SPWM調(diào)制法逆變器的調(diào)制方式

1、目 錄1 設(shè)計(jì)要求12 逆變器控制方式選擇13 方案設(shè)計(jì)23.1系統(tǒng)總體框圖23.2主電路的設(shè)計(jì)33.3 DSP的選取43.4驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)53.5采樣電路63.6保護(hù)電路64 元件參數(shù)計(jì)算74.1輸出濾波電感Lf、濾波電容Cf的選取74.2變壓器的設(shè)計(jì)84.3功率開(kāi)關(guān)的選擇85 仿真結(jié)果95.1驅(qū)動(dòng)波形95.2功率開(kāi)關(guān)器件兩端的電壓波形105.3逆變器輸出波形106 結(jié)論11參考文獻(xiàn)121 設(shè)計(jì)要求主要內(nèi)容：利用倍頻單極性SPWM調(diào)制法究逆變器的調(diào)制方式，分析系統(tǒng)的穩(wěn)定性和外特性，給出系統(tǒng)的硬件結(jié)構(gòu)框圖，設(shè)計(jì)系統(tǒng)各個(gè)部分的硬件電路，完成數(shù)字控制SPWM逆變器的原理試驗(yàn)和仿真?；疽螅狠斎腚?/p>

2、壓：4060VDC；輸出額定容量：1kVA；輸出電壓：220V±3%；輸出電壓頻率：50Hz載波頻率：25kHz；THD：3%。2 逆變器控制方式選擇傳統(tǒng)逆變器的控制電路都是采用模擬電路和小規(guī)模數(shù)字集成電路實(shí)現(xiàn)的。隨著信息技術(shù)的發(fā)展，數(shù)字控制技術(shù)在逆變電源控制領(lǐng)域已得到越來(lái)越廣泛的應(yīng)用。綜合考慮系統(tǒng)性價(jià)比以及數(shù)字控制方式存在的問(wèn)題，目前，部分?jǐn)?shù)字化（CPU）產(chǎn)生基準(zhǔn)正弦，寬頻帶的電壓調(diào)節(jié)器仍由模擬電路實(shí)現(xiàn)）不失為中小功率逆變器控制電路的優(yōu)選方案。本文分別對(duì)兩種模擬/數(shù)字混合控制方案進(jìn)行了比較研究，分析了它們的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)，給出了相關(guān)實(shí)驗(yàn)結(jié)果。本章研究的混合控制方式，也是基于數(shù)字控制器的

3、。利用DSP取代純模擬控制中的一些實(shí)現(xiàn)環(huán)節(jié)，如基準(zhǔn)正弦發(fā)生器、輸出過(guò)載保護(hù)、輸出過(guò)壓/欠壓保護(hù)等，對(duì)于減小控制電路復(fù)雜程度、提高系統(tǒng)控制特性是有好處的。同時(shí)，混合控制方式也考慮了數(shù)字控制可能產(chǎn)生的一些問(wèn)題，盡可能保留模擬控制的優(yōu)點(diǎn)，仍采用模擬電路實(shí)現(xiàn)電壓調(diào)節(jié)器，與全數(shù)字控制系統(tǒng)相比，提高了系統(tǒng)帶寬頻率和動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度。可見(jiàn)，這種模擬/數(shù)字混合控制逆變器具有較高的性價(jià)比，在一些應(yīng)用場(chǎng)合具有較大的優(yōu)勢(shì)。根據(jù)PWM控制信號(hào)的產(chǎn)生方式，常用的混合控制實(shí)現(xiàn)方案有兩類：模擬/數(shù)字混合控制方案、模擬/數(shù)字混合控制方案。方案的實(shí)現(xiàn)框圖如圖1。低通濾波器基準(zhǔn)正弦發(fā)生器有源PI校正電路SPWM生成驅(qū)動(dòng)電路逆變橋LC

4、濾波器無(wú)源超前網(wǎng)絡(luò)電壓采樣電路DSP-圖1 混合控制方案的實(shí)現(xiàn)框圖圖1中，主控芯片DSP主要功能是提供基準(zhǔn)正弦數(shù)據(jù)、計(jì)算控制變量采樣信號(hào)的數(shù)值以執(zhí)行各種保護(hù)等，控制電路的其它部分如電壓調(diào)節(jié)器（包括控制框圖中前向通道的有源PI校正電路和反饋通道的無(wú)源超前校正網(wǎng)絡(luò)）、PWM發(fā)生器等都是用模擬元件實(shí)現(xiàn)的。由于DSP產(chǎn)生的基準(zhǔn)正弦信號(hào)帶有高頻諧波分量，需采用低通濾波器才能得到光滑的基準(zhǔn)正弦波，作為逆變控制系統(tǒng)的指令信號(hào)。圖2給出了模擬/數(shù)字混合控制方案的實(shí)現(xiàn)框圖，系統(tǒng)工作過(guò)程為：DSP提供基準(zhǔn)正弦數(shù)據(jù)，經(jīng)低通濾波器濾波后得到連續(xù)的基準(zhǔn)正弦波形，有源PI校正電路將誤差信號(hào)變?yōu)檎{(diào)制信號(hào)，由DSP自帶的A/

5、D轉(zhuǎn)換器采樣并通過(guò)DSP內(nèi)部的事件管理器產(chǎn)生各路PWM控制信號(hào)，再經(jīng)驅(qū)動(dòng)電路控制逆變橋功率開(kāi)關(guān)管的通斷。低通濾波器基準(zhǔn)正弦發(fā)生器有源PI校正電路SPWP生成驅(qū)動(dòng)電路逆變橋LC濾波器無(wú)源超前網(wǎng)絡(luò)電壓采樣電路DSP-采樣保持+圖2 混合控制方案的實(shí)現(xiàn)框圖就控制電路的復(fù)雜程度而言，盡管兩種方案采用了相同的DSP作為控制芯片，由于方案仍采用與純模擬控制電路中相同的PWM控制信號(hào)生成電路，沒(méi)有充分運(yùn)用DSP的片上資源，使得控制電路規(guī)模變大，而方案則可省去比較復(fù)雜的三角波發(fā)生器和比較器，具有一定的成本優(yōu)勢(shì)。如前節(jié)所述，采用方案時(shí)，功率開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號(hào)的死區(qū)時(shí)間需要通過(guò)模擬器件產(chǎn)生，與方案的軟件編程產(chǎn)生死區(qū)時(shí)

6、間相比，控制精度降低，靈活性差，必須設(shè)置相當(dāng)長(zhǎng)的死區(qū)時(shí)間以保證功率電路的安全，而方案產(chǎn)生的死區(qū)時(shí)間精度很高，只需根據(jù)功率開(kāi)關(guān)管的工作特性設(shè)置較短的死區(qū)即可，于是可以減輕死區(qū)效應(yīng)，提高逆變器的控制性能。本文擬采用方案進(jìn)行分析與設(shè)計(jì)。3 方案設(shè)計(jì)3.1系統(tǒng)總體框圖以數(shù)字信號(hào)處理器(DSP)為核心的逆變器控制框圖如圖3所示。在數(shù)字信號(hào)處理器(DSP)中產(chǎn)生SPWM控制信號(hào)，逆變器輸出高頻脈寬調(diào)制型交流電。該交流電經(jīng)工頻變壓器和輸出濾波器處理后，得到穩(wěn)定、純潔的正弦波電源。驅(qū)動(dòng)電路采樣電路保護(hù)電路DSP圖3 系統(tǒng)總體框圖3.2主電路的設(shè)計(jì)1、主電路的結(jié)構(gòu)圖4 單相全橋逆變主電路逆變器的主電路結(jié)構(gòu)形式多

7、種多樣，有全橋型、半橋型及推挽型等。中小容量逆變電源多采用半橋式逆變器結(jié)構(gòu)，結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，控制方便。中大容量逆變電源一般采用全橋式和推挽式逆變器結(jié)構(gòu)。為了濾除高次諧波，逆變橋后級(jí)均接有LC濾波器。全橋型的主電路結(jié)構(gòu)由于各種因素的影響必然存在直流偏磁的問(wèn)題。直流偏磁的存在致使鐵心飽和，從而加大了逆變器輸出變壓器的損耗，降低了效率，甚至?xí)鹉孀兪?，?duì)系統(tǒng)的運(yùn)行有著極大的危害，必須采取措施加以解決。小容量逆變電源因?yàn)檩敵鋈萘啃?，電壓和電流不大，因此開(kāi)關(guān)器件多選用電力MOSFET。而大容量正弦波輸出的逆變電源因其電壓電流一般都比較大，因此多采用IGBT作為它的開(kāi)關(guān)器件。本文主要研究的是50Hz,1kW

8、的低頻逆變電源?；谝陨系姆治觯x用全橋型，帶有輸出隔離變壓器的主電路形式，并采用MOSFET作為開(kāi)關(guān)器件。主電路圖如圖4所示。2、輸出濾波電容的選取輸出濾波電容用來(lái)濾除輸出電壓的高次諧波，若越大，輸出電壓的THD就越小，但DC/AC逆變器無(wú)功電流分量增大，從而增大了變流器的體積和成本。一般選取為宜，因此濾波電容值應(yīng)滿足 （1）3、輸出濾波電感設(shè)計(jì)濾波電感有兩個(gè)作用一方面濾除輸出波形中的高次諧波；另一方面作為積分環(huán)節(jié)實(shí)現(xiàn)SPWM控制。它的設(shè)計(jì)應(yīng)滿足四個(gè)方面的要求。1）盡可能濾除調(diào)制波的高次諧波分量，提高輸出電壓波形質(zhì)量，濾波電感的高頻阻抗與濾波電容的高頻阻抗相比不能過(guò)低，即濾波電感的感值不能太

9、小。為滿足輸出電壓波形質(zhì)量，要求一個(gè)采樣周期中，電感電流的最大變化量小于允許的電感電流紋波。在時(shí)，最大，此時(shí)有： （2）2）電感電流必須能跟蹤上給定電流的變化，即。一旦不能跟蹤的變化，輸出電壓的失真度就會(huì)變大，嚴(yán)重時(shí)甚至導(dǎo)致系統(tǒng)異常工作。因此不能過(guò)大，即 （3）式中，為輸出電壓峰值。3.3 DSP的選取目前，隨著計(jì)算機(jī)和信息產(chǎn)業(yè)的飛速發(fā)展，信號(hào)處理學(xué)科不但在理論上，而且在方法上都獲得了迅速發(fā)展。特別是信號(hào)處理器DSP(Digital Signal Processor)的誕生與快速發(fā)展，使各種數(shù)字信號(hào)處理算法得以實(shí)時(shí)實(shí)現(xiàn)，為數(shù)字信號(hào)處理的研究和應(yīng)用打開(kāi)了新局面。由于DSP具有豐富的硬件資源、改進(jìn)

10、的并行結(jié)構(gòu)、高速數(shù)據(jù)處理能力，強(qiáng)大的指令系統(tǒng)和日益提高的性價(jià)比己經(jīng)成為世界半導(dǎo)體產(chǎn)業(yè)中緊隨微處理器與微控制器之后的又一個(gè)熱點(diǎn)，在通信、航空、航天、雷達(dá)、工業(yè)控制。網(wǎng)絡(luò)及家用電器等各個(gè)領(lǐng)域得到了廣泛的應(yīng)用。本系統(tǒng)采用的數(shù)字信號(hào)處理器為TI(TEXAS INSTRUMENTS)公司專為電機(jī)和電源等數(shù)字化控制而設(shè)計(jì)的DSP（TMS320F2407A）。這款DSP控制芯片有以下特點(diǎn)：1）采用高性能靜態(tài)CMOS技術(shù)，使供電電壓降為3.3V.減小了控制器的功耗：40MIPS的執(zhí)行速度，提高了控制器的實(shí)時(shí)控制能力。2）片內(nèi)有32K字的FLASH程序存儲(chǔ)器和1.5K字的數(shù)據(jù)/程序RAM,544字雙口RAM(D

11、ASRAM)和2K字的單口RAM(SARAM)。3）10位A/D轉(zhuǎn)換器，最小轉(zhuǎn)換時(shí)間為375nS?？梢砸詢蓚€(gè)8通道的雙排序方式采樣，或一個(gè)16通道排序方式采樣。4）看門狗定時(shí)模塊(WDT)。3.4驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)隔離驅(qū)動(dòng)電路采用A3120光耦隔離型驅(qū)動(dòng)電路，A3120結(jié)構(gòu)框圖及驅(qū)動(dòng)電路結(jié)構(gòu)如圖5所示。A3120是美國(guó)惠普公司生產(chǎn)的用于驅(qū)動(dòng)IGBT、MOSFET器件的光電耦合器，該芯片內(nèi)部集成有光耦、接口和功放單元，可驅(qū)動(dòng)1200V/100A的IGBT模塊。該驅(qū)動(dòng)芯片的主要特點(diǎn)為：（1）工作電源電壓范圍寬（15V30V）；（2）最小的輸出電流峰值2A；（3）最大交換速度500ns；（4）具有欠壓鎖

12、定保護(hù)（UVLO）功能；（5）輸出與輸入信號(hào)同相。當(dāng)輸入信號(hào)為高電平時(shí)，A3120輸出為高電平，由功放級(jí)的NPN晶體管放大后輸出，驅(qū)動(dòng)功率器件；當(dāng)輸入信號(hào)為低電平時(shí)，A3120輸出為低電平，功放級(jí)的PNP晶體管導(dǎo)通，功率器件極間承受反向電壓關(guān)斷。圖中，R的大小將影響逆變器的開(kāi)關(guān)損耗，并且影響功率開(kāi)關(guān)的關(guān)斷尖峰大小以及逆變器的輸出波形質(zhì)量。逆變橋選用不同的功率開(kāi)關(guān)，應(yīng)調(diào)整的大小，使逆變器獲得最佳的性能。圖5 逆變橋功率開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)電路A31203.5采樣電路在數(shù)字控制系統(tǒng)中，DSP片內(nèi)A/D采樣能夠承受到輸入電平范圍為03.3V，所以無(wú)法對(duì)所需的控制量直接進(jìn)行A/D采樣，因而通常需要把這些量調(diào)理后，

13、才能接至DSP第A/D轉(zhuǎn)換口。本系統(tǒng)采用的是電壓電流雙環(huán)控制，所以包括電壓采樣電路和電流采樣電路。在電壓電流雙閉環(huán)控制系統(tǒng)中，需采樣逆變器的輸出電壓作為反饋量。為了滿足DSP的A/D模塊輸入信號(hào)的要求，模擬量需要經(jīng)過(guò)圖6所示的調(diào)理電路。電流采樣電路和電壓采樣電路原理基本類似，只需把電壓傳感器換成電流傳感器即可：電感電流經(jīng)一電流傳感器得到與電感電流成正比的電壓信號(hào)，然后經(jīng)過(guò)調(diào)理電路變換到03.3V，輸入到DSP的A/D模塊采樣口。圖6 電壓采樣電路+-+-+U13BU13ADT1ADCIN4+5+15-153.6保護(hù)電路輸入過(guò)壓和欠壓保護(hù)電路如圖7所示，直流電壓保護(hù)信號(hào)取自主電路輸入電壓，經(jīng)電阻

14、分壓和光耦隔離后送入控制電路。利用光電耦合器把各種模擬負(fù)載與數(shù)字信號(hào)源隔離開(kāi)來(lái)，也就是把“模擬地”與“數(shù)字地”斷開(kāi)。經(jīng)過(guò)光耦的保護(hù)信號(hào)通過(guò)比較器分別與設(shè)定的最大/最小電壓值進(jìn)行比較，如果電壓值超過(guò)限定值，比較器就輸出低電平。比較器的輸出信號(hào)相與，所得的信號(hào)送入DSP的PDPINT中斷口。當(dāng)器件引腳PDPINT(電源驅(qū)動(dòng)保護(hù)中斷)被拉低時(shí)，會(huì)產(chǎn)生一個(gè)外部中斷，這個(gè)中斷是為系統(tǒng)的安全操作提供的。如果PDPINT未被屏蔽，當(dāng)PDPINT引腳拉低以后，所有的PWM輸出均為高阻態(tài)。這樣可以在過(guò)流等故障的情況下，把逆變器的PWM控制信號(hào)封死,關(guān)閉功率器件，從而實(shí)現(xiàn)對(duì)逆變器的保護(hù)。+-+-+輸入電壓欠壓保護(hù)

15、輸入電壓過(guò)壓保護(hù)+15+15+15+15+15圖7 輸入過(guò)壓和欠壓保護(hù)4 元件參數(shù)計(jì)算4.1輸出濾波電感Lf、濾波電容Cf的選取 取。濾波電容電流的有效值為：110%負(fù)載時(shí)，負(fù)載電流的有效值為容性負(fù)載時(shí)電感電流最大，因此電感電流有效值為其中，。考慮到濾波電感電流的脈動(dòng)量，濾波電感的電流峰值為L(zhǎng)f選用Mn-Zn R2KBD型鐵氧體材料鐵心PM62*49，其磁路截面積窗口面積，飽和磁感應(yīng)強(qiáng)度，選用,濾波電感匝數(shù)為：取N=55匝，氣隙。按濾波電感電流有效值選取導(dǎo)線，取,導(dǎo)線截面積，導(dǎo)線選用0.1×2cm的銅皮。窗口利用系數(shù)，可以繞下。4.2變壓器的設(shè)計(jì)為了確保輸出電壓uo的波形質(zhì)量，防止u

16、o的頂部出現(xiàn)平頂失真，應(yīng)滿足取，有選用的硅鋼鐵心，截面積為，窗口面積。因?yàn)楣桎撈怯射撈B加而成，所以實(shí)際鐵心截面積為。取變壓器原邊繞組為匝，副邊繞組匝。因此式中為變壓器激磁電流。取導(dǎo)線電流密度，有原邊采用的高強(qiáng)度漆包線單層繞制，副邊采用的高強(qiáng)度漆包線單層繞制。窗口利用系數(shù)，可以繞下。4.3功率開(kāi)關(guān)的選擇MOSFET的選擇可以從器件的電壓等級(jí)和電流等級(jí)兩個(gè)方面加以考慮。假定逆變器最高直流輸入電壓為，則采用全橋逆變電路時(shí)每個(gè)開(kāi)關(guān)器件所承受的最高電壓即為?？紤]電壓尖峰影響，實(shí)際開(kāi)關(guān)器件所承受的最高電壓要比這個(gè)高得多，其大小與吸收電路吸收電壓尖峰的能力有關(guān)。在這里由于逆變器最高直流輸入電壓為52.8

17、V,所以我們選用耐壓等級(jí)為100V的MOSFET.器件的電流等級(jí)要根據(jù)它所通過(guò)的最大峰值電流來(lái)確定。假定系統(tǒng)輸出功率為，變壓器的變比為，假設(shè)系統(tǒng)的過(guò)載系數(shù)為1.5，逆變橋中每個(gè)MOSFET電流應(yīng)力為變壓器原邊最大電流，則逆變橋中每個(gè)MOSFET中流過(guò)的電流峰值為：此外，考慮電流紋波以及反并聯(lián)二極管反向恢復(fù)尖峰電流等因素的影響，選MOSFET的電流定額為150A。5 仿真結(jié)果5.1驅(qū)動(dòng)波形圖8是4個(gè)功率開(kāi)關(guān)器件MOSFET的驅(qū)動(dòng)波形。圖8 驅(qū)動(dòng)波形由圖8可以看出DSP可以很好的輸出功率管的驅(qū)動(dòng)波形。從波形看出，能滿足快速開(kāi)關(guān)功率管的要求，并滿足同一橋臂上兩個(gè)開(kāi)關(guān)管的死區(qū)控制。5.2功率開(kāi)關(guān)器件兩

18、端的電壓波形圖9 MOSFET管兩端電壓5.3逆變器輸出波形1、空載時(shí)的波形圖10 空載波形2、滿載時(shí)的波形（1）滿載時(shí)逆變器的輸出波形下圖是逆變器滿載時(shí)的電壓波形，由圖11可知，逆變器輸出電壓非常接于正弦波形，其諧波含量少，功率因數(shù)大，性能能達(dá)到要求。圖11 輸出波形（2）滿載時(shí)電感中的電流波形圖12 電感電流波形6 結(jié)論本文主要圍繞數(shù)字控制SPWM逆變器的硬件設(shè)計(jì)以及數(shù)字控制系統(tǒng)硬件電路設(shè)計(jì)等方面展開(kāi)了研究。論文的主要內(nèi)容概述如下：1介紹了三種經(jīng)典的SPWM調(diào)制方式，包括雙極性SPWM調(diào)制法，單極性SPWM調(diào)制法，倍頻單極性SPWM調(diào)制法，通過(guò)比較和試驗(yàn)發(fā)現(xiàn)單極性倍頻SPWM調(diào)制法相對(duì)于其

19、他兩種調(diào)制方法，其諧波含量更低，只需要更小的濾波器件就可以達(dá)到很好的濾波效果。在選擇此種調(diào)制方式的基礎(chǔ)上給出了系統(tǒng)的傳遞函數(shù)，分析了系統(tǒng)的穩(wěn)定性和外特性。2給出了系統(tǒng)的硬件結(jié)構(gòu)框圖，并設(shè)計(jì)了系統(tǒng)各個(gè)部分的硬件電路，包括主電路，驅(qū)動(dòng)電路，采樣電路和保護(hù)電路，以及數(shù)字控制系統(tǒng)的硬件電路，并完成了數(shù)字控制電路部分的PCB板的設(shè)計(jì)。3在傳統(tǒng)的PI調(diào)解器的基礎(chǔ)上，給出了幾種用DSP完成PI算法的方法，發(fā)現(xiàn)增量式PI算法可以使系統(tǒng)獲得更高的精度和可靠性。給出了系統(tǒng)控制軟件的流程圖，包括主程序流程圖和中斷程序流程圖，在中斷程序流程圖中包括了數(shù)字PI算法。4基于DSP完成了數(shù)字控制SPWM逆變器的原理試驗(yàn)，試驗(yàn)結(jié)果表明，數(shù)字控制在改善逆變器的動(dòng)態(tài)和穩(wěn)態(tài)性能方面也能獲得良好的效果。參考文獻(xiàn)1沙占有，王彥朋，孟志勇等.新型單片開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)與應(yīng)用技術(shù)M.北京:電子工業(yè)出版社，2004.2王鴻鈕.實(shí)用電源技術(shù)手冊(cè)C.上海:上?？茖W(xué)技