電路主電路等效的原理圖

2、如圖4所示： 從圖4中可以看出L1,L2就等效于變壓器初級兩邊的漏感，我們來分析一下Q1導通時的情形：當Q1的柵極加上足夠的驅動電壓后飽和導通，電池電壓加到漏感L1和變壓器T1初級上半部分，當然絕大部分是加到T1初級上半部分,因為L1比T1初級上半部分電感小得多。此時Q2是截止的，主電路電流方向為從電池正極到T1初級上半部分到L1到Q1的DS再回到電池的負極;L1上電壓的極性為左負右正，T1初級上半部分電壓的極性為上負下正，如圖5所示： 當Q1柵極信號由高電平變?yōu)榈碗娖綍r，此時Q2也還截止，即死區(qū)處Q1,Q2都不導通，T1初級上半部分由于和次級耦合的原因，能量僅在Q1導通時向次級傳遞能量，到Q

3、1截止時T1初級上半部分上端的電位已恢復到電池電壓，而L1可以看做是是一個獨立的電感，它儲存的能量耦合不到變壓器T1的次級。但是，隨著Q1由導通轉向截止，L1上的電流迅速減小，大家知道電感兩端的電流是不能突變的，根據自感的原理L1必然要產生很高的反向感生電動勢來阻礙它電流的減小，所以此時電感電壓的極性和圖5相反，T1初級上半部分的電壓為0，兩端點的電壓都等于電池電壓，此時Q1漏極的電壓就等于L1兩端的電壓和電池電壓之和，這就是Q1,Q2兩管漏極產生尖峰的原因，如圖6所示。 三 Q1,Q2兩管漏極產生尖峰的消除 上面我們已經分析了Q1,Q2兩管漏極產生尖峰的原因，下面我們就來想辦法消除這個尖峰了

4、。我想到的辦法就是Q1,Q2的漏極到電池的正極加一個開關，當然這個開關也由MOS管來充當，當然其它功率管也行。這個開關只在Q1,Q2都截止時才導通，用電路實現如圖7所示：(本文轉自電子工程世界：由圖7可以看出，加入D1,D2可以防止Q3,Q4寄生二極管的導通，這樣，Q1,Q2漏極的尖峰就可以限制在D1,D2和Q3,Q4的壓降之和了，而這個壓降是很小的，漏感的尖峰的能量也釋放回電池和C1了。 Q1,Q2,Q3,Q4的驅動時序如圖8 加入了有源嵌位后實際輸出的波形如圖9所示： 四 這個電路和全橋逆變電路的比較： 看到這里，大家也許會說，這個電路和全橋電路不是一樣嗎？你的電路還多了兩個二極管。不錯，

5、這個電路和那種兩橋臂上下管都互補的全橋電路來說還是有些相似，最大的不同就是我這個電路主電路還是推挽，它的導通壓降還是一個MOS管的導通壓降，而全橋電路是兩個MOS管的導通壓降！對于采用低電壓大電流電池供電的應用場合，這個電路的損耗更小，效率更高，因為漏感的儲能比較小， Q3,Q4選型時可以比Q1,Q2電流小得多，因而節(jié)約了成本。 實際上Q3,Q4可以只用一個的，如圖10所示： 驅動邏輯改為，如圖11所示： 總結：本文從原理出發(fā)分析了在推挽逆變器中兩開關管漏極產生尖峰的原因，提出了改進方法，并在實際應用中得到驗證是可行的，相比于傳統(tǒng)推挽逆變器，極大地提升了了性能，提高了效率和穩(wěn)定性(本文轉自電子

6、工程世界：EPC高頻變壓器分布參數及其影響的分析摘 要： 隨著高頻化的需要，變壓器分布參數的影響也逐漸顯著。從高頻化的等效電路入手，對開關變壓器分布參數的影響進行了詳細的理論分析和仿真驗證，提出了在設計和繞制變壓器時能夠減小分布參數的幾種措施，并通過仿真結果給出了利用分布參數作為諧振元件的一部分的高頻軟開關電路的具體實現。1、引言行波管放大器(TWTA)具有寬頻帶、高增益、高效率等優(yōu)點，被廣泛應用于微波通信、雷達和電子對抗等技術領域中。TWTA由空間行波管(TWT)和電子功率調節(jié)器(EPC)組成。EPC1,2是由大量電子元器件和高壓部件組成的復雜而且特殊的電子設備，它由指令電路、遙測電路、變換

7、器及保護電路等功能模塊組成。理論分析和實踐經驗表明,電氣產品的變壓器、電感和電容的體積、重量與供電頻率的平方根成反比。所以，實現電路小型化、輕量化最直接的途徑是提高開關頻率。由于受限于火箭的運載能力，對星載EPC的體積、重量方面提出了嚴格的限制，因此必須要提高頻率以滿足小體積、輕重量的要求。高頻變壓器也可稱作脈沖變壓器或開關變壓器。它與普通變壓器的區(qū)別大致有以下幾點：(1)電源電壓不是正弦波，而是交流方波，初級繞組中電流都是非正弦波;(2)變壓器的工作頻率比較高，通常都在幾十千赫茲，甚至高達幾十萬赫茲。在確定磁心材料及損耗時必須考慮能滿足高頻工作的需要及磁心中有高次諧波的影響。2、變壓器等效電

8、路在一般的理論分析中，為了簡化分析過程，通常忽略功率變壓器的勵磁電感和漏感，以便獲得電路工作的基本原理和基本特征。實際上，寄生參量是客觀存在的，而且隨著開關頻率的提高，分布參數的影響越嚴重。(1)勵磁電感由于磁導率是有限的，則在原邊繞組中就有勵磁電流存在。這一增加的電流可以在等效電路中增加一個和原邊線圈并聯的勵磁電感Lm來表示。勵磁電感能量表示有限磁導率的磁芯中和兩半磁芯結合處氣隙存儲的能量。存儲的能量與加到線圈上每匝伏特有關，與負載電流無關。(2)漏感在實際變壓器中，如果初級與次級之間、匝與匝之間、層與層之間磁通沒有完全耦合，就會產生漏感。漏感能量表示線圈間不耦合磁通經過的空間存儲的能量。在

9、等效電路中，漏感與理想變壓器激勵線圈串聯，其存儲的能量與激勵線圈電流的平方成正比。(3)分布電容在實際變壓器的繞組中存在著分布電容，尤其存在于線圈導線和變壓器磁心之間以及各繞組之間。電容量的大小取決于繞組的幾何形狀、磁心材料的介電常數和它的封裝材料等。在等效電路中，在每一理想線圈兩端并聯一個集中的電容。綜合考慮以上因素，可以得出變壓器的一般等效電路，如圖1所示。其中，Rp、Rs表示原、副邊的繞組電阻，Llp、Lls表示原、副邊的漏感，Lm表示勵磁電感，Cdp、Cds表示原、副邊的分布電容，Rc表示磁心損耗，其中包括磁滯損耗和渦流損耗。將副邊漏感、次級繞組電阻、次級分布電容分別折算到原邊，并將原

10、、副邊漏電感、繞組電阻、分布電容分別集中在一項里，得到如圖2所示簡化的等效電路。設變壓器原邊匝數為N1，副邊匝數為N2，變比為n(n=N2/N1)，則R=Rp+ Rs/n2,Cd=Cdp+ n2Cds,Ll=Llp+ Lls/n2。 圖1 變壓器的一般等效電路 圖2 簡化的變壓器等效電路3、變壓器分布參數影響的理論分析由于高頻變壓器的輸入為交流方波，以下分脈沖前沿、脈沖頂部、脈沖后沿進行說明3。(1)脈沖前沿在脈沖前沿，時間變化很快，因而漏感和分布電容上就產生很強的電流及電壓變化，而對于瞬間變化的輸入電壓而言，加在它上面的開路電感的阻抗是趨向無窮大，可以忽略。假設忽略繞組電阻和磁心損耗電阻。由

11、此得到圖3所示的上升沿等效電路。計算節(jié)點X的電流，并通過對它的方程求倒數，就能得到二次微分方程 圖3 上升沿等效電路(2)脈沖頂部在脈沖頂部時，脈沖持續(xù)期內電壓電流基本保持不變，因此漏感和分布電容便不起主要作用，勵磁電感起重要作用。由此得到圖4所示的脈沖平頂的等效電路。計算節(jié)點X的電流，得到一次微分方程： 這個方程的解是： 圖4 脈沖平頂等效電路(3)脈沖后沿漏感通常比勵磁電感小很多，可以忽略。脈沖后沿時，儲存在勵磁電感中的磁能和分布電容中的電能釋放能量，因此勵磁電感和分布電容起主要作用。 由此得到圖5所示的下降沿等效電路。計算節(jié)點X的電流，得到二次微分方程：圖5 下降沿等效電路4、變壓器分布

12、參數影響的仿真分析根據以上分析，用軟件PSPICE進行仿真。所使用的參數如圖6所示，仿真波形如圖7所示。 圖6 仿真原理圖 圖7 用PSPICE計算出的波形由圖7的仿真波形可見，由于分布參數的存在，在上升沿時具有上沖，在下降沿時存在下沖?；ジ泻吐└心芰吭陂_關轉換瞬時引起電壓尖峰，造成損耗增加，嚴重時會造成開關管損壞，同時也是EMI的主要來源，因此必須加以控制。5、變壓器分布參數的抑制和利用5.1 變壓器分布參數的抑制根據漏感和分布電容的產生原因，可以采取以下措施來進行抑制。(1)減少漏感的方法 減少繞組的匝數，選用高飽和磁感應強度、低損耗的磁性材料; 減少繞組的厚度，增加繞組的高度; 盡可能減

13、少繞組間的絕緣厚度; 初、次級繞組采用分層交叉繞制; 初、次級繞線應雙線并繞。(2)減少分布電容的方法 繞組分段繞制; 正確安排繞組的極性，減少它們之間的電位差; 采用靜電屏蔽措施。5.2 變壓器分布參數的利用為滿足小型化要求，同時克服分布參數的影響，使開關變換器在高頻下高效率地運行，自20世紀70年代以來，國內外不斷研究開發(fā)高頻軟開關技術4。軟開關技術很好地利用了電路中的分布參數，將寄生電感和電容作為諧振元件的一部分，消除了分布參數引起的電壓尖峰。圖8所示諧振變換器電路,圖9給出的相應仿真波形，較為形象地說明了軟開關利用分布參數所達到的效果。 圖9 用PSPICE計算出的波形 圖8 諧振變換

14、器電路6、結束語當變壓器高頻化后，隨之而來的有很多問題，比如鐵損和銅損的增加，趨膚效應和臨近效應的加強等。由此可見，針對不同的場合，應根據不同工作要求，合理設計變壓器，盡可能減小漏感和分布電容，增大勵磁電感，使變壓器性能接近理想情況。本文作者創(chuàng)新點:針對高頻變壓器分布參數問題,做了仿真分析并提出了在設計和繞制變壓器時能夠減小分布參數的幾種措施。漏感與分布電容對輸出波形的影響(一) 陶顯芳 時間：2009-12-08 2261次閱讀 【網友評論2條 我要評論】 收藏2-1-1-19漏感與分布電容對輸出波形的影響開關電源變壓器一般可以等效成圖2-43所示電路。在圖2-43中，Ls為漏感，也可稱為分

15、布電感，Cs為分布電容， 為勵磁電感，R為等效負載電阻。其中分布電容Cs還應該包括次級線圈等效到初級線圈一側的分布電容，即次級線圈的分布電容也可以等效到初級線圈回路中。 圖243 開關電源變壓器等效電路設次級線圈的分布電容為C2，等效到初級線圈后的分布電容為C1，則有下面關系式： 上式中， Wc2為次級線圈分布電容C2存儲的能量， Wc1為C2等效到初級線圈后的分布電容C1存儲的能量；U1、U2分別為初、次級線圈的電壓，U2 = nU1，n = N2/N1為變壓比，N1 、N2分別為初、次級線圈的匝數。由此可以求得C1為：C1 = n2C2 （2-121）（2-120）式不但可以用于對初、次級

16、線圈分布電容等效電路的換算，同樣可以用于對初、次級線圈電路中其它電容等效電路的換算。所以，C2亦可以是次級線圈電路中的任意電容，C1為C2等效到初級線圈電路中的電容。由此可以求得圖2-43中，變壓器的總分布電容Cs為：Cs = Cs1 + C1 = Cs1 +n2C2 （2-122）(2-122)式中，Cs為變壓器的總分布電容，Cs1為變壓器初級線圈的分布電容；C1為次級線圈電路中總電容C2（包括分布電容與電路中的電容）等效到初級線圈電路中的電容；n = N2/N1為變壓比。圖2-43開關變壓器的等效電路與一般變壓器的等效電路，雖然看起來基本沒有區(qū)別，但開關變壓器的等效電路一般是不能用穩(wěn)態(tài)電路

17、進行分析的；即：圖2-43中的等效負載電阻不是一個固定參數，它會隨著開關電源的工作狀態(tài)不斷改變。例如，在反激式開關電源中，當開關管導通時，開關變壓器是沒有功率輸出的，即負載電阻R等于無限大；而對于正激式開關電源，當開關管導通時，開關變壓器是有功率輸出的，即負載電阻R既不等于無限大，也不等于0 。因此，分布電感與分布電容對正激式開關電源和反激式開關電源工作的影響是不一樣的。圖2-44和圖2-45分別是開關電源變壓器與電源開關管連接時的工作原理圖和各點工作電壓的波形圖。在圖2-44中，當開關管Q1導通時，無論是對正激式開關電源或反激式開關電源，分布電感Ls都會對流過開關管Q1的電流Id起到限制作用，即降低Id的電流上升率，這對保護開關管是有好處的；因為，開關管剛導通的時候，電流在管芯內部是以擴散的形式由一個點向整個面擴散的，如果電流上升率太大，很容易使開關管因局部面積電流密度過大造成損傷。 分布電感Ls和分布電容Cs可以看成是一個串聯振蕩回路，當開關管Q1開始導通的時候，輸入脈沖