有源功率因數(shù)校正功率因數(shù)的定義功率因數(shù)PF定義為功率因數(shù)

1、有源功率因數(shù)校正一、功率因數(shù)的定義功率因數(shù)PF定義為:功率因數(shù)（PF）是指交流輸入有功功率（P）與輸入視在功率（S）的比值。PF=P=UL11cos*=_Lcos>=7cos0（1）UlIrIr式中：v:基波因數(shù)，即基波電流有效值Il與電網(wǎng)電流有效值Ir之比。IR：電網(wǎng)電流有效值I1：基波電流有效值UL：電網(wǎng)電壓有效值cos：基波電流與基波電壓的位移因數(shù)在線性電路中，無諧波電流，電網(wǎng)電流有效值Ir與基波電流有效值Il相等，基波因數(shù)=1,所以PF=尸-cos=1-cos=cos。當線性電路且為純電阻性負載時，PF=?cos=11=1。二、有源功率因數(shù)校正技術1 .有源功率因數(shù)校正分類（1）

2、按電路結構分為：降壓式、升/降壓式、反激式、升壓式（boost）。其中升壓式為簡單電流型控制，PF值高，總諧波失真（THD：TotalHarmonicDistortion）小，效率高，適用于75W2000W功率范圍的應用場合，應用最為廣泛。它具有以下優(yōu)點：電路中的電感L適用于電流型控制由于升壓型APFC的預調(diào)整作用在輸出電容器C上保持高電壓，所以電容器C體積小、儲能大在整個交流輸入電壓變化范圍內(nèi)能保持很高的功率因數(shù)輸入電流連續(xù)，并且在APFC開關瞬間輸入電流小，易于EMI濾波升壓電感L能阻止快速的電壓、電流瞬變，提高了電路工作可靠性（2）按輸入電流的控制原理分為：平均電流型（工作頻率固定，輸入

3、電流連續(xù))、滯后電流型、峰值電流型、電壓控制型(a)平旄電流型圖1輸入電流波形圖其中平均電流型的主要有點如下：恒頻控制工作在電感電流連續(xù)狀態(tài)，開關管電流有效值小、EMI濾波器體積小。能抑制開關噪聲輸入電流波形失真小主要缺點是：控制電路復雜需用乘法器和除法器需檢測電感電流需電流控制環(huán)路平均電流模式平均電流控制的控制器V嶗nnnrLnjLnnrL跟蹤誤差小，瞬態(tài)特性好對噪聲不敏感開關頻率固定 THD小 EMI小 需檢測電感電流和乘法器，控制結構復雜 二極管反向恢復間期UC3854ABEMI：電磁干擾EElectromagnetic-interference)(3)按輸入電流的工作模式分為：連續(xù)導通

4、模式CCM(ContinuousConductionMode刖不連續(xù)導通模式DCM(DiscontinuousConductionMode)。(4)按拓撲結構可分為：雙級模式和單級模式。雙級、單級APFC比較單級功率校正-峰值電流控制2、有源功率因數(shù)校正原理有源功率因數(shù)校正(ActivePowerFactorCorrection,簡稱APFC技術的思路是，控制已整流后的電流，使之在對濾波大電容充電之前能與整流后的電壓波形相同，從而避免形成電流脈沖，減小輸入電流諧波，達到改善功率因數(shù)的目的有源功率因數(shù)校正電路原理圖整流器輸出電壓ud、升壓變換器輸出電容電壓uC與給定電壓U*c的差值都同時作為乘法

5、器的輸入，構成電壓外環(huán)，而乘法器的輸出就是電流環(huán)的給定電流I*s。ud同相。升壓變換器輸出電容電壓uC與給定電壓U*c作比較的目的是判斷輸出電壓是否與給定電壓相同，如果不相同，可以通過調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)使之與給定電壓相同，調(diào)節(jié)器（圖中的運算放大器）的輸出是一個直流值，這就是電壓環(huán)的作用。而整流器輸出電壓ud顯然是正弦半波電壓波形，它與調(diào)節(jié)器結果相乘后波形不變，所以很明顯也是正弦半波的波形且與將乘法器的輸出作為電流環(huán)的給定信號I*s,才能保證被控制的電感電流iL與電壓波形ud一致。I*s的幅值與輸出電壓uC同給定電壓U*c的差值有關，也與ud的幅值有關。L1中的電流檢測信號iF與I*s構成電流環(huán)，產(chǎn)生P

6、WM信號，即開關V的驅動信號。V導通，電感電流iL增加，電流線性增加，電能以磁能的形式儲存在電感線圈中，電容C放電為負載提供能量。當iL增加到等于電流Is*時，V截止，二極管導通，電源和升壓電感L1（由于線圈中的磁能將改變線圈L兩端的電壓極性，以保持其電流iL不變，線圈L轉化成VL與電源電壓VIN串聯(lián)高于輸出電壓）釋放能量，同時給電容C充電和向負載供電，這就是電流環(huán)的作用。這種電路優(yōu)點是輸入電流完全連續(xù)，并且在整個輸入電壓的正弦周期都可以調(diào)試，缺點是輸出電壓必須大于輸入電壓的最大值，所以輸出電壓比較高，不能利用開關管實現(xiàn)輸出短路保護。三、UC3854控制集成塊UC3854是一種工作于平均電流的

7、的升壓型（boost）APFC電路，它的峰值開關電流近似等于輸入電流，是目前使用最廣泛的APFC電路。1、UC3854總體結構UC3854的總體結構如下圖所示，主要包括以下幾個功能模塊：電壓誤差放大器模塊，電流誤差放大器模塊，乘除法器模塊，鋸齒波發(fā)生器模塊，輸出驅動模塊，以及峰值限制比較器模塊，欠電壓過電壓保護模塊，軟起動模塊和一些數(shù)字邏輯。為了簡化模型，建模中省去欠電壓、過電壓鎖存比較器，軟起動等輔助環(huán)HPo18VJ10VYENA |10甲回L I IsS7.5V REFIC * POWERISEN9E CT R8ET15V ARR S型GTDRV1 GNDUC3854內(nèi)部結構圖中，標有A、

8、B、C的萬框是所謂的乘法器，電壓誤差放大器的輸出（在引腳7上可以測量到）是乘法器的一個輸入，稱作Ao乘法器的另一個輸入，取自整流器的輸出電壓波形，通過引腳6引入，稱作Bo前饋電壓校正是通過引腳6引入的，稱作Co這三個量在乘法器里運算后，乘法器輸出為電流Imo,它接到引腳5。這個電流Imo與實際電流值Isense（引腳4）在電流誤差放大器中進行比較。電流誤差放大器的右側是PWM比較器。在PWM比較器里，電流誤差放大器的輸出與芯片振蕩器的輸出斜坡電壓相比較。振蕩器與PWM比較器的輸出用來驅動一個RS觸發(fā)器，RS觸發(fā)器再驅動推挽電路輸出PWM信號（腳16）,用來控制主電路開關管的開斷時刻。振蕩器的定

9、時電容從引腳14接入，定時電阻器外接在腳12,它在UC3854中還起到乘法器的最大輸出電流限制作用。另外，芯片工作電源自腳15引入，腳1為芯片“地”。UC3854內(nèi)部結構圖的左上角，包含了一個欠壓鎖定比較器和一個使能比較器，它們都是滯環(huán)比較器，欠壓比較器用來監(jiān)控芯片本身工作電源的電平；使能比較器可用來控制芯片是處于工作狀態(tài)還是封鎖狀態(tài)，只有當使能比較器的輸出都為高電平時，才允許芯片進入工作狀態(tài)。這兩個比較器的下方是電壓比較器。芯片中的電壓比較器實際上是電壓誤差放大器。電壓比較器的同相輸入端內(nèi)接3V的參考電壓，反相輸入端連接到引腳11,稱作Vsence,Vsence代表的是輸出電壓。電壓誤差放大

10、器旁邊所接的二極管是想表示其內(nèi)部作用而不是表示其實際配置。電壓誤差放大器的同相輸入端還連到下方的軟啟動電路。這樣可以讓電壓控制環(huán)在輸出電壓達到它的工作點之前就開始工作，可以消除一般電源裝置深受其害的開啟超調(diào)。在引腳11與放大器反向輸入端之間所接的二極管同樣是一個理想二極管，用來消除參考電壓上是否有額外的二極管壓降的疑慮。引腳2上提供一個緊急峰值電流限制信號，當腳2的電平被輕微地拉到“地”以下時，PWM輸出信號就會被封鎖。芯片內(nèi)置了一個14uA電流源給軟起動電路的定時電容器CT充電。2、UC3854的弓I腳（端）功能表引腳序號弓1腳符號引腳說明1Gnd接地端，器件內(nèi)部電壓均以此電壓為基準2PK1

11、MT峰值限定端，其閾值電壓為零伏與芯片外電流傳感電阻負端相連，有可與芯片內(nèi)接基準電壓的電阻相連，使峰值電流比較器反向端電位補償至零3CAOut電流誤差放大器的輸出端，對輸入總線電流進行檢測，并向脈寬調(diào)制器發(fā)送電流校正信號的寬帶運放輸出4Isense電流傳感信號接至電流放大器反向輸入端，4腳電壓應高于一0.5伏（因采用二極管對地保護）5MultOut乘法放大器的輸出和電流誤差放大器的正向輸入端6IAC乘法器前饋交流輸入端，與B端相連，6腳的設定電壓為6伏，通過外接電阻與整流橋輸出工頻總線相連，并用電阻與芯片內(nèi)基準相連7VAOut誤差電壓放大器的輸出電壓，這個信號又與乘法器A端相連，但若低于1伏乘

12、法器便無輸出8VRMS前饋總線電壓有效值端，與跟輸入線電壓有效值正比的電阻相連時，可對線電壓的變化進行補償9VREF基準電壓輸出端，可對周邊電路提供10mAi勺驅動電流10ENA允許比較器輸入端，不用時與十5伏電壓相連11VSENSE電壓誤差放大器反向輸入端，在芯片外與反饋網(wǎng)絡相連，或通過分壓網(wǎng)絡與功率因子較正器輸出相連12RSET12腳信號與地接入不同的電阻，用來調(diào)節(jié)振蕩器的輸出和乘法器的最大輸出13SS軟起動端，與誤差電壓放大器同相端相連14CT接對地電容器CT,作為振蕩器定時電容15VCC正電源閾值為10V16V16GTDrvPWMB號的圖騰輸出端，外接MOSFETT的柵極，該端電壓箝位

13、在15V3、主要電路參數(shù)設計3.1 主要設計要求(1) 輸入：AC220V±20%,50Hz±5%。(2) 輸出：DC400V。(3) 輸出功率：5000W。(4) 電壓調(diào)整率：1%,負載10%100%變化范圍時。(5)效率：80%。(6) 功率因數(shù)：在輸入電壓220V±20%,輸出滿載時，99%。3.2 主要參數(shù)計算與選擇(1)主開關器件VT的選擇即400V。開關器件所承受的開關器件所承受的最大電壓為輸出直流電壓,最大電流為線路的最大峰值電流Iline(pk)。(3)式(3)中，Pout為輸出功率，為5000W；Vin(min)為最低網(wǎng)壓的有效值,為220(1%

14、20%)V;4為電源效率，為0.8。算出：Iline(pk)=50A。根據(jù)開關器件對電壓和電流的要求，開關器件選擇單管型IGBT器件?？紤]適當?shù)脑６纫约霸谳^高溫度下的降額使用后，本設計選擇1200V/150A的IGBT器件。(2)開關頻率的選擇開關頻率高，可以減小APFC電路的結構尺寸，提高功率密度，減小失真；但頻率太高又會增大開關損耗，影響效率。本設計中將開關頻率選擇為30kHz,作為尺寸與效率之間的一種綜合考慮，這樣的頻率下，電感量的大小合理，尖峰失真小，電感器的物理尺寸較小，IGBT和Boost二極管VD上的功率耗損也不會過多。(3)Boost電感的計算5在變換器頻率一定的情況下，電感值

15、決定了輸入端高頻紋波的值。線路輸入電流的最大值Iline(pk)發(fā)生在最小網(wǎng)壓的峰值處，它的值前已算出，即Iline(pk)=50A。升壓變換器的最大紋波電流發(fā)生在占空比為50%處，也就是當升壓比為M=Vout/Vin=1/(1-D)=2時。電感器紋波電流的峰峰值，通常是按照最大/&入電流值的20%來選取的，這只是經(jīng)驗值，因為這通常不是高頻紋波電流的最大值。紋波電流選擇過大，就可能使變換器進入斷續(xù)工作方式的時間在整個周期占的比例過大，為此就必須設計更大的輸入濾波器，以衰減更高頻的紋波電流。UC3854由于采用了平均電流方式控制，因此允許變換器在連續(xù)與斷續(xù)工作方式下平穩(wěn)過渡并保持性能基本

16、不變。電感器的電感量是根據(jù)最小網(wǎng)壓下，正弦波定點處的電流幅值和占空比D,再結合開關頻率來選擇的。(4)(5)門_曦一%(必)曦A/式(4)、(5)中，？I是紋波電流的峰峰值；Vout是輸出電壓；Vin(pk)是最小網(wǎng)壓的峰值；fs是開關頻率。由（4）、（5）上式可算出：D=0.38,L=0.31mH。高頻紋波電流是疊加在線路電流之上的，所以峰值電感電流就是線路電流的幅值與1/2紋波電流峰峰值的和。本設計中，已將峰值電流限制設定為120%的最大電流，即60A。因此電感器額定電流按60A選擇。（2）升壓二級管VD的選擇升壓二級管應選trr小，正向壓降小且具有軟恢復特性的超快恢復二極管。二極管的額定電流必須大于電感上電流的最大峰值60A,并留有一定的裕度。（3）輸出電容器的選擇流過輸出電容器的總電流是開關紋波電流與二次諧波線路電流之和。輸出電容器的選擇應考慮開關頻率、紋波電流值、二次諧波紋波電流、直流輸出電壓值、輸出紋波電壓值及維持時間。輸出維持時間，在選擇輸出電容器的電容量中起主導作用。它是指在輸入功率