UPS無線并機均流控制技術(shù)

1、UPS無線并機均流控制技術(shù)摘要： 預(yù)料以后的微處理器將呈現(xiàn)出更強的帶載能力和更快的暫態(tài)響應(yīng)能力。當(dāng)今的電壓調(diào)整模塊（ VRM ）需要更大更多的濾波器以滿足其要求，這無疑會使現(xiàn)存的 VRM 拓撲變得不再實用。作為候選拓撲之一， QSM VRM 表現(xiàn)非常優(yōu)異的性能，比如快速的暫態(tài)響應(yīng)能力和高的功能密度。這種技術(shù)的難點就是電流均分控制技術(shù)，在這篇文章中，介紹了一種新型的電流偵測和均分電流的技術(shù)，通過這種技術(shù)，在并機系統(tǒng)中，無需電流變壓器和電流偵測電阻，均分電流能夠控制，另外，這種技術(shù)很容易集成于芯片，用四模塊并機的 QSM VRM 來驗證這門技術(shù)，通過試驗證實，這種技術(shù)擁有高功率密度、高效率，和高響

2、應(yīng)速度。同時電流均分技術(shù)也得到了一般化整理和擴展.介紹     隨著微處理器技術(shù)的發(fā)展，為此種設(shè)備提供能量的電源面臨著新的挑戰(zhàn)，這種挑戰(zhàn)開始于高效 pentium 微處理器不在使用標(biāo)準(zhǔn)的 5V 電壓，而是使用非標(biāo)準(zhǔn)的電壓等級小于 5V 的電源。為了滿足更快、更有效的數(shù)據(jù)處理需求，開發(fā)出了更低電壓等級得中型微處理器，這種處理器的電源電壓將從 3.3V 降到 1.11.8V ，同時，因為會有更多的設(shè)備集成到同一處理器 IC 上并且處理器的工作頻率會更高，微處理器需要強效的電源管理能力。將來的微處理器的電流將從現(xiàn)在的 13A 增大到 30A50A ，如此大的電流反過來需

3、要專業(yè)的電壓調(diào)整模塊來提供低電壓等級，高帶載能力的電源。 隨著處理器速度的提高， VRM 的負載也在增大，這種相互的關(guān)系使電源的大負載發(fā)生變化的時候經(jīng)常出現(xiàn)，比如在處理器從休眠到正常運行模式。將來的微處理器需要更高的電流等級，不但如此，而且總的電壓調(diào)偏差將更小，目前，電壓調(diào)偏差為 5% （對于 3.3V 的 VRM 輸出，電壓的偏差可到 +/-165mV ）。將來，總的電壓偏差將為 2% （對于 1.1 V VRM 輸出，電壓的偏差僅又 +/-22mV ）。所有這些要求給電源的設(shè)計帶來了挑戰(zhàn)。表一顯示了未來 VRM 的電流規(guī)格書。 大多 VRM 使用同步整流 BUCK 拓撲結(jié)構(gòu)，圖一顯示了同步

4、整流 BUCK 電路 , 圖一： 同步整流器     當(dāng)今的 VRM 的輸出有大濾波電感。巨大的輸出電容和退耦電容（在板電容）需要減少電壓 SPIKE ，以后的電腦母板相對較貴，現(xiàn)在的 VRM 不在實用于未來的設(shè)備。     圖二顯示了輸出加小電容的 BUCK 的同步整流運行波形，圖三顯示了 QSMVRM 的暫態(tài)響應(yīng)，這種技術(shù)的缺點是效率低，穩(wěn)態(tài)輸出電壓的紋波大。 為了滿足穩(wěn)態(tài)和暫態(tài)的要求，發(fā)展了交叉 QSM ，見圖 4   交叉 QSM 技術(shù)消除了電流紋波并加快的暫態(tài)響應(yīng)速度，圖 5 顯示了四模塊交叉 QSM VRM 的暫

5、態(tài)響應(yīng)，結(jié)果顯示這種技術(shù)滿足了將來對電源暫態(tài)的要求，并且不會產(chǎn)生大的電壓紋波，它不但能減少輸出電壓紋波，它也能減少輸入電壓紋波，因為必要的電容減小了，母板上就能留下更大的空間，更大的功率密度變得可能。另外，因為每個模塊需要處理的功率更小，這種拓撲擁有更高的效率并容易封裝。     交叉技術(shù)的難點是其電流均分的控制，雖然在其他的運用中這也是個難點，但是在 QSM 技術(shù)中，其更難實現(xiàn)，在傳統(tǒng)的運用中，一個變壓器和電流偵測電阻被用來偵測每個模塊的電流，但是變壓器太大太貴，電阻降低了這種低電壓等級大電流逆變器的效率，另外，傳統(tǒng)的電流均分控制技術(shù)，例如電壓模型控制或則峰值電

6、流模式控制都受到開關(guān)導(dǎo)通電阻和電感的值得影響，對于生產(chǎn)制造來說很難控制。 在這篇論文中，介紹了一種新型的電流偵測和均分電流技術(shù)，通過這種技術(shù)，很容易在并機系統(tǒng)中得到電流的均分，并且無需傳統(tǒng)的電流偵測方法，其很容易集成于芯片，四模塊交叉 QSMVRM 被用來驗證此技術(shù)。 運用于并機模塊的傳統(tǒng)電流均分控制方式 A 單環(huán)電壓模式控制      在并機模塊運用中，僅有一個環(huán)的電壓環(huán)控制是最簡單的一種，這種方式包含了電流偵測和均分電流控制，電流的分配取決于各個模塊的一致性（小信號中等效為電阻，根據(jù)歐姆定理分配電流），在實際中，在沒有精確的電流均分控制系統(tǒng)中，這種技

7、術(shù)很難做到電流均分，有許多因素導(dǎo)致不均分的電流：元件差異，逆變到負載非一致性的連接，由于元件的老化和物理狀態(tài)所導(dǎo)致的元件非一致性的變化。 使用這種模式的原因是其成本低，但是它很難控制半導(dǎo)體的質(zhì)量，均分電流的能力很差，結(jié)果，熱管理變得非常重要， VRM 效率小將，成本增加。 實際上，只有電壓模式控制的系統(tǒng)很難在低電壓大電流運用中均分電流，圖 6 顯示了 MOSFET 模型，它等效于串聯(lián)了電阻的開關(guān)，電阻是 MOSFET 導(dǎo)通電阻，     圖 6 （ b ）顯示了同步整流 BUCK 逆變器的等效模型 ,RON1 和 RON2 代表了上下開關(guān)的開通電阻 ,R3 是線路

8、阻抗和 LAYOUT 電阻的總和 , 如果考慮寄生 ,BUCK 逆變器的占空比如下 :     在高電壓 , 低電流運用中 , 因為 VO 遠大于 IO*(RON2+RON3), 這種效應(yīng)可以忽略 , 但在低電壓 , 大電流運用中 , VO 很小 , IO*(RON2+RON3) 的影響變得不容忽視。例如，如果 VO 為 2V ， VIN 是 5V ， RON1 和 RON2 是 14m ，當(dāng)負載從 030A 變化時，逆變占空比將在 0.40.5 之間變化，正常情況下， MOSFET 導(dǎo)通電阻遠大于線阻和 LAYOUT 的電阻， R3 和 VIN 大于 IO* （

9、 RON2-RON1 ）。方程（ 1 ）可簡化為：     這種特性嚴重影響電流均分的結(jié)果，圖 7 顯示了只有電壓環(huán)兩個模塊并機的電路圖。 對于模塊 1 ，占空比為： 對于模塊 2, 占空比為 :     IO1 和 IO2 是各個模塊的輸出電流， RON12 和 RON22 是每個模塊同步整流的導(dǎo)通電阻，因為誤差信號， VC 是同一個比較斜坡的用于產(chǎn)生各個模塊的占空比控制的信號，如果斜坡幅值一樣， D1 等于 D2 。由（ 3 ）和（ 4 ）：     只有當(dāng) RON12 等于 RON22 時能得到均分

10、電流，但是這是非常難控制的部分，通常有在同一類型的設(shè)備中有 20% 差異。表 顯示了來自工業(yè)的數(shù)據(jù)。運用這種控制方式很難實現(xiàn)均分的電流。圖 8 顯示了 MOSFET 導(dǎo)通電阻對電流均分的影響，負載越大，均分結(jié)果越糟糕。 B 峰值電流模式控制為了避免開關(guān)管導(dǎo)通電阻的影響，可以用電流模式控制，峰值電流模式控制是現(xiàn)在最流行的一種控制方式，其運行非常簡單，圖 9 顯示其控制框圖，從電壓環(huán)補償器過來的誤差信號作為每個模塊峰值電流信號的比較參考信號，比較結(jié)果是每個模塊占空比的周期信號。     這種方式簡單并且不受設(shè)備寄生現(xiàn)象的影響，缺點是在輕載時其軍流能力較弱，和每個模塊電

11、感值得影響。圖 10 顯示了不同電感值對均流的影響，因為在這種并機系統(tǒng)中其輸入和輸出都是一樣的，如果模塊的電感值不一致，電感的峰值電流將不一致，電感值小的模塊的峰峰電流值將比其他大，由于峰值電流模式只限制電流最大值，而每個模塊的平均值將不受直接控制，結(jié)果，電感小的模塊的電流小，實際上，電感的值很難控制，正常情況下，電感的值可能有 20%30% 的差異。圖 11 顯示了不同電感值得影響， 影響可以表示成：     fs是開關(guān)頻率，每個模塊電流差異從輕載到重載固定不變，在輕載時，均流很差，在 VRM 中 均流控制技術(shù) A一個簡單的電流偵測網(wǎng)絡(luò)   

12、  對于將來低電壓，高電流并機系統(tǒng)來講，需要一個簡單，低成本，對寄生參數(shù)免疫的電流偵測和均流控制電路。     圖 12 顯示了 RC 開關(guān)網(wǎng)絡(luò)，兩個開關(guān)管處于互補的開關(guān)狀態(tài)：     像在同步整流的 BUCK 逆變器重，當(dāng)上管 S1 開，下管 S2 關(guān)，輸出電容由輸入電壓與電容電壓的差值通過 R 充電，假設(shè) R RON1 和 RON2 ，我們得到：  當(dāng) S1 OFF ， S2 ON 輸出電容通過 R 和 S2 放電：     開關(guān)網(wǎng)絡(luò)像沒有負載的 BUCK 逆變器，唯一的差別是輸出

13、電感和電阻 R 重新放置了，占空比周期是：      實際上，穩(wěn)態(tài)時電阻上的平均電壓為 0 ，因為通過輸出電容流出的電流的平均值是 0 ，如果這一開關(guān)網(wǎng)絡(luò)聯(lián)合同步整流 BUCK 電路，見圖 13 ， VC 可以用來估計電感的電流值，圖 13 中， R3 是線阻和 LAYUOT 的總電阻， RON1 和 RON2 是 MOSFET 的導(dǎo)通電阻。 穩(wěn)態(tài)時，充放電壓可以由下表示：  IO 是負載電流，其也等于電感的平均電流， TON 是開關(guān)的導(dǎo)通時間，圖 13 中電感的充放電可由下表示：  VO 是同步整流逆變器的輸出電壓，從（ 10 ）和

14、（ 11 ），同步整流占空比是：  從（ 12 ） Vc 的平均電流是：  從（ 13 ）知平均電感電流：      在 (14) 中被偵測點平均電感電流只受 R3 的影響 , 電阻 R,C, 電感值 , 開關(guān)導(dǎo)通電阻對于偵測電流的偵測結(jié)果沒有影響 , 運用這種 RC 網(wǎng)絡(luò) , 傳統(tǒng)電流變壓器或則偵測電阻可以去掉 , 用過平均電容電壓可以估計電感電流值 , 這種運用簡單 , 成本低 , 對逆變效率沒有影響 . B 新型均流控制技術(shù)     圖 14 顯示了新型均流控制技術(shù)，利用 VC 平均值信號，每個模塊

15、的電感電流得到了控制，      圖 14 顯示其控制框圖，其包括了電流和電壓環(huán)，所有的模塊都使用同一個電壓環(huán)，每一個模塊有其自己的 RC 偵測網(wǎng)絡(luò)和均流控制電流環(huán)。     應(yīng)該指出的是，雖然以下是用兩個模塊試驗，但是其方法可以實用于任何數(shù)目并機系統(tǒng)中。在圖 14 中，電容電壓信號包含了平均電流信號，在模塊 1 和 2 中有：      IO1 和 IO2 是每個模塊的平均電流值，首先，假定 R13 等于 R23 ，即假定電感線路設(shè)計對稱。實際中，這種對稱在制造中容易實現(xiàn)，為了得到一

16、致的電流分配， VC1 （ avg ）必須等于 VC2 （ avg ）。從（ 10 ， 11 ）得出，當(dāng) VC1 （ avg ）等于 VC2 （ avg ）， R13 等于 R23 ， IO1 等于 IO2 ，現(xiàn)在，均流控制環(huán)的目的是控制 VC1 和 VC2 ，使他們相等。     圖 15 顯示一種簡單的實現(xiàn)方法，電流環(huán)是一個綜合補償器，所有得模塊使用共同的參考信號，因為控制器包含一個同一的補償器，所以沒有穩(wěn)態(tài)誤差， VC1 和 vc2 都等于參考電壓，圖 16 顯示一個完整的控制圖。      如圖中控制方法， VC1

17、總是等于 VC2 ，從（ 15 ， 16 ）有：      均流的效果取決于 R13-R23 的比率。當(dāng)他們相等時。均流很好， MOSFET 導(dǎo)通電阻和電桿值得差異對于均流控制來說沒有影響。圖 17 顯示了其仿真結(jié)果，      兩個模塊并機，一個模塊 MOSFET 導(dǎo)通電阻為 20m ，輸出電感量為 320nH ，另一模塊開關(guān)電阻為 10m ，輸出電感量為 300nH ，當(dāng)負載從 1A 到 13A 變化時，各模塊電流差異小于 30mV ，相對于 MOSFET 導(dǎo)通電阻和電感值，線阻在制造中更容易控制。 設(shè)計和試驗

18、結(jié)果 圖 18 顯示了測試電路圖：      功率板部分時 4 模塊交叉 QSM VRM 。每個模塊電感量是 320nH ，開關(guān)頻率是 300 赫茲，輸入電感為 5V ，輸出電壓為 2V ，最大的負載電流為 30A 。在測試電路中， PCB 走線作為電感線圈使用， R3 是 PCB 電阻，圖 18 顯示了路線代電阻 R13 ， R23 、 R33 、 R43 ，盡管這些電阻很小， 1m 一個，電流偵測沒有受到干擾，實際上，電流決定于其比值，而不是其絕對值，圖 18 顯示每個走線一致，他們近似相等，可以得到均分的電流。    

19、 圖 19 顯示了電流均流環(huán)補償器的設(shè)計，為了保證其穩(wěn)定性， R*C 比 RF*CF 小 10 倍以上，使用這種設(shè)計，模塊顯示了非常好的電流均分能力，圖 20 顯示了測試的結(jié)果，      當(dāng)負載電流從 0.5 到 30A 變化時，輸入電流差異小于 50mA ，由于均流， VRM 的小量 3 高，見圖 21 。      圖 22 顯示了電壓環(huán)補償器設(shè)計，它是傳統(tǒng)的雙極點，單零點補償器。電壓環(huán)確保閉環(huán)帶寬高，暫態(tài)響應(yīng)快。      圖 23 顯示了測試的電壓閉環(huán)增益，帶寬為

20、85K 赫茲，相位裕量為 62 度。由于寬的帶寬， VRM 的輸出阻抗小，逆變器的暫態(tài)響應(yīng)快。  圖 24 顯示了暫態(tài)響應(yīng)：      當(dāng)負載從 0. 515A （負載變化率 30A /us ），輸出電壓降落只有 40mV ，輸出電容為 1200uf ，表 顯示了 QSMVRM 設(shè)計與傳統(tǒng)設(shè)計的比較。新型的設(shè)計可以提高功率密度到原來的 3 倍，和更快的暫態(tài)響應(yīng)。 條理化和延伸新型均流控制 A 一般化     前部分討論了當(dāng)線路阻抗一致時新型均流控制技術(shù)的運行。一般化這項技術(shù)，需要研究黨所有的線路和 LAYOUT 電阻不一致時的電路運行情況。     圖 25 顯示了當(dāng) R13 和 R23 不同時的情況。假定：      在電流環(huán)增加了有兩個額外的比例放大器，其作用是用來調(diào)整不同模塊中的電流分配。 在圖 25 中。 Va 和 Vb 是：      電流環(huán)的兩個統(tǒng)一體使 Vb 等于 Vc2 ，由（ 15 、 16 、 20 ）可以得到如